(19)
(11)EP 3 079 264 B1

(12)EUROPEAN PATENT SPECIFICATION

(45)Mention of the grant of the patent:
14.08.2019 Bulletin 2019/33

(21)Application number: 14861561.0

(22)Date of filing:  04.12.2014
(51)International Patent Classification (IPC): 
H04B 1/707(2011.01)
G01S 19/30(2010.01)
H04J 13/00(2011.01)
G01S 1/04(2006.01)
G01S 19/02(2010.01)
H04L 27/22(2006.01)
(86)International application number:
PCT/CN2014/093023
(87)International publication number:
WO 2015/070820 (21.05.2015 Gazette  2015/20)

(54)

SPREAD SPECTRUM SIGNAL GENERATING METHOD, GENERATING APPARATUS, RECEIVING METHOD AND RECEIVING APPARATUS

SPREIZSPEKTRUMSSIGNALERZEUGUNGSVERFAHREN, ERZEUGUNGSVORRICHTUNG, EMPFANGSVERFAHREN UND EMPFANGSVORRICHTUNG

PROCÉDÉ DE GÉNÉRATION DE SIGNAL À ÉTALEMENT DU SPECTRE, APPAREIL DE GÉNÉRATION, PROCÉDÉ DE RÉCEPTION ET APPAREIL DE RÉCEPTION


(84)Designated Contracting States:
AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

(30)Priority: 06.12.2013 CN 201310655408

(43)Date of publication of application:
12.10.2016 Bulletin 2016/41

(73)Proprietor: Tsinghua University
Beijing 100084 (CN)

(72)Inventors:
  • YAO, Zheng
    Beijing 100084 (CN)
  • LU, Mingquan
    Beijing 100084 (CN)

(74)Representative: Nederlandsch Octrooibureau 
P.O. Box 29720
2502 LS The Hague
2502 LS The Hague (NL)


(56)References cited: : 
EP-A1- 1 681 773
EP-A2- 0 818 892
WO-A1-2007/148081
CN-A- 101 854 326
US-A1- 2008 262 726
EP-A1- 2 323 271
WO-A1-2007/147807
CN-A- 101 252 406
US-A1- 2007 024 375
  
      
    Note: Within nine months from the publication of the mention of the grant of the European patent, any person may give notice to the European Patent Office of opposition to the European patent granted. Notice of opposition shall be filed in a written reasoned statement. It shall not be deemed to have been filed until the opposition fee has been paid. (Art. 99(1) European Patent Convention).


    Description

    TECHNICAL FIELD



    [0001] The application relates to the field of spreading signal generating method, generating device, receiving method and receiving device.

    BACKGROUND



    [0002] Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS) technique has widely used in the signal of Global Navigation Satellite System (GNSS), in order to enable accurate ranging through using the frequent phase reversal of spreading code and to achieve the good performance in multiple access, and that in anti-multipath and anti-interference.

    [0003] For the purpose of better sharing the limited frequency band of GNSS among various GNSS signals while improving the ranging accuracy and anti-interference performance of signals, new signal modulation techniques have been constantly proposed. Binary Offset Carrier (BOC) modulation is one of such examples, where a signal is multiplied by a square-wave subcarrier based on the DSSS modulation of rectangular non-return-to-zero spreading code chip. In general, BOC modulation has two parameters: a subcarrier rate fs and a spreading sequence rate fc, where fs≥fc. Therefore, a specific BOC modulation can be denoted via BOC(fs, fc). In the context of GNSS, a more simple notation is BOC(m,n), where fs and fc are normalized with 1.023 MHz, that is, m=fs/1.023 MHz and n=fc/1.023 MHz. In addition, there emerge various multiplexed BOC modulation techniques, such as Time-Multiplexed Binary Offset Carrier (TMBOC) modulation, and Composite Binary Offset Carrier (CBOC) modulation.

    [0004] WO 2007/148081 discloses an apparatus and a method to produce a modulation signal combining at least two binary offset carrier, BOC, modulation signals.

    SUMMARY



    [0005] The purpose of the present application is to provide a spreading signal generating method, generating device, receiving method and receiving device.

    [0006] According to one aspect of the present application, a spreading signal generating method is disclosed, which comprises: generating a first spreading signal component and a second spreading signal component, wherein the first spreading signal component and the second spreading signal component each comprise a spreading code and a binary subcarrier, the spreading code of the first spreading signal component is the same as the spreading code of the second spreading signal component, the binary subcarrier of the first spreading signal component is different from the binary subcarrier of the second spreading signal component; and modulating the first spreading signal component and the second spreading signal component with radio frequency (RF) carriers so as to generate the spreading signal, wherein a phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component is different from a phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component, and the spreading signal generated is:





    where SRF stands for the spreading signal, S1 and S2 stand for the first spreading signal component and the second spreading signal component respectively, A1 and A2 stand for an amplitude of S1 and an amplitude of S2 respectively, c(t) stands for the spreading code of S1 and S2, q1(t) and q2(t) stand for the binary subcarrier of S1 and the binary subcarrier of S2, d(t) stands for a data message, ωRF stands for an angular frequency of RF carrier, and θ stands for a phase difference between the phase of RF carrier for modulating S1 and the phase of RF carrier for modulating S2.

    [0007] According to a further aspect of the present application, a spreading signal generating device is disclosed, which comprises: a spreading signal component generating unit to generate a first spreading signal component and a second spreading signal component, wherein the first spreading signal component and the second spreading signal component each comprises a spreading code and a binary subcarrier, the spreading code of the first spreading signal component is the same as the spreading code of the second spreading signal component, the binary subcarrier of the first spreading signal component is different from the binary subcarrier of the second spreading signal component; and a spreading signal generating unit to modulate the first spreading signal component and the second spreading signal component with RF carriers so as to generate the spreading signal, wherein a phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component is different from a phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component, and the spreading signal generating unit generates the spreading signal with the following equations:





    where SRF stands for the spreading signal, S1 and S2 stand for the first spreading signal component and the second spreading signal component respectively, A1 and A2 stand for an amplitude of S1 and an amplitude of S2 respectively, c(t) stands for the spreading code of S1 and S2, q1(t) and q2(t) stand for the binary subcarrier of S1 and the binary subcarrier of S2 respectively, d(t) stands for a data message, ωRF stands for an angular frequency of RF carrier, θ stands for a phase difference between the phase of RF carrier for modulating S1 and the phase of RF carrier for modulating S2.

    [0008] According to a further aspect of the present application, a method for receiving a spreading signal is disclosed, which comprises: generating a local replica of spreading code of the spreading signal; generating a local replica of binary subcarrier of the first spreading signal component and a local replica of binary subcarrier of the second spreading signal component; generating a local carrier based on a phase difference between a phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component and a phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component; calculating a coherent integration for the spreading signal received, and calculating a linear combination of results of the integration, based on the local carrier, the local replica of spreading code, the local replica of binary subcarrier of the first spreading signal component and the local replica of binary subcarrier of the second spreading signal component generated, so as to obtain an integrated in-phase channel component and an integrated quadrature-phase channel component.

    [0009] According to a further aspect of the present application, a spreading signal receiver is disclosed, which comprises: a baseband signal generating unit to generate a local replica of spreading code of the spreading signal and to generate a local replica of binary subcarrier of a first spreading signal component and a local replica of binary subcarrier of a second spreading signal component; a local carrier generating unit to generate the local carrier based on a phase difference between a phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component and a phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component; and a calculating unit to calculate a coherent integration for the spreading signal received, and calculating a linear combination of results of the integration, based on the local carrier, the local replica of spreading code, the local replica of binary subcarrier of the first spreading signal component and the local replica of binary subcarrier of the second spreading signal component generated, so as to obtain an integrated in-phase channel component and an integrated quadrature-phase channel component.

    BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS



    [0010] 

    FIG. 1 illustrates a flowchart of a spreading signal generating method according to an embodiment of the present application.

    FIG. 2 illustrates a schematic block diagram of a spreading signal generating device according to an embodiment of the present application.

    FIG. 3 illustrates a schematic block diagram of a spreading signal generating device according to another embodiment of the present application.

    FIG. 4 illustrates a schematic block diagram of a spreading signal receiver according to an embodiment of the present application.

    FIG. 5 illustrates a schematic diagram of an implementation of a spreading signal receiver according to an embodiment of the present application.

    FIG. 6 illustrates a flowchart of a spreading signal receiving method according to an embodiment of the present application.


    DETAILED DESCRIPTION



    [0011] Hereinafter, with reference to the appended drawings, a detailed description on the spreading signal generating method, generating device, receiving method and receiving device disclosed in the application will be presented. For simplicity, in the description of the embodiments of the present application, the same or similar reference numeral is used for the same or similar device.

    [0012] FIG. 1 illustrates a flowchart of a spreading signal generating method for generating a spreading signal SRF according to an embodiment of the present application.

    [0013] In Step 110, a first spreading signal component S1 and a second spreading signal component S2 are generated, wherein the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 each comprise a spreading code and a binary subcarrier. The spreading code of the first spreading signal component S1 is the same as the spreading code of the second spreading signal component S2, and the binary subcarrier of the first spreading signal component S1 is different from the binary subcarrier of the second spreading signal component S2.

    [0014] In Step 120, the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 are modulated with RF carriers so as to generate the spreading signal SRF, wherein a phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component S1 is different from a phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component S2.

    [0015] The two spreading signal components each comprise the spreading code and the binary subcarrier are modulated with two different carrier phases respectively, enabling the multiplex of spreading signal components.

    [0016] The spreading signal SRF generated in Step 120 is expressed as:

    where

    and

    wherein S1 and S2 stand for the first spreading signal component and the second spreading signal component respectively, A1 and A2 stand for an amplitude of S1 and an amplitude of S2 respectively, c(t) stands for the spreading code of S1 and S2, q1(t) and q2(t) stand for the binary subcarrier of S1 and the binary subcarrier of S2 respectively, d(t) stands for a data message, ωRF stands for an angular frequency of RF carrier, and θ stands for a phase difference between the phase of RF carrier for modulating S1 and the phase of RF carrier for modulating S2.

