(19)
(11)EP 3 840 233 B1

(12)FASCICULE DE BREVET EUROPEEN

(45)Mention de la délivrance du brevet:
27.07.2022  Bulletin  2022/30

(21)Numéro de dépôt: 20209562.6

(22)Date de dépôt:  24.11.2020
(51)Int. Cl.: 
H04B 1/22(2006.01)
(52)Classification Coopérative des Brevets (CPC) :
H04B 1/22

(54)

CIRCUIT DE DÉTECTION D'ENVELOPPE ET RÉCEPTEUR INCORPORANT CE CIRCUIT

SCHALTKREIS ZUR HÜLLKURVENERFASSUNG UND EMPFÄNGER, DER DIESEN SCHALTKREIS ENTHÄLT

CIRCUIT FOR DETECTING AN ENCLOSURE AND RECEIVER INCLUDING SAID CIRCUIT


(84)Etats contractants désignés:
AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

(30)Priorité: 20.12.2019 FR 1915275

(43)Date de publication de la demande:
23.06.2021  Bulletin  2021/25

(73)Titulaire: Commissariat à l'Energie Atomique et aux Energies Alternatives
75015 Paris (FR)

(72)Inventeurs:
  • BICAÏS, Simon
    38054 GRENOBLE Cedex 09 (FR)
  • MISCOPEIN, Benoît
    38054 GRENOBLE Cedex 09 (FR)

(74)Mandataire: INNOV-GROUP 
310, avenue Berthelot
69372 Lyon Cedex 08
69372 Lyon Cedex 08 (FR)


(56)Documents cités: : 
US-A- 3 508 155
  
  • ANTONIO MECOZZI ET AL: "Kramers-Kronig coherent receiver", OPTICA,, vol. 3, no. 11, 20 novembre 2016 (2016-11-20), pages 1220-1227, XP002773963, DOI: 10.1364/OPTICA.3.001220
  • M.A.M.A. ZAID ET AL: "Envelope detection and correction of SSB", ELECTRONICS LETTERS, vol. 20, no. 22, 1 janvier 1984 (1984-01-01), page 901, XP055723119, GB ISSN: 0013-5194, DOI: 10.1049/el:19840612
  • Anonymous: "Amplitude modulation - Wikipedia", , 4 décembre 2019 (2019-12-04), XP055723381, Extrait de l'Internet: URL:https://en.wikipedia.org/w/index.php?t itle=Amplitude_modulation&oldid=929193037 [extrait le 2020-08-18]
  
Il est rappelé que: Dans un délai de neuf mois à compter de la date de publication de la mention de la délivrance de brevet européen, toute personne peut faire opposition au brevet européen délivré, auprès de l'Office européen des brevets. L'opposition doit être formée par écrit et motivée. Elle n'est réputée formée qu'après paiement de la taxe d'opposition. (Art. 99(1) Convention sur le brevet européen).


Description


[0001] L'invention concerne un circuit et un procédé de détection d'enveloppe ainsi qu'un récepteur incorporant ce circuit de détection d'enveloppe. L'invention concerne également un émetteur spécialement agencé pour travailler avec ce récepteur.

[0002] Dans ce texte, l'expression "bande haute-fréquence" désigne une bande continue de fréquences située au-delà de 30 GHz ou au-delà de 90 GHz. Généralement, une telle bande haute-fréquence ne s'étend pas au-delà de 1000 GHz ou au-delà de 1000 THz ou 3000 THz.