    [0017] According to an embodiment of the present application, the binary subcarrier is a binary coded symbol (BCS) subcarrier. For example, the subcarrier of the first spreading signal component S1 can be BCS([1 1 1 1 -1 1 1 1 1], 1), and the subcarrier of the second spreading signal component S2 can be BCS([1 1 1 1 1 -1 1 1 1 1 1], 1), among others. As can be appreciated by those skilled in the art, the BCS subcarrier herein is only for exemplary illustration, and the binary subcarrier of spreading signal component can be any form of BCS subcarrier.

    [0018] According to another embodiment of the present application, the binary subcarrier is a binary offset carrier (BOC) subcarrier, i.e., BOC (m, n), wherein m is the result of the square-wave subcarrier frequency fs of the BOC component normalized with 1.023 MHz, that is, m=fs/1.023 MHz; n is the result of the spreading code c(t) frequency fc of the BOC signal normalized with 1.023 MHz. For example, the subcarrier of the first spreading signal component S1 can be BOC(1, 1), and the subcarrier of the second spreading signal component S2 can be BOC(6, 1). As can be appreciated by those skilled in the art, BOC(1, 1) and BOC(6, 1) herein are only for exemplary illustration, and the binary subcarrier of spreading signal component can be any form of BOC subcarrier .

    [0019] When the binary subcarrier is a BOC subcarrier, the spreading signal components S1 and S2 are BOC signals. As can be appreciated, in this case the two BOC signals are multiplexed. According to the BOC multiplex method of the present embodiment, the two signal components are modulated on different phases of the carrier respectively. With the embodiment, the proportion of an inter-modulation component between two different BOC signal components among the total signal can be flexibly adjusted.

    [0020] As can be appreciated by those skilled in the art, the acquisition, tracking, demodulation and anti-multipath and other performances of a signal at receiving are in close relation to the spectral characteristics of the signal. With regard to the multiplexed BOC signal of the present embodiment, the acquisition, tracking, demodulation and anti-multipath performances at receiving can be influenced by the amount of the inter-modulation component between the two signal components.

    [0021] According to an embodiment of the present application, a phase difference θ can be further set so as to adjust the inter-modulation component between the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 . By means of setting the carrier phase relationship of the two signal components, characteristics of the signal to be transmitted can be adjusted so as to optimize the acquisition, tracking, demodulation and anti-multipath performances at receiving, for satisfying specific requirements.

    [0022] According to the present embodiment, a baseband signal can be expressed as:

    in this case, the auto-correlation function of the baseband signal is

    where R1 and R2 are an auto-correlation function of c(t)q1(t) and an auto-correlation function of c(t)q2(t) respectively, and Rc(τ) is a cross-correlation function of c(t)q1(t) and c(t)q2(t). As can be seen, in addition to the auto-correlation function of the first spreading signal component and the auto-correlation function of the second spreading signal component, the cross-correlation function of the first spreading signal component and the second spreading signal component, i.e., the aforementioned inter-modulation component, is also included in the auto-correlation function of the baseband signal.

    [0023] cosθ can be configured to be any value between -1 and +1 by setting a value of the phase difference θ, such that the amount of the inter-modulation component can be adjusted.

    [0024] According to an embodiment of the present application, the value of the phase difference θ can be determined based on a demodulation performance index η and a tracking performance index β as required at the receiving of the spreading signal. The demodulation performance index η at the receiving of the spreading signal depicts the power loss of the spreading signal introduced due to the transmitter filtering, which directly influences the correlator output signal to noise ratio (SNR) of the receiver. The tracking performance index β refers to the root mean square (RMS) bandwidth of the spreading signal after the transmitter filtering, which directly influences the tracking loop error under the thermal noise and multipath.

    [0025] For example, the demodulation performance index η and the tracking performance index β can be expressed as the following equations:



    where BW is a signal transmitter bandwidth, n0 is a double-sided power spectral density of the white Gaussian noise (GWN), A1 and A2 stand for an amplitude of the first spreading signal component S1 and an amplitude of the second spreading signal component S2 respectively, R1 stands for an auto-correlation function of c(t)q1(t), R2 stands for an auto-correlation function of c(t)q2(t), and Rc(τ) is a cross-correlation function of c(t)q1(t) and c(t)q2(t).

    [0026] According to the requirement of accuracy, by means of traversing all the possible values of the phase difference θ among the {θk,k=1,2,...,N} with a certain step, a set of corresponding demodulation performance indices {ηk,k=1,2,...,N} and a set of corresponding tracking performance indices {βk,k=1,2,...,N} can be obtained, wherein the number N of the traversing of the phase difference θ is determined by the required accuracy. As can be understood by those skilled in the art, the anti-multipath performance of signal is related to the tracking performance index β. According to requirement for demodulation performance, tracking performance and anti-multipath performance in the signal design, a pair of tracking performance index and demodulation performance index (βk-optk-opt) can be selected among the {ηk, k = 1,2,...} and {βk, k = 1,2,...,N} to satisfy the requirements, and then the value of the phase difference θ will be set as θk-opt.

    [0027] According to an embodiment of the present application, the phase difference θ can be set as ±π/2, so as to adjust the inter-modulation component between the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component as being zero.

    [0028] For example, for a BOC subcarrier, when the phase difference θ is ±π/2, the baseband signal can be expressed as:

    and the auto-correlation function of the baseband signal is



    [0029] As can be seen, when the phase difference θ is ±π/2, no inter-modulation component is included in the auto-correlation function of the baseband signal. In this regard, different data messages are allowed to be modulated on the two signal components, so as to increase the information quantity to be transmitted by the signal.

    [0030] FIG. 2 illustrates a schematic block diagram of a spreading signal generating device according to an embodiment of the present application. As shown, a spreading signal generating device 200 comprises a spreading signal component generating unit 210 and a spreading signal generating unit 220.

    [0031] The spreading signal component generating unit 210 generates the first spreading signal component and the second spreading signal component, wherein the first spreading signal component and the second spreading signal component each comprise a spreading code and a binary subcarrier. The spreading code of the first spreading signal component is the same as the spreading code of the second spreading signal component, the binary subcarrier of the first spreading signal component is different from the binary subcarrier of the second spreading signal component.

    [0032] The spreading signal generating unit 220 modulates the first spreading signal component and the second spreading signal component with RF carriers so as to generate a spreading signal, wherein a phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component is different from a phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component.

    [0033] According to an embodiment, a spreading signal generating unit 220 generates a spreading signal SRF with the following equations:

    where

    and

    wherein S1 and S2 stand for the first spreading signal component and the second spreading signal component respectively, A1 and A2 stand for an amplitude of S1 and an amplitude of S2 respectively, c(t) stands for the spreading code of S1 and S2,q1(t) and q2(t) stand for the binary subcarrier of S1 and the binary subcarrier of S2 respectively, d(t) stands for a data message, ωRF stands for an angular frequency of RF carrier, and θ stands for a phase difference between the phase of RF carrier for modulating S1 and the phase of RF carrier for modulating S2.

    [0034] FIG.3 illustrates a schematic block diagram of a spreading signal generating device according to another embodiment of the present application. As shown, a spreading signal generating unit 220 of a spreading signal generating device 200 can further comprise a phase difference setting module 221 and a signal generating module 222. The phase difference setting module 221 sets said phase difference between the phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component S1 and the phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component S2, so as to adjust the inter-modulation component between the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2. The signal generating module 222 generates the spreading signal SRF based on the phase difference θ set by the phase difference setting module 221. For example, based on the phase difference θ set by the phase difference setting module 221, the signal generating module 222 generates the spreading signal SRF with the following equations:

    where

    and

    wherein S1 and S2 stand for the first spreading signal component and the second spreading signal component respectively, A1 and A2 stand for an amplitude of S1 and an amplitude of S2 respectively, c(t) stands for the spreading code of S1 and S2, q1(t) and q2(t) stand for the binary subcarrier of S1 and the binary subcarrier of S2 respectively, d(t) stands for a data message, ωRF stands for an angular frequency of RF carrier, and θ stands for a phase difference between the phase of RF carrier for modulating S1 and the phase of RF carrier for modulating S2.

    [0035] According to an embodiment, a phase difference setting module 221 determines the value of the phase difference θ based on a demodulation performance index and a tracking performance index as required at the receiving of the spreading signal.

    [0036] According to an embodiment, a phase difference setting module 221 can set the RF carrier phase difference θ between the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 as ±π/2, so as to adjust the inter-modulation component between the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 as being zero. In addition, the phase difference setting module 221 may set the phase difference θ to be any value and thereby cosθ can be of any value between -1 and +1, such that the amount of the inter-modulation component between the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 can be changed.

    [0037] The embodiments of the present application described as above are mainly involved with the transmission side, that is, with spreading signal generating methods and generating devices. In addition, embodiments of the present application also relate to signals generated through such spreading signal generating methods and by generating devices as those described above.

    [0038] Moreover, as can be appreciated by those skilled in the art, converse systems, methods, and devices can be applied so as to receive and process spreading signals generated in the embodiments of the present application. Therefore, the embodiments of the present application also relate to systems, methods, and devices for processing, for example, spreading signals as described above.

    [0039] FIG. 4 illustrates a schematic block diagram of a spreading signal receiver according to an embodiment of the present application. As shown, a receiver 300 comprises a baseband signal generating unit 310, a local carrier generating unit 320, and a calculating unit 330. The receiver 300 can be used to process a spreading signal SRF received.

    [0040] The baseband signal generating unit 310 generates a local replica (t) of spreading code of the spreading signal SRF, a local replica 1(t) of binary subcarrier of a first spreading signal component and a local replica 2(t) of binary subcarrier of a second spreading signal component.

    [0041] The local carrier generating unit 320 generates a local carrier based on a phase difference θ between a phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component and a phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component.

    [0042] Based on the local carrier generated by the local carrier generating unit 320, as well as the local replica (t) of spreading code, the local replica 1(t) of binary subcarrier of the first spreading signal component and the local replica 2(t) of binary subcarrier of the second spreading signal component generated by the baseband signal generating unit 310, the calculating unit 330 calculates a coherent integration for the spreading signal SRF received, and also calculates a linear combination of results of the integration, so as to obtain an integrated in-phase channel component I and an integrated quadrature-phase channel component Q.

    [0043] FIG. 5 illustrates a schematic diagram of an implementation of a spreading signal receiver according to an embodiment of the present application.

    [0044] As shown in FIG.5, a baseband signal generating unit 310 further comprises a local spreading code replica generating module 311 and a local subcarrier replica generating module 312. The local spreading code replica generating module 311 generates a local replica (t) of spreading code of a spreading signal SRF. The local subcarrier replica generating module 312 generates a local replica 1(t) of binary subcarrier of a first spreading signal component and a local replica 2(t) of binary subcarrier of a second spreading signal component.

    [0045] The local carrier generating unit 320 further comprises a local carrier generating module 321. Based on a phase difference θ between a phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component and a phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component, the local carrier generating module 321 generates local carriers cos(ω̂t), sin(ω̂t), cos(ω̂t+θ), sin(ω̂t+θ), wherein ω̂ stands for a demodulation angular frequency of local carrier. As can be appreciated, if a spreading signal received is demodulated immediately, then ω̂ = ωRF ; if a spreading signal is demodulated after a carrier of the spreading signal is converted to an intermediate frequency via a down-converter, then ω̂ωRF, where ω̂ is the carrier intermediate frequency via the down-converter.

    [0046] The calculating unit 330 further comprises a coherent integration calculating module 331 and a linear combination calculating module 332.

    [0047] The coherent integration calculating module 331 calculates a coherent integration for the spreading signal SRF received based on the local carriers cos(ω̂t), sin(ω̂t), cos(ω̂t+θ), sin(ω̂t+θ) generated by the local carrier generating unit 320, and on the local replica (t) of spreading code, the local replica 1(t) of binary subcarrier of the first spreading signal component and the local replica 2(t) of binary subcarrier of the second spreading signal component generated by the baseband signal generating unit 310. The coherent integration calculation can be expressed specifically as:







    where RF(t) stands for the spreading signal received, (t) stands for the local replica of spreading code, 1(t) and 2(t) stand for the local replica of binary subcarrier of the first spreading signal component and the local replica of binary subcarrier of the second spreading signal component respectively, ω̂ stands for an angular frequency of local carrier; t1 is a starting time for coherent integration, Tcoh is a duration for integration; 1 and 2 are a first weighting coefficient and a second weighting coefficient respectively, where 1:2=A1:A2; L1, L2, L3, L4 are results of the coherent integration; and I and Q are an integrated in-phase channel component and an integrated quadrature-phase channel component respectively.

    [0048] The linear combination calculating module 332 calculates a linear combination of results calculated by the coherent integration calculating module 331, so as to obtain an integrated in-phase channel component I and an integrated quadrature-phase channel component Q, specifically, with:



    where 1 and 2 are the first weighting coefficient and the second weighting coefficient respectively, a ratio between which equals to a ratio between an amplitude A1 of spreading signal component S1 and an amplitude A2 of spreading signal component S2 at the generation of the spreading signal, that is, 1:2=A1:A2.

    [0049] According to an embodiment of the present application, as shown in FIG.5, a receiver 300 may further comprise a processing unit 340, which carries out the carrier synchronization, code timing synchronization, data demodulation, measurement of the ranging code phase and carrier phase based on the integrated in-phase channel component and the integrated quadrature-phase channel component obtained. As can be appreciated by those skilled in the art, after the integrated in-phase channel component I and the integrated quadrature-phase channel component Q are obtained in the receiver, functions such as the carrier synchronization, code timing synchronization, data demodulation, measurement of the ranging code phase and carrier phase and so on carried out by the processing unit are in a manner similar to those in the prior art, details of which hence will not be described herein.

    [0050] FIG. 6 illustrates a flowchart of a spreading signal receiving method according to an embodiment of the present application. As shown, in Step 410, a local replica of spreading code of a spreading signal is generated.

    [0051] In Step 420, a local replica of binary subcarrier of a first spreading signal component and a local replica of binary subcarrier of a second spreading signal component are generated.

    [0052] In Step 430, a local carrier is generated based on a phase difference between a phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component and a phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component.

    [0053] In Step 440, the coherent integration for the spreading signal received and the linear combination of results of the integration are calculated, based on the local carrier, the local replica of spreading code, the local replica of binary subcarrier of the first spreading signal component and the local replica of binary subcarrier of the second spreading signal component generated, so as to obtain an integrated in-phase channel component and an integrated quadrature-phase channel component.

    [0054] According to an embodiment of the present application, the coherent integration can be calculated in Step 440 with the following equations:







    and the linear combination can be calculated with the following equations:



    where RF(t) is a spreading signal received, (t) is a local replica of spreading code, 1(t) and 2(t) are a local replica of binary subcarrier of a first spreading signal component and a local replica of binary subcarrier of a second spreading signal component respectively, ω̂ is an angular frequency of local carrier; t1 is a starting time for coherent integration, Tcoh is a duration for integration; 1 and 2 are a first weighting coefficient and a second weighting coefficient respectively, where 1:2=1:2;L1, L2, L3, L4 stand for results of the coherent integration; and I and Q are an integrated in-phase channel component and an integrated quadrature-phase channel component respectively.

    [0055] According to an embodiment of the present application, a spreading signal receiving method can further comprise: carrying out the carrier synchronization, code timing synchronization, data demodulation, measurement of the ranging code phase and carrier phase, based on the integrated in-phase channel component and the integrated quadrature-phase channel component obtained. As can be appreciated, those skilled in the art can employ various manners in the prior art for carrying out the carrier synchronization, code timing synchronization, data demodulation, measurement of the ranging code phase and carrier phase, based on the integrated in-phase channel component and the integrated quadrature-phase channel component.

    [0056] Embodiments of the present application can be implemented in the form of hardware, software or the combination thereof. According to an aspect of the present application, a program is provided comprising executable instructions to implement the spreading signal generating method, generating device, spreading signal receiving method, receiving device according to embodiments of the present application. In addition, the program can be stored in a storage of any form, such as optical or magnetic readable media, chip, ROM, PROM, or volatile or non-volatile memory device. According to an example of an embodiment of the present application, a machine-readable storage is provided for storing the program.


    Claims

    1. A spreading signal generating method, comprising:

    generating a first spreading signal component S1 and a second spreading signal component S2, wherein the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 each comprise a spreading code and a binary subcarrier, the spreading code of the first spreading signal component S1 is the same as the spreading code of the second spreading signal component S2, and the binary subcarrier of the first spreading signal component S1 is different from the binary subcarrier of the second spreading signal component S2; and

    modulating the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 with RF carriers so as to generate the spreading signal, wherein a phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component S1 is different from a phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component S2, and the spreading signal generated is:





    where SRF stands for the spreading signal, S1 and S2 stand for the first spreading signal component and the second spreading signal component respectively, A1 and A2 stand for an amplitude of S1 and an amplitude of S2 respectively, c(t) stands for the spreading code of S1 and S2, q1(t) and q2(t) stand for the binary subcarrier of S1 and the binary subcarrier of S2 respectively, d(t) stands for a data message, ωRF stands for an angular frequency of RF carrier, and θ stands for a phase difference between the phase of RF carrier for modulating S1 and the phase of RF carrier for modulating S2, and
    where the phase difference θ is configurable so as to adjust an inter-modulation component between the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2.


     
    2. The method as claimed in claim 1, wherein the binary subcarrier is a binary coded symbol BCS subcarrier.
     
    3. The method as claimed in claim 1, wherein the binary subcarrier is a binary offset carrier BOC subcarrier.
     
    4. The method as claimed in any of the claims 1-3, further comprising:
    determining the value of the phase difference θ based on a demodulation performance index and a tracking performance index as required at the receiving of the spreading signal.
     
    5. The method as claimed in claim 4, further comprising:

    traversing all possible values of the phase difference θ among a set of phase differences {θk,k=1,2,...,N} with a certain step, to obtain a set of corresponding demodulation performance indices {ηk,k=1,2,...,N} and a set of corresponding tracking performance indices {βk,k = 1,2,...,N}, wherein the number N of the traversing of the phase difference θ is determined in accordance with a required accuracy,

    setting a value of the phase difference θ as θk-opt by selecting a pair of tracking performance index and demodulation performance index (βk-optk-opt) among the demodulation performance indices {ηk,k=1,2,...} and tracking performance indices {βk,k=1,2,...,N} to satisfy requirements as to demodulation performance, tracking performance and anti-multipath performance in the signal design.


     
    6. The method as claimed in claim 1, further comprising:
    setting the phase difference θ as ±π/2 so as to adjust the inter-modulation component between the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 as being zero.
     
    7. A spreading signal generating device, comprising:

    a spreading signal component generating unit (210) arranged to generate a first spreading signal component S1 and a second spreading signal component S2, wherein the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 each comprise a spreading code and a binary subcarrier, the spreading code of the first spreading signal component S1 is the same as the spreading code of the second spreading signal component S2, and the binary subcarrier of the first spreading signal component S1 is different from the binary subcarrier of the second spreading signal component S2;

    a phase difference setting module (221) arranged to set a phase difference θ so as to adjust an inter-modulation component between the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2, and

    a spreading signal generating module (222) arranged to modulate the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 with RF carriers so as to generate the spreading signal, wherein a phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component S1 is different from a phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component S2 based on said phase difference θ set by the phase difference setting module (221), and the spreading signal generating module (222) generates the spreading signal with the following equations:





    where SRF stands for the spreading signal, S1 and S2 stand for the first spreading signal component and the second spreading signal component respectively, A1 and A2 stand for an amplitude of S1 and an amplitude of S2 respectively, c(t) stands for the spreading code of S1 and S2, q1(t) and q2(t) stand for the binary subcarrier of S1 and the binary subcarrier of S2 respectively, d(t) stands for a data message, ωRF stands for an angular frequency of RF carrier, and θ stands for said phase difference between the phase of RF carrier for modulating S1 and the phase of RF carrier for modulating S2.


     
    8. The generating device as claimed in claim 7, wherein the phase difference setting module determines the value of the phase difference θ based on a demodulation performance index and a tracking performance index as required at the receiving of the spreading signal.
     
    9. The generating device as claimed in claim 8, wherein the phase difference setting module is arranged to:

    traverse all possible values of the phase difference θ among a set of phase differences {θk,k=1,2,...,N} with a certain step, to obtain a set of corresponding demodulation performance indices {ηk,k=1,2,...,N} and a set of corresponding tracking performance indices {βk,k=1,2,...,N}, wherein the number N of the traversing of the phase difference θ is determined in accordance with a required accuracy,

    setting a value of the phase difference θ as θk-opt by selecting a pair of tracking performance index and demodulation performance index (βk-opt,ηk-opt) among the demodulation performance indices {ηk,k=1,2,...} and tracking performance indices {βk, k=1,2,...,N} to satisfy requirements as to demodulation performance, tracking performance and anti-multipath performance in the signal design.