[0003] La demande croissante en débit de la part des utilisateurs a conduit à l'émergence de nouvelles solutions technologiques dans les réseaux de télécommunication mobile de dernière génération, telles que le MIMO (Multiple Input Multiple Output) massif, la densification cellulaire au moyen de petites cellules, l'accès multi-RAT (Radio Access Technology) exploitant conjointement une bande inférieure à 6 GHz et la bande millimétrique. Plus récemment il a été proposé d'utiliser des bandes hautes-fréquences entre 100 et 300 GHz, dites sub-THz, pour des communications à très haut débit. Ces communications sub-THz sont envisagées par exemple pour les liaisons point à multipoint où une station de base transmet des données à très haut débit et faible distance à une pluralité de terminaux mobiles sur la voie descendante. Elles sont aussi envisagées pour établir des liaisons point-à-point entre stations de base dans un réseau de Backhaul, ou encore des liaisons de très courtes portées.

[0004] L'exploitation des bandes hautes-fréquences suppose toutefois de résoudre des problèmes de consommation énergétique et de stabilité des oscillateurs hautes-fréquences. La difficulté à réaliser des oscillateurs hautes-fréquences stables dans cette gamme de fréquences fait que les systèmes de communication sub-THz sont très sensibles au bruit de phase. Le bruit de phase affecte aussi bien l'oscillateur haute fréquence de l'émetteur que celui du récepteur. À ce bruit de phase s'ajoute le problème classique de décalage entre la fréquence de l'oscillateur du récepteur et celle de l'oscillateur de l'émetteur ou CFO (Carrier Frequency Offset). Le taux d'erreur symbole peut alors devenir très élevé.

[0005] Différentes stratégies ont été proposées dans l'état de la technique pour minimiser l'impact du bruit de phase des oscillateurs haute-fréquences sur les performances de communications. À ce titre, nous pouvons citer l'optimisation de la modulation et de la démodulation pour les canaux avec bruit de phase. Cependant, cette stratégie mène à des algorithmes et des architectures radiofréquences complexes, ce qui ne répond pas toujours aux conditions requises par les applications sub-THz envisagées. De plus les taux d'erreur symbole dans ce cas sont limités par un plancher d'erreur, possiblement élevé.

[0006] Une alternative est de considérer l'emploi d'un récepteur utilisant la détection d'enveloppe et ainsi éviter l'utilisation d'un oscillateur haute-fréquence dans le récepteur ainsi que l'impact négatif de son bruit de phase. Cependant, à ce jour, la détection d'enveloppe ne permet qu'une démodulation non-cohérente. Ceci est problématique pour atteindre les débits élevés envisagés pour les applications sub-THz, l'éfficacité spectrale des communications non-cohérentes étant limitée.

[0007] Enfin, il convient de mentionner l'article de H. Voelcker intitulé « Demodulation of single-sideband signais via envelope détection », IEEE Transactions on Communications Technology, vol. 14, n° 1, Février 1966. Cet article correspond au brevet US3508155. Cet article démontre que l'insertion d'une porteuse pure dans le spectre permet de démoduler de manière cohérente le signal d'intérêt à partir d'une détection enveloppe. On parle d'auto mélange. Toutefois, cette dernière stratégie n'est pas optimale dans la mesure où elle requiert la transmission d'une porteuse pure de puissance élevée comparé au signal utile et entraîne ainsi une importante augmentation de la puissance d'émission. De plus, le récepteur décrit dans l'article de H. Voelcker nécessite la réalisation d'opérations complexes sur le signal reçu comme une transformée de Hilbert. Ceci rend ce récepteur difficile à mettre en œuvre.

[0008] De l'état de la technique est également connu des articles suivants :

[0009] L'invention vise à proposer une nouvelle architecture radiofréquence de transmission qui résout au moins l'un des inconvénients précités.

[0010] Elle a donc pour objet un circuit de détection d'enveloppe conforme à la revendication 1.

[0011] L'invention a également pour objet un récepteur pour recevoir un signal modulé comportant une enveloppe modulée par une porteuse à une fréquence fc prédéterminée comprise dans la bande haute-fréquence, ce récepteur étant conforme à la revendication 3.

[0012] L'invention a également pour objet un procédé de détection d'enveloppe pour un signal modulé dans une bande haute-fréquence, ce procédé étant conforme à la revendication 6.