     
    10. A Global Navigation Satellite System, GNSS, spreading signal defined as follows:





    where SRF stands for the spreading signal, S1 and S2 stand for a first spreading signal component and a second spreading signal component respectively, A1 and A2 stand for an amplitude of S1 and an amplitude of S2 respectively, c(t) stands for a spreading code common to S1 and S2, q1(t) and q2(t) stand for a binary subcarrier of S1 and a binary subcarrier of S2 respectively, d(t) stands for a data message, ωRF stands for an angular frequency of RF carrier, and θ stands for a phase difference between a phase of RF carrier for modulating S1 and a phase of RF carrier for modulating S2, where the phase difference θ is configured so as to adjust an inter-modulation component between the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2.
     
    11. The spreading signal according to claim 10, where the value of the phase difference θ is based on a demodulation performance index and a tracking performance index as required at the receiving of the spreading signal.
     
    12. The spreading signal according to claim 11, wherein the phase difference θ is set as θk-opt associated with a pair of tracking performance index and demodulation performance index (βk-opt,ηk-opt) among a set of demodulation performance indices {ηk,k=1,2,...} and tracking performance indices {βk,k = 1,2,...,N} to satisfy requirements as to demodulation performance, tracking performance and anti-multipath performance in the signal design.
     
    13. A method of processing a received spreading signal RF(t) in a receiver, receiving the received spreading signal RF(t) which is a received version of a spreading signal generated through the following spreading signal generating method in a transmitter comprising:

    generating a first spreading signal component S1 and a second spreading signal component S2, wherein the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 each comprise a spreading code and a binary subcarrier, the spreading code of the first spreading signal component S1 is the same as the spreading code of the second spreading signal component S2, and the binary subcarrier of the first spreading signal component S1 is different from the binary subcarrier of the second spreading signal component S2; and

    modulating the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 with RF carriers so as to generate the spreading signal, wherein a phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component S1 is different from a phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component S2, and the spreading signal generated is:





    where SRF stands for the spreading signal, S1 and S2 stand for the first spreading signal component and the second spreading signal component respectively, A1 and A2 stand for an amplitude of S1 and an amplitude of S2 respectively, c(t) stands for the spreading code of S1 and S2, q1(t) and q2(t) stand for the binary subcarrier of S1 and the binary subcarrier of S2 respectively, d(t) stands for a data message, ωRF stands for an angular frequency of RF carrier, and θ stands for a phase difference between the phase of RF carrier for modulating S1 and the phase of RF carrier for modulating S2, and
    where the phase difference θ has been configured so as to adjust an inter-modulation component between the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2

    said method for processing said received spreading signal RF(t) in a receiver comprising:

    generating (step 410) a local replica of the spreading code (t) of the spreading signal;

    generating (step 420) a local replica of binary subcarrier 1(t) of the first spreading signal component and a local replica of binary subcarrier 2(t) of the second spreading signal component;

    generating (step 430) a local carrier based on the phase difference θ between the phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component and the phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component; and

    calculating (step 440) a coherent integration for the received spreading signal RF(t) and calculating a linear combination of results of the integration, based on the local carrier, the local replica of spreading code (t), the local replica of binary subcarrier 1(t) of the first spreading signal component and the local replica of binary subcarrier 2(t) of the second spreading signal component generated, so as to obtain an integrated in-phase channel component and an integrated quadrature-phase channel component.


     
    14. The method according to claim 13, wherein the phase difference θ is based on a demodulation performance index and a tracking performance index as required at the receiving of the spreading signal
     
    15. The method as claimed in claim 13 or 14, wherein the coherent integration is calculated with the following equations:







    and the linear combination is calculated with the following equations:



    where RF(t) stands for the spreading signal received, (t) is the local replica of spreading code, 1(t) and 2(t) are the local replica of binary subcarrier of the first spreading signal component and the local replica of binary subcarrier of the second spreading signal component respectively, ω̂ is an angular frequency of local carrier; t1 is a starting time for coherent integration, Tcoh is a duration for integration; 1 and 2 are a first weighting coefficient and a second weighting coefficient respectively, where 1:2 = A1:A2; L1, L2, L3, L4 are results of the coherent integration; and I and Q are the integrated in-phase channel component and the integrated quadrature-phase channel component respectively.
     
    16. The method as claimed in any of the claims 13-15, further comprising:
    carrying out carrier synchronization, code timing synchronization, data demodulation, measurement of ranging code phase and carrier phase, based on the integrated in-phase channel component and the integrated quadrature-phase channel component obtained.
     
    17. The method according to any of the claims 11-16, wherein the phase difference θ is set as θk-opt associated with a pair of tracking performance index and demodulation performance index (βk-opt,ηk-opt) among a set of demodulation performance indices {ηk, k = 1,2,...} and tracking performance indices {βk, k = 1,2,...,N} to satisfy requirements as to demodulation performance, tracking performance and anti-multipath performance in the signal design.
     
    18. A receiver arranged to process a received spreading signal, comprising:

    means (310) arranged to receive the received spreading signal RF(t) which is a received version of a spreading signal generated through the following spreading signal generating method in a transmitter comprising:

    generating a first spreading signal component S1 and a second spreading signal component S2, wherein the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 each comprise a spreading code and a binary subcarrier, the spreading code of the first spreading signal component S1 is the same as the spreading code of the second spreading signal component S2, and the binary subcarrier of the first spreading signal component S1 is different from the binary subcarrier of the second spreading signal component S2; and

    modulating the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2 with RF carriers so as to generate the spreading signal, wherein a phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component S1 is different from a phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component S2, and the spreading signal generated is:





    where SRF stands for the spreading signal, S1 and S2 stand for the first spreading signal component and the second spreading signal component respectively, A1 and A2 stand for an amplitude of S1 and an amplitude of S2 respectively, c(t) stands for the spreading code of S1 and S1, q1(t) and q2(t) stand for the binary subcarrier of S1 and the binary subcarrier of S2 respectively, d(t) stands for a data message, ωRF stands for an angular frequency of RF carrier, and θ stands for a phase difference between the phase of RF carrier for modulating S1 and the phase of RF carrier for modulating S2, and
    where the phase difference θ has been configured so as to adjust an inter-modulation component between the first spreading signal component S1 and the second spreading signal component S2

    a baseband signal generating unit (310) arranged to generate a local replica of the spreading code (t) of the spreading signal and to generate a local replica of binary subcarrier 1(t) of the first spreading signal component and a local replica of binary subcarrier 2(t) of the second spreading signal component;

    a local carrier generating unit (320) arranged to generate a local carrier based on the phase difference θ between the phase of RF carrier for modulating the first spreading signal component and the phase of RF carrier for modulating the second spreading signal component; and

    a calculating unit (330) arranged to calculate a coherent integration for the received spreading signal RF(t) and to calculate a linear combination of results of the integration, based on the local carrier, the local replica of spreading code (t), the local replica of binary subcarrier 1(t) of the first spreading signal component and the local replica of binary subcarrier 2(t) of the second spreading signal component generated, so as to obtain an integrated in-phase channel component and an integrated quadrature-phase channel component.


     
    19. The receiver according to claim 18, wherein the phase difference θ is based on a demodulation performance index and a tracking performance index as required at the receiving of the spreading signal.
     
    20. The receiver as claimed in claim 18 or 19, wherein the calculating unit (330) further comprises a coherent integration calculating module (331) and a linear combination calculating module (332),
    the coherent integration calculating module (331) being arranged to calculate the coherent integration with the following equations:







    and the linear combination calculating module (332) being arranged to calculate the linear combination with the following equations:



    where RF(t) stands for the spreading signal received, (t) is the local replica of spreading code, 1(t) and 2(t) are the local replica of binary subcarrier of the first spreading signal component and the local replica of binary subcarrier of the second spreading signal component respectively, ω̂ is an angular frequency of local carrier; t1 is a starting time for coherent integration calculating, Tcoh is a duration for integration; 1 and 2 are a first weighting coefficient and a second weighting coefficient respectively, where 1:2=A1:A2; L1, L2, L3, L4 are results of the coherent integration; and I and Q are the integrated in-phase channel component and the integrated quadrature-phase channel component respectively.
     
    21. The receiver as claimed in claim 18, 19 or 20, wherein the receiver further comprises:
    a processing unit (340) arranged to carry out carrier synchronization, code timing synchronization, data demodulation, measurement of the ranging code phase and carrier phase, based on the integrated in-phase channel component I and the integrated quadrature-phase channel component Q obtained.
     
    22. The receiver according to any of the claims 18-21, wherein the phase difference θ is set as θk-opt associated with a pair of tracking performance index and demodulation performance index (βk-opt,ηk-opt) among a set of demodulation performance indices {ηk,k=1,2,...} and tracking performance indices {βk,k = 1,2,...,N} to satisfy requirements as to demodulation performance, tracking performance and anti-multipath performance in the signal design.
     
    23. A program comprising executable instructions that, when executed by a processor, implements the method of anyone of the claims 1-6, or claims 13-17.
     
    24. A machine-readable storage having stored thereon a program as claimed in claim 23.
     


    Ansprüche

    1. Spreizsignalerzeugungsverfahren, umfassend:

    Erzeugen einer ersten Spreizsignalkomponente S1 und einer zweiten Spreizsignalkomponente S2, wobei die erste Spreizsignalkomponente S1 und die zweite Spreizsignalkomponente S2 jeweils einen Spreizcode und einen binären Zwischenträger umfassen, der Spreizcode der ersten Spreizsignalkomponente S1 der gleiche wie der Spreizcode der zweiten Spreizsignalkomponente S2 ist und sich der binäre Zwischenträger der ersten Spreizsignalkomponente S1 von dem binären Zwischenträger der zweiten Spreizsignalkomponente S2 unterscheidet; und

    Modulieren der ersten Spreizsignalkomponente S1 und der zweiten Spreizsignalkomponente S2 mit HF-Trägern, um das Spreizsignal zu erzeugen, wobei sich eine Phase des HF-Trägers zur Modulation der ersten Spreizsignalkomponente S1 von einer Phase des HF-Trägers zur Modulation der zweiten Spreizsignalkomponente S2 unterscheidet, und das erzeugte Spreizsignal ist:





    wo SRF für das Spreizsignal steht, S1 und S2 für die erste Spreizsignalkomponente bzw. die zweite Spreizsignalkomponente stehen, A1 und A2 für eine Amplitude von S1 bzw. eine Amplitude von S2 stehen, c(t) für den Spreizcode von S1 und S2 steht, q1(t) und q2(t) für den binären Zwischenträger von S1 bzw. den binären Zwischenträger von S2 stehen, d(t) für eine Datennachricht steht, ωRF für eine Winkelfrequenz des HF-Trägers steht und θ für eine Phasendifferenz zwischen der Phase des HF-Trägers zur Modulation von S1 und der Phase des HF-Trägers zur Modulation von S2 steht, und
    wo die Phasendifferenz θ konfigurierbar ist, um eine Intermodulationskomponente zwischen der ersten Spreizsignalkomponente S1 und der zweiten Spreizsignalkomponente S2 einzustellen.


     
    2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der binäre Zwischenträger ein Binary-Coded-Symbol-Zwischenträger, BCS-Zwischenträger, ist.
     
    3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der binäre Zwischenträger ein Binary-Offset-Carrier-Zwischenträger, BOC-Zwischenträger, ist.
     
    4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, ferner umfassend:
    Bestimmen des Wertes der Phasendifferenz θ auf der Grundlage eines Demodulationsleistungsindexes und eines Taktgebungsleistungsindexes, wie erforderlich beim Empfang des Spreizsignals.
     
    5. Verfahren nach Anspruch 4, ferner umfassend:

    Durchlaufen aller möglichen Werte der Phasendifferenz θ unter einer Menge von Phasendifferenzen {θk,k = 1,2,...,N} mit einem bestimmten Schritt, um eine Menge von entsprechenden Demodulationsleistungsindizes {ηk,k = 1,2,...,N} und eine Menge von entsprechenden Taktgebungsleistungsindizes {βk,k = 1,2,...,N} zu erlangen, wobei die Anzahl N des Durchlaufens der Phasendifferenz θ gemäß einer erforderlichen Genauigkeit bestimmt wird,

    Einstellen eines Wertes der Phasendifferenz θ auf θk-opt durch Auswählen eines Paares aus einem Taktgebungsleistungsindex und einem Demodulationsleistungsindex (βk-opt, ηk-opt) unter den Demodulationsleistungsindizes {ηk,k = 1,2,...} und Taktgebungsleistungsindizes {βk,k = 1,2,...,N}, um Anforderungen bezüglich der Demodulationsleistung, Taktgebungsleistung und Antimehrwegleistung bei der Signalausgestaltung zu erfüllen.


     
    6. Verfahren nach Anspruch 1, ferner umfassend:
    Einstellen der Phasendifferenz θ auf ±π/2, um die Intermodulationskomponente zwischen der ersten Spreizsignalkomponente S1 und der zweiten Spreizsignalkomponente S2 auf Null einzustellen.
     
    7. Spreizsignalerzeugungsvorrichtung, umfassend:

    eine Spreizsignalkomponentenerzeugungseinheit (210), die so angeordnet ist, dass sie eine erste Spreizsignalkomponente S1 und eine zweite Spreizsignalkomponente S2 erzeugt, wobei die erste Spreizsignalkomponente S1 und die zweite Spreizsignalkomponente S2 jeweils einen Spreizcode und einen binären Zwischenträger umfassen, der Spreizcode der ersten Spreizsignalkomponente S1 der gleiche wie der Spreizcode der zweiten Spreizsignalkomponente S2 ist und sich der binäre Zwischenträger der ersten Spreizsignalkomponente S1 von dem binären Zwischenträger der zweiten Spreizsignalkomponente S2 unterscheidet;

    ein Phasendifferenzeinstellmodul (221), das so angeordnet ist, dass es eine Phasendifferenz θ einstellt, um eine Intermodulationskomponente zwischen der ersten Spreizsignalkomponente S1 und der zweiten Spreizsignalkomponente S2 einzustellen, und

    ein Spreizsignalerzeugungsmodul (222), das so angeordnet ist, dass es die erste Spreizsignalkomponente S1 und die zweite Spreizsignalkomponente S2 mit HF-Trägern moduliert, um das Spreizsignal zu erzeugen, wobei auf der Grundlage der durch das Phasendifferenzeinstellmodul (221) eingestellten Phasendifferenz θ eine Phase des HF-Trägers zur Modulation der ersten Spreizsignalkomponente S1 sich von einer Phase des HF-Trägers zur Modulation der zweiten Spreizsignalkomponente S2 unterscheidet, und das Spreizsignalerzeugungsmodul (222) das Spreizsignal mit den folgenden Gleichungen erzeugt:





    wo SRF für das Spreizsignal steht, S1 und S2 für die erste Spreizsignalkomponente bzw. die zweite Spreizsignalkomponente stehen, A1 und A2 für eine Amplitude von S1 bzw. eine Amplitude von S2 stehen, c(t) für den Spreizcode von S1 und S2 steht, q1(t) und q2(t) für den binären Zwischenträger von S1 bzw. den binären Zwischenträger von S2 stehen, d(t) für eine Datennachricht steht, ωRF für eine Winkelfrequenz des HF-Trägers steht, und θ für die Phasendifferenz zwischen der Phase des HF-Trägers zur Modulation von S1 und der Phase des HF-Trägers zur Modulation von S2 steht.


     
    8. Erzeugungsvorrichtung nach Anspruch 7, wobei das Phasendifferenzeinstellmodul den Wert der Phasendifferenz θ auf der Grundlage eines Demodulationsleistungsindexes und eines Taktgebungsleistungsindexes, wie erforderlich beim Empfang des Spreizsignals, bestimmt.
     
    9. Erzeugungsvorrichtung nach Anspruch 8, wobei das Phasendifferenzeinstellmodul so angeordnet ist, dass es:

    alle möglichen Werte der Phasendifferenz θ unter einer Menge von Phasendifferenzen {θk,k = 1,2,...,N} mit einem bestimmten Schritt durchläuft, um eine Menge von entsprechenden Demodulationsleistungsindizes {ηk,k = 1,2,...,N} und eine Menge von entsprechenden Taktgebungsleistungsindizes {βk,k = 1,2,...,N} zu erlangen, wobei die Anzahl N des Durchlaufens der Phasendifferenz θ gemäß einer erforderlichen Genauigkeit bestimmt ist,

    einen Wert der Phasendifferenz θ auf θk-opt einstellt durch Auswählen eines Paares aus einem Taktgebungsleistungsindex und einem Demodulationsleistungsindex (βk-opt, ηk-opt) unter den Demodulationsleistungsindizes {ηk,k = 1,2,...} und Taktgebungsleistungsindizes {βk,k = 1,2,...,N}, um Anforderungen bezüglich der Demodulationsleistung, Taktgebungsleistung und Antimehrwegleistung bei der Signalausgestaltung zu erfüllen.


     
    10. Spreizsignal eines globalen Navigationssatellitensystems, GNSS-Spreizsignal, bestimmt wie folgt:





    wo SRF für das Spreizsignal steht, S1 und S2 für eine erste Spreizsignalkomponente bzw. eine zweite Spreizsignalkomponente stehen, A1 und A2 für eine Amplitude von S1 bzw. eine Amplitude von S2 stehen, c(t) für einen gemeinsamen Spreizcode von S1 und S2 steht, q1(t) und q2(t) für einen binären Zwischenträger von S1 bzw. einen binären Zwischenträger von S2 stehen, d(t) für eine Datennachricht steht, ωRF für eine Winkelfrequenz des HF-Trägers steht und θ für eine Phasendifferenz zwischen einer Phase des HF-Trägers zur Modulation von S1 und einer Phase des HF-Trägers zur Modulation von S2 steht,
    wo die Phasendifferenz θ so konfiguriert ist, dass sie eine Intermodulationskomponente zwischen der ersten Spreizsignalkomponente S1 und der zweiten Spreizsignalkomponente S2 einstellt.
     
    11. Spreizsignal nach Anspruch 10, wo der Wert der Phasendifferenz θ auf einem Demodulationsleistungsindex und einem Taktgebungsleistungsindex, wie erforderlich beim Empfang des Spreizsignals, basiert.
     
    12. Spreizsignal nach Anspruch 11, wobei die Phasendifferenz θ auf θk-opt eingestellt ist, in Verbindung mit einem Paar aus einem Taktgebungsleistungsindex und einem Demodulationsleistungsindex (βk-opt, ηk-opt) unter einer Menge von Demodulationsleistungsindizes {ηk,k = 1,2,...} und Taktgebungsleistungsindizes {βk,k = 1,2,...,N}, um Anforderungen bezüglich der Demodulationsleistung, Taktgebungsleistung und Antimehrwegleistung bei der Signalausgestaltung zu erfüllen.
     
    13. Verfahren zur Verarbeitung eines empfangenen Spreizsignals RF(t) in einem Empfänger, der das empfangene Spreizsignal RF(t) empfängt, das eine empfangene Version eines mittels des folgenden Spreizsignalerzeugungsverfahrens in einem Sender erzeugten Spreizsignals ist, umfassend:

    Erzeugen einer ersten Spreizsignalkomponente S1 und einer zweiten Spreizsignalkomponente S2, wobei die erste Spreizsignalkomponente S1 und die zweite Spreizsignalkomponente S2 jeweils einen Spreizcode und einen binären Zwischenträger umfassen, der Spreizcode der ersten Spreizsignalkomponente S1 der gleiche wie der Spreizcode der zweiten Spreizsignalkomponente S2 ist und sich der binäre Zwischenträger der ersten Spreizsignalkomponente S1 von dem binären Zwischenträger der zweiten Spreizsignalkomponente S2 unterscheidet; und

    Modulieren der ersten Spreizsignalkomponente S1 und der zweiten Spreizsignalkomponente S2 mit HF-Trägern, um das Spreizsignal zu erzeugen, wobei sich eine Phase des HF-Trägers zur Modulation der ersten Spreizsignalkomponente S1 von einer Phase des HF-Trägers zur Modulation der zweiten Spreizsignalkomponente S2 unterscheidet, und das erzeugte Spreizsignal ist:





    wo SRF für das Spreizsignal steht, S1 und S2 für die erste Spreizsignalkomponente bzw. die zweite Spreizsignalkomponente stehen, A1 und A2 für eine Amplitude von S1 bzw. eine Amplitude von S2 stehen, c(t) für den Spreizcode von S1 und S2 steht, q1(t) und q2(t) für den binären Zwischenträger von S1 bzw. den binären Zwischenträger von S2 stehen, d(t) für eine Datennachricht steht, ωRF für eine Winkelfrequenz des HF-Trägers steht und θ für eine Phasendifferenz zwischen der Phase des HF-Trägers zur Modulation von S1 und der Phase des HF-Trägers zur Modulation von S2 steht, und
    wo die Phasendifferenz θ konfiguriert worden ist, um eine Intermodulationskomponente zwischen der ersten Spreizsignalkomponente S1 und der zweiten Spreizsignalkomponente S2 einzustellen,

    wobei das Verfahren zur Verarbeitung des empfangenen Spreizsignals RF(t) in einem Empfänger umfasst:

    Erzeugen (Schritt 410) einer lokalen Kopie des Spreizcodes (t) des Spreizsignals;

    Erzeugen (Schritt 420) einer lokalen Kopie des binären Zwischenträgers 1(t) der ersten Spreizsignalkomponente und einer lokalen Kopie des binären Zwischenträgers 2(t) der zweiten Spreizsignalkomponente;

    Erzeugen (Schritt 430) eines lokalen Trägers auf der Grundlage der Phasendifferenz θ zwischen der Phase des HF-Trägers zur Modulation der ersten Spreizsignalkomponente und der Phase des HF-Trägers zur Modulation der zweiten Spreizsignalkomponente; und

    Berechnen (Schritt 440) einer kohärenten Integration für das empfangene Spreizsignal RF(t) und Berechnen einer linearen Verknüpfung von Ergebnissen der Integration auf der Grundlage des/der erzeugten lokalen Trägers, lokalen Kopie des Spreizcodes (t), lokalen Kopie des binären Zwischenträgers 1(t) der ersten Spreizsignalkomponente und lokalen Kopie des binären Zwischenträgers 2(t) der zweiten Spreizsignalkomponente, um eine integrierte Gleichphasenkanalkomponente und eine integrierte Quadraturphasenkanalkomponente zu erlangen.


     
    14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei die Phasendifferenz θ auf einem Demodulationsleistungsindex und einem Taktgebungsleistungsindex, wie erforderlich beim Empfang des Spreizsignals, basiert.
     
    15. Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, wobei die kohärente Integration mit den folgenden Gleichungen berechnet wird:







    und die lineare Verknüpfung mit den folgenden Gleichungen berechnet wird:



    wo RF(t) für das empfangene Spreizsignal steht, (t) die lokale Kopie des Spreizcodes ist, 1(t) und 2(t) die lokale Kopie des binären Zwischenträgers der ersten Spreizsignalkomponente bzw. die lokale Kopie des binären Zwischenträgers der zweiten Spreizsignalkomponente sind, ω̂ eine Winkelfrequenz des lokalen Trägers ist; t1 eine Startzeit für die kohärente Integration ist, Tcoh eine Dauer für die Integration ist, 1 und 2 ein erster Gewichtskoeffizient bzw. ein zweiter Gewichtskoeffizient sind, wo 1 : Ã2 = A1 : A2; L1, L2, L3, L4 Ergebnisse der kohärenten Integration sind; und I und Q die integrierte Gleichphasenkanalkomponente bzw. die integrierte Quadraturphasenkanalkomponente sind.
     
    16. Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 15, ferner umfassend:
    Durchführen der Trägersynchronisation, Codetaktsynchronisation, Datendemodulation, Messung der Entfernungsmessungscodephase und Trägerphase auf der Grundlage der erlangten integrierten Gleichphasenkanalkomponente und integrierten Quadraturphasenkanalkomponente.
     
    17. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 16, wobei die Phasendifferenz θ auf θk-opt eingestellt wird, in Verbindung mit einem Paar aus einem Taktgebungsleistungsindex und einem Demodulationsleistungsindex (βk-opt, ηk-opt) unter einer Menge von Demodulationsleistungsindizes {ηk,k = 1,2,...} und Taktgebungsleistungsindizes {βk,k = 1,2,...,N}, um Anforderungen bezüglich der Demodulationsleistung, Taktgebungsleistung und Antimehrwegleistung bei der Signalausgestaltung zu erfüllen.
     
    18. Empfänger, der so angeordnet ist, dass er ein empfangenes Spreizsignal verarbeitet, umfassend:

    Mittel (310), die so angeordnet sind, dass sie das empfangene Spreizsignal RF(t) empfangen, das eine empfangene Version eines mittels des folgenden Spreizsignalerzeugungsverfahrens in einem Sender erzeugten Spreizsignals ist, umfassend:

    Erzeugen einer ersten Spreizsignalkomponente S1 und einer zweiten Spreizsignalkomponente S2, wobei die erste Spreizsignalkomponente S1 und die zweite Spreizsignalkomponente S2 jeweils einen Spreizcode und einen binären Zwischenträger umfassen, der Spreizcode der ersten Spreizsignalkomponente S1 der gleiche wie der Spreizcode der zweiten Spreizsignalkomponente S2 ist und sich der binäre Zwischenträger der ersten Spreizsignalkomponente S1 von dem binären Zwischenträger der zweiten Spreizsignalkomponente S2 unterscheidet; und

    Modulieren der ersten Spreizsignalkomponente S1 und der zweiten Spreizsignalkomponente S2 mit HF-Trägern, um das Spreizsignal zu erzeugen, wobei sich eine Phase des HF-Trägers zur Modulation der ersten Spreizsignalkomponente S1 von einer Phase des HF-Trägers zur Modulation der zweiten Spreizsignalkomponente S2 unterscheidet, und das erzeugte Spreizsignal ist:





    wo SRF für das Spreizsignal steht, S1 und S2 für die erste Spreizsignalkomponente bzw. die zweite Spreizsignalkomponente stehen, A1 und A2 für eine Amplitude von S1 bzw. eine Amplitude von S2 stehen, c(t) für den Spreizcode von S1 und S2 steht, q1(t) und q2(t) für den binären Zwischenträger von S1 bzw. den binären Zwischenträger von S2 stehen, d(t) für eine Datennachricht steht, ωRF für eine Winkelfrequenz des HF-Trägers steht und θ für eine Phasendifferenz zwischen der Phase des HF-Trägers zur Modulation von S1 und der Phase des HF-Trägers zur Modulation von S2 steht, und
    wo die Phasendifferenz θ konfiguriert worden ist, um eine Intermodulationskomponente zwischen der ersten Spreizsignalkomponente S1 und der zweiten Spreizsignalkomponente S2 einzustellen,

    eine Basisbandsignalerzeugungseinheit (310), die so angeordnet ist, dass sie eine lokale Kopie des Spreizcodes (t) des Spreizsignals erzeugt und eine lokale Kopie des binären Zwischenträgers 1(t) der ersten Spreizsignalkomponente und eine lokale Kopie des binären Zwischenträgers 2(t) der zweiten Spreizsignalkomponente erzeugt;

    eine Einheit (320) zur Erzeugung eines lokalen Trägers, die so angeordnet ist, dass sie einen lokalen Träger auf der Grundlage der Phasendifferenz θ zwischen der Phase des HF-Trägers zur Modulation der ersten Spreizsignalkomponente und der Phase des HF-Trägers zur Modulation der zweiten Spreizsignalkomponente erzeugt; und

    eine Recheneinheit (330), die so angeordnet ist, dass sie auf der Grundlage des/der erzeugten lokalen Trägers, lokalen Kopie des Spreizcodes (t), lokalen Kopie des binären Zwischenträgers 1(t) der ersten Spreizsignalkomponente und lokalen Kopie des binären Zwischenträgers 2(t) der zweiten Spreizsignalkomponente eine kohärente Integration für das empfangene Spreizsignal RF(t) berechnet und eine lineare Verknüpfung von Ergebnissen der Integration berechnet, um eine integrierte Gleichphasenkanalkomponente und eine integrierte Quadraturphasenkanalkomponente zu erlangen.


     
    19. Empfänger nach Anspruch 18, wobei die Phasendifferenz θ auf einem Demodulationsleistungsindex und einem Taktgebungsleistungsindex, wie erforderlich beim Empfang des Spreizsignals, basiert ist.
     
    20. Empfänger nach Anspruch 18 oder 19, wobei die Recheneinheit (330) ferner ein Modul (331) zur Berechnung einer kohärenten Integration und ein Modul (332) zur Berechnung einer linearen Verknüpfung umfasst,
    wobei das Modul (331) zur Berechnung einer kohärenten Integration so angeordnet ist, dass es die kohärente Integration mit den folgenden Gleichungen berechnet:







    und das Modul (332) zur Berechnung einer linearen Verknüpfung so angeordnet ist, dass es die lineare Verknüpfung mit den folgenden Gleichungen berechnet:



    wo RF(t) für das empfangene Spreizsignal steht, (t) die lokale Kopie des Spreizcodes ist, 1(t) und 2(t) die lokale Kopie des binären Zwischenträgers der ersten Spreizsignalkomponente bzw. die lokale Kopie des binären Zwischenträgers der zweiten Spreizsignalkomponente sind, ω̂ eine Winkelfrequenz des lokalen Trägers ist; t1 eine Startzeit für die Berechnung der kohärenten Integration ist, Tcoh eine Dauer für die Integration ist, 1 und 2 ein erster Gewichtskoeffizient bzw. ein zweiter Gewichtskoeffizient sind, wo 1 : 2 = A1 : A2; L1, L2, L3, L4 Ergebnisse der kohärenten Integration sind; und I und Q die integrierte Gleichphasenkanalkomponente bzw. die integrierte Quadraturphasenkanalkomponente sind.
     
    21. Empfänger nach Anspruch 18, 19 oder 20, wobei der Empfänger ferner umfasst:
    eine Verarbeitungseinheit (340), die so angeordnet ist, dass sie die Trägersynchronisation, Codetaktsynchronisation, Datendemodulation, Messung der Entfernungsmessungscodephase und Trägerphase, auf der Grundlage der erlangten integrierten Gleichphasenkanalkomponente I und integrierten Quadraturphasenkanalkomponente Q durchführt.
     
    22. Empfänger nach einem der Ansprüche 18 bis 21, wobei die Phasendifferenz θ auf θk-opt eingestellt ist, in Verbindung mit einem Paar aus einem Taktgebungsleistungsindex und einem Demodulationsleistungsindex (βk-opt, ηk-opt) unter einer Menge von Demodulationsleistungsindizes {ηk,k = 1,2,...} und Taktgebungsleistungsindizes {βk,k = 1,2,...,N}, um Anforderungen bezüglich der Demodulationsleistung, Taktgebungsleistung und Antimehrwegleistung bei der Signalausgestaltung zu erfüllen.
     
    23. Programm, umfassend ausführbare Befehle, das, wenn es durch einen Prozessor ausgeführt wird, das Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6 oder Ansprüche 13 bis 17 implementiert.
     
    24. Maschinell lesbarer Speicher, auf dem ein Programm nach Anspruch 23 gespeichert ist.
     


    Revendications

    1. Procédé de génération de signal d'étalement, comprenant :

    la génération d'une première composante de signal d'étalement S1 et d'une deuxième composante de signal d'étalement S2, dans laquelle la première composante de signal d'étalement S1 et la deuxième composante de signal d'étalement S2 comprennent chacune un code d'étalement et une sous-porteuse binaire, le code d'étalement de la première composante de signal d'étalement S1 est identique au code d'étalement de la deuxième composante de signal d'étalement S2, et la sous-porteuse binaire de la première composante de signal d'étalement S1 est différente de la sous-porteuse binaire de la deuxième composante de signal d'étalement S2 ; et

    la modulation de la première composante de signal d'étalement S1 et de la deuxième composante de signal d'étalement avec des porteuses RF de manière à générer le signal d'étalement, dans laquelle une phase de la porteuse RF destinée à moduler la première composante de signal d'étalement S1 est différente d'une phase de porteuse RF destinée à moduler la deuxième composante de signal d'étalement S2, et le signal d'étalement généré est :





    où SRF représente le signal d'étalement, S1 et représentent respectivement la première composante de signal d'étalement et la deuxième composante de signal d'étalement, A1 et A2 représentent respectivement une amplitude de S1 et une amplitude de S2, c(t) représente le code d'étalement de S1 et S2, q1(t) et q2(t) représentent respectivement la sous-porteuse binaire de S1 et la sous-porteuse binaire de S2, d(t) représente un message de données, ωRF représente une fréquence angulaire de porteuse RF, et θ représente une différence de phase entre la phase de porteuse RF pour moduler S1 et la phase de porteuse RF pour moduler S2, et
    où la différence de phase θ est configurable de manière à ajuster une composante d'intermodulation entre la première composante de signal d'étalement S1 et la deuxième composante de signal d'étalement S2.


     
    2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel la sous-porteuse binaire est une sous-porteuse de symbole codé binaire BCS.
     
    3. Procédé selon la revendication 1, dans lequel la sous-porteuse binaire est une sous-porteuse à porteuse décalée binaire BOC.
     
    4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, comprenant en outre :
    la détermination de la valeur de la différence de phase θ sur la base d'un indice de performance de démodulation et d'un indice de performance de suivi tels que requis à la réception du signal d'étalement.
     
    5. Procédé selon la revendication 4, comprenant en outre :

    le parcours de toutes les valeurs possibles de la différence de phase θ parmi un ensemble de différences de phase {θk, k = 1, 2,..., N) avec un certain pas, pour obtenir un ensemble d'indices de performance de démodulation correspondants {ηk, k = 1, 2,..., N) et un ensemble d'indices de performance de suivi correspondants {βk, k = 1, 2,..., N), dans lequel le nombre N du parcours de la différence de phase θ est déterminé conformément à une précision requise,

    le réglage d'une valeur de différence de phase θ sous forme θk-opt par sélection d'une paire d'indice de performance de suivi et d'indice de performance de démodulation {βk-opt, ηk-opt) parmi les indices de performance de démodulation {ηk, k = 1,2,...,N} et les indices de performance de suivi {βk, k = 1,2,...,N} pour satisfaire aux exigences en matière de performances de démodulation, de performances de suivi et de performances anti-trajets multiples dans la conception du signal.


     
    6. Procédé selon la revendication 1, comprenant en outre :
    le réglage de la différence de phase θ à ±π/2 de manière à ajuster la composante d'intermodulation entre la première composante de signal d'étalement S1 et la deuxième composante de signal d'étalement S2 à zéro.
     
    7. Dispositif de génération de signal d'étalement, comprenant :

    une unité de génération de composante de signal d'étalement (210) conçue pour générer une première composante de signal d'étalement S1 et une deuxième composante de signal d'étalement S2, dans lequel la première composante de signal d'étalement S1 et la deuxième composante de signal d'étalement S2 comportent chacune un code d'étalement et une sous-porteuse binaire, le code d'étalement de la première composante de signal d'étalement S1 est identique au code d'étalement de la deuxième composante de signal d'étalement S2, et la sous-porteuse binaire de la première composante de signal d'étalement S1 est différente de la sous-porteuse binaire de la deuxième composante de signal d'étalement S2 ;

    un module de réglage de différence de phase (221) conçu pour régler une différence de phase θ de manière à ajuster une composante d'intermodulation entre la première composante de signal d'étalement S1 et la deuxième composante de signal d'étalement S2, et

    un module de génération de signal d'étalement (222) conçu pour moduler la première composante de signal d'étalement S1 et la deuxième composante de signal d'étalement S2 avec des porteuses RF de manière à générer le signal d'étalement, dans lequel une phase de porteuse RF destinée à moduler la première composante de signal d'étalement S1 est différente d'une phase de porteuse RF destinée à moduler la deuxième composante de signal d'étalement S2 sur la base de ladite différence de phase θ réglée par le module de réglage de différence de phase (221), et le module de génération de signal d'étalement (222) génère le signal d'étalement avec les équations suivantes :





    où SRF représente le signal d'étalement, S1 et S2 représentent respectivement la première composante de signal d'étalement et la deuxième composante de signal d'étalement, A1 et A2 représentent respectivement une amplitude de S1 et une amplitude de S2, c(t) représente le code d'étalement de S1 et S2, q1(t) et q2(t) représentent respectivement la sous-porteuse binaire de S1 et la sous-porteuse binaire de S2, d(t) représente un message de données, ωRF représente une fréquence angulaire de porteuse RF, et θ représente ladite différence de phase entre la phase de porteuse RF pour moduler S1 et la phase de porteuse RF pour moduler S2.


     
    8. Dispositif de génération selon la revendication 7, dans lequel le module de réglage de différence de phase détermine la valeur de la différence de phase θ sur la base d'un indice de performance de démodulation et d'un indice de performance de suivi tels que requis à la réception du signal d'étalement.
     
    9. Dispositif de génération selon la revendication 8, dans lequel le module de réglage de différence de phase est conçu pour :

    parcourir toutes les valeurs possibles de la différence de phase θ parmi un ensemble de différences de phase {θk, k = 1, 2,..., N) avec un certain pas, pour obtenir un ensemble d'indices de performance de démodulation correspondants {ηk, k = 1, 2,..., N) et un ensemble d'indices de performance de suivi correspondants {βk, k = 1, 2,..., N), dans lequel le nombre N du parcours de la différence de phase θ est déterminé conformément à une précision requise,

    régler une valeur de différence de phase θ sous forme θk-opt par sélection d'une paire d'indice de performance de suivi et d'indice de performance de démodulation {βk-opt, ηk-opt) parmi les indices de performance de démodulation {ηk, k = 1,2,...,N} et les indices de performance de suivi {βk, k = 1,2,...,N} pour satisfaire aux exigences en matière de performances de démodulation, de performances de suivi et de performances anti-trajets multiples dans la conception du signal.


     
    10. Système global de navigation par satellites, GNSS, le signal d'étalement étant défini de la manière suivante :





    où SRF représente le signal d'étalement, S1 et S2 représentent respectivement une première composante de signal d'étalement et une deuxième composante de signal d'étalement, A1 et A2 représentent respectivement une amplitude de S1 et une amplitude de S2, c(t) représente un code d'étalement commun à S1 et S2, q1(t) et q2(t) représentent respectivement une sous-porteuse binaire de S1 et une sous-porteuse binaire de S2, d(t) représente un message de données, ωRF représente une fréquence angulaire de porteuse RF, et θ représente une différence de phase entre une phase de porteuse RF pour moduler S1 et une phase de porteuse RF pour moduler S2,
    où la différence de phase θ est configurée de manière à ajuster une composante d'intermodulation entre la première composante de signal d'étalement S1 et la deuxième composante de signal d'étalement S2.
     
    11. Signal d'étalement selon la revendication 10, où la valeur de la différence de phase θ est basée sur un indice de performance de démodulation et un indice de performance de suivi tels que requis à la réception du signal d'étalement.
     
    12. Signal d'étalement selon la revendication 11, dans lequel la différence de phase θ est réglée sous forme θk-opt associée à une paire d'indice de performance de suivi et d'indice de performance de démodulation {βk-opt, ηk-opt) parmi un ensemble d'indices de performance de démodulation {ηk, k = 1,2,...,N} et d'indices de performance de suivi {βk, k = 1,2,...,N} pour satisfaire aux exigences en matière de performances de démodulation, de performances de suivi et de performances anti-trajets multiples dans la conception du signal.
     
    13. Procédé de traitement d'un signal d'étalement reçu RF(t) dans un récepteur, recevant le signal d'étalement reçu RF(t) qui est une version reçue d'un signal d'étalement généré par le procédé de génération de signal d'étalement suivant dans un émetteur comprenant :

    la génération d'une première composante de signal d'étalement S1 et d'une deuxième composante de signal d'étalement S2, dans laquelle la première composante de signal d'étalement S1 et la deuxième composante de signal d'étalement S2 comprennent chacune un code d'étalement et une sous-porteuse binaire, le code d'étalement de la première composante de signal d'étalement S1 est identique au code d'étalement de la deuxième composante de signal d'étalement S2, et la sous-porteuse binaire de la première composante de signal d'étalement S1 est différente de la sous-porteuse binaire de la deuxième composante de signal d'étalement S2 ; et

    la modulation de la première composante de signal d'étalement S1 et de la deuxième composante de signal d'étalement S2 avec des porteuses RF de manière à générer le signal d'étalement, dans laquelle une phase de la porteuse RF destinée à moduler la première composante de signal d'étalement S1 est différente d'une phase de porteuse RF destinée à moduler la deuxième composante de signal d'étalement S2, et le signal d'étalement généré est :





    où SRF représentant le signal d'étalement, S1 et S2 représentent respectivement la première composante de signal d'étalement et la deuxième composante de signal d'étalement, A1 et A2 représentent respectivement une amplitude de S1 et une amplitude de S2, c(t) représente le code d'étalement de S1 et S2, q1(t) et q2(t) représentent respectivement la sous-porteuse binaire de S1 et la sous-porteuse binaire de S2, d(t) représente un message de données, ωRF représente une fréquence angulaire de porteuse RF, et θ représente une différence de phase entre la phase de porteuse RF destinée à moduler S1 et la phase de porteuse RF destinée à moduler S2, et
    où la différence de phase θ a été configurée de manière à ajuster une composante d'intermodulation entre la première composante de signal d'étalement S1 et la deuxième composante de signal d'étalement S2,

    ledit procédé de traitement dudit signal d'étalement reçu RF(t) dans un récepteur comprenant :

    la génération (étape 410) d'une réplique locale du code d'étalement (t) du signal d'étalement ;

    la génération (étape 420) d'une réplique locale de la sous-porteuse binaire 1(t) de la première composante de signal d'étalement et une réplique locale de la sous-porteuse binaire 2(t) de la deuxième composante de signal d'étalement ;

    la génération (étape 430) d'une porteuse locale sur la base de la différence de phase θ entre la phase de porteuse RF destinée à moduler la première composante de signal d'étalement et la phase de la porteuse RF destinée à moduler la deuxième composante de signal d'étalement ; et

    calculer (étape 440) une intégration cohérente pour le signal d'étalement reçu RF(t) et calculer une combinaison linéaire de résultats de l'intégration, sur la base de la porteuse locale, de la réplique locale de code d'étalement (t), de la réplique locale de la sous-porteuse binaire 1(t) de la première composante de signal d'étalement et de la réplique locale de la sous-porteuse binaire 2(t) de la deuxième composante de signal d'étalement générée, de manière à obtenir une composante de canal en phase intégrée et une composante de canal en quadrature de phase intégrée.


     
    14. Procédé selon la revendication 13, dans lequel la différence de phase θ est basée sur un indice de performance de démodulation et un indice de performance de suivi tels que requis à la réception du signal d'étalement.
     
    15. Procédé selon la revendication 13 ou 14, dans lequel l'intégration cohérente est calculée avec les équations suivantes :







    et la combinaison linéaire est calculée avec les équations suivantes :



    RF(t) représente le signal d'étalement reçu, (t) est la réplique locale du code d'étalement, 1(t) et 2(t) sont respectivement la réplique locale de la sous-porteuse binaire de la première composante de signal d'étalement et la réplique locale de la sous-porteuse binaire de la deuxième composante de signal d'étalement, ω̂ est une fréquence angulaire de porteuse locale ; t1 est un instant de début d'intégration cohérente, Tcoh est une durée d'intégration, 1 et 2 sont respectivement un premier coefficient de pondération et un deuxième coefficient de pondération, où Ã1:Ã2 = A1:A2 ; L1, L2, L3, L4 sont des résultats de l'intégration cohérente ; et I et Q sont respectivement la composante de canal en phase intégrée et la composante de canal en quadrature de phase intégrée.
     
    16. Procédé selon l'une quelconque des revendications 13 à 15, comprenant en outre :
    l'exécution de la synchronisation de porteuse, la synchronisation de cadencement de code, la démodulation de données, la mesure de gamme de phase de code et de phase de porteuse, sur la base de la composante de canal en phase intégrée et de la composante de canal en quadrature de phase intégrée obtenues.
     
    17. Procédé selon l'une quelconque des revendications 11 à 16, dans lequel la différence de phase θ est réglée sous forme θk-opt associée à une paire d'indice de performance de suivi et d'indice de performance de démodulation {βk-opt, ηk-opt) parmi un ensemble d'indices de performance de démodulation {ηk, k = 1,2,...,N} et d'indices de performance de suivi {βk, k = 1,2,...,N} pour satisfaire aux exigences en matière de performances de démodulation, de performances de suivi et de performances anti-trajets multiples dans la conception du signal.
     
    18. Récepteur conçu pour traiter un signal d'étalement reçu, comprenant :

    des moyens (310) conçus pour recevoir signal d'étalement reçu RF(t) qui est une version reçue d'un signal d'étalement généré par le procédé de génération de signal d'étalement suivant dans un émetteur comprenant :

    la génération d'une première composante de signal d'étalement S1 et d'une deuxième composante de signal d'étalement S2, dans laquelle la première composante de signal d'étalement S1 et la deuxième composante de signal d'étalement S2 comprennent chacune un code d'étalement et une sous-porteuse binaire, le code d'étalement de la première composante de signal d'étalement S1 est identique au code d'étalement de la deuxième composante de signal d'étalement S2, et la sous-porteuse binaire de la première composante de signal d'étalement S1 est différente de la sous-porteuse binaire de la deuxième composante de signal d'étalement S2 ; et

    la modulation de la première composante de signal d'étalement S1 et de la deuxième composante de signal d'étalement S2 avec des porteuses RF de manière à générer le signal d'étalement, dans laquelle une phase de la porteuse RF destinée à moduler la première composante de signal d'étalement S1 est différente d'une phase de porteuse RF destinée à moduler la deuxième composante de signal d'étalement S2, et le signal d'étalement généré est :





    où SRF représente le signal d'étalement, S1 et S2 représentent respectivement la première composante de signal d'étalement et la deuxième composante de signal d'étalement, A1 et A2 représentent respectivement une amplitude de S1 et une amplitude de S2, c(t) représente le code d'étalement de S1 et S2, q1(t) et q2(t) représentent respectivement la sous-porteuse binaire de S1 et la sous-porteuse binaire de S2, d(t) représente un message de données, ωRF représente une fréquence angulaire de porteuse RF, et θ représente une différence de phase entre la phase de porteuse RF destinée à moduler S1 et la phase de porteuse RF destinée à moduler S2, et
    où la différence de phase θ a été configurée de manière à ajuster une composante d'intermodulation entre la première composante de signal d'étalement S1 et la deuxième composante de signal d'étalement S2,

    une unité de génération de signal en bande de base (310) conçue pour générer une réplique locale du code d'étalement (t) du signal d'étalement et pour générer une réplique locale de la sous-porteuse binaire 1(t) de la première composante de signal d'étalement et une réplique locale de la sous-porteuse binaire 2(t) de la deuxième composante de signal d'étalement ;

    une unité de génération de porteuse locale (320) conçue pour générer une porteuse locale sur la base de la différence de phase θ entre la phase de porteuse RF destinée à moduler la première composante de signal d'étalement et la phase de la porteuse RF destinée à moduler la deuxième composante de signal d'étalement ; et

    une unité de calcul (330) conçue pour calculer une intégration cohérente pour le signal d'étalement reçu RF(t) et calculer une combinaison linéaire de résultats de l'intégration, sur la base de la porteuse locale, de la réplique locale de code d'étalement (t), de la réplique locale de la sous-porteuse binaire 1(t) de la première composante de signal d'étalement et de la réplique locale de la sous-porteuse binaire 2(t) de la deuxième composante de signal d'étalement générée, de manière à obtenir une composante de canal en phase intégrée et une composante de canal en quadrature de phase intégrée.


     
    19. Récepteur selon la revendication 18, dans lequel la différence de phase θ est basée sur un indice de performance de démodulation et un indice de performance de suivi tels que requis à la réception du signal d'étalement.
     
    20. Récepteur selon la revendication 18 ou 19, dans lequel l'unité de calcul (330) comprend en outre un module de calcul d'intégration cohérente (331) et un module de calcul de combinaison linéaire (332),
    le module de calcul d'intégration cohérente (331) étant conçu pour calculer l'intégration cohérente avec les équations suivantes :








    et le module de calcul de combinaison linéaire (332) étant conçu pour calculer la combinaison linéaire avec les équations suivantes :



    RF(t) représente le signal d'étalement reçu, (t) est la réplique locale du code d'étalement, 1(t) et 2(t) sont respectivement la réplique locale de la sous-porteuse binaire de la première composante de signal d'étalement et la réplique locale de la sous-porteuse binaire de la deuxième composante de signal d'étalement, ω̂ est une fréquence angulaire de porteuse locale ; t1 est un instant de début de calcul d'intégration cohérente, Tcoh est une durée d'intégration ; 1 et 2 sont respectivement un premier coefficient de pondération et un deuxième coefficient de pondération, où 1:2 = A1:A2 ; L1, L2, L3, L4 sont des résultats de l'intégration cohérente ; et I et Q sont respectivement la composante de canal en phase intégrée et la composante de canal en quadrature de phase intégrée.
     
    21. Récepteur selon la revendication 18, 19 ou 20, dans lequel le récepteur comprend en outre :
    une unité de traitement (340) conçue pour effectuer la synchronisation de porteuse, la synchronisation de cadencement de code, la démodulation de données, la mesure de gamme de phase de code et de phase de porteuse, sur la base de la composante de canal en phase intégrée I et de la composante de canal en quadrature de phase intégrée Q obtenues.
     
    22. Récepteur selon l'une quelconque des revendications 18 à 21, dans lequel la différence de phase θ est réglée sous forme θk-opt associée à une paire d'indice de performance de suivi et d'indice de performance de démodulation {βk-opt, ηk-opt) parmi un ensemble d'indices de performance de démodulation {ηk, k = 1,2,...,N} et d'indices de performance de suivi {βk, k = 1,2,...,N} pour satisfaire aux exigences en matière de performances de démodulation, de performances de suivi et de performances anti-trajets multiples dans la conception du signal.
     
    23. Programme comprenant des instructions exécutables qui, lorsqu'il est exécuté par un processeur, met en oeuvre le procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, ou des revendications 13 à 17.
     
    24. Mémoire lisible par machine ayant stocké un programme selon la revendication 23.
     




    Drawing














    Cited references

    REFERENCES CITED IN THE DESCRIPTION



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    Patent documents cited in the description