[0013] L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif et faite en se référant aux dessins sur lesquels :
  • la figure 1 est une illustration schématique de l'architecture d'un émetteur d'un signal modulé dans une bande haute-fréquence ;
  • la figure 2 est une illustration schématique de l'architecture d'un récepteur d'un signal émis par l'émetteur de la figure 1;
  • la figure 3 est une illustration schématique de l'architecture d'un circuit de détection d'enveloppe mis en œuvre dans le récepteur de la figure 2;
  • la figure 4 est un organigramme d'un procédé d'émission et de réception d'un signal modulé dans une bande haute-fréquence l'aide de l'émetteur de la figure 1 et du récepteur de la figure 2;
  • la figure 5 est un organigramme d'un procédé de détection d'enveloppe à l'aide du circuit de la figure 3.


[0014] Dans ces figures, les mêmes références sont utilisées pour désigner les mêmes éléments. Dans la suite de cette description, les caractéristiques et fonctions bien connues de l'homme du métier ne sont pas décrites en détail.

Chapitre I : Exemples de mode de réalisation :



[0015] Dans ce chapitre, une description analytique et détaillée d'un mode de réalisation de la chaîne de transmission radiofréquence est donnée en référence aux figures 1 à 5. Ce mode de réalisation est décrit dans le cas particulier d'un système de communication avec N sous-porteuses, où N est un nombre entier supérieur à deux. En effet, la parallélisation des sous-porteuses permet d'atteindre des débits de symboles numériques très important tout en utilisant des convertisseurs analogique-numérique lents. Par exemple, N est supérieur à 22 ou 23 ou 24. De plus, généralement, N est inférieur à 220. Par la suite, l'indice j est utilisé pour identifier une sous-porteuse. Cet indice j est donc compris entre 1 et N.

[0016] Chacune de ces sous-porteuses forme un canal de transmission d'informations indépendant des autres canaux. Ainsi, les informations transmises sur un de ces canaux peuvent être totalement indépendantes des informations transmises en parallèle sur les autres canaux. Par la suite, l'indice j est aussi utilisé pour identifier un canal particulier parmi l'ensemble des canaux disponibles.

[0017] Par la suite, les architectures matérielles d'un émetteur 2 et d'un récepteur 4 utilisés pour mettre en œuvre le procédé de transmission de la figure 4 sont brièvement introduites. Les détails sur le fonctionnement de chacun des éléments de ces architectures matérielles sont ensuite données en référence aux figures 4 et 5.

[0018] L'émetteur 2 comporte N ports d'entrée P1 à PN. Chaque port Pj est raccordé à une source respective de symboles numériques non représentée sur les figures. Dans la figure 1, comme dans les autres figures, le symbole "..." indique que certains éléments n'ont pas été représentés pour simplifier l'illustration. Toutefois, les éléments non représentés se déduisent sans difficulté des explications données dans ce texte.

[0019] Chaque port Pj est raccordé à une entrée d'un modulateur Mj. Le modulateur Mj module chaque symbole Sj[k] reçu sur son entrée pour générer en sortie un signal analogique modulé Sj(t) correspondant.

[0020] Les sorties des modulateurs Mj sont raccordées à des entrées respectives d'un circuit 10 de répartition des N signaux Sj(t) sur N sous-porteuses distinctes. Le circuit 10 génère en sortie un signal sfi(t) dans une bande intermédiaire de fréquence et dans lequel chaque signal Sj(t) module une sous-porteuse respective. Pour cela, le circuit 10 comporte, pour chaque signal sj(t), un multiplieur Xej dont une entrée reçoit le signal Sj(t) et une entrée est raccordée à la sortie d'un oscillateur respectif Oej. L'oscillateur Oej génère sur sa sortie une porteuse à la fréquence fj. Le multiplieur Xej multiplie les signaux reçus sur ses entrées et délivre le résultat de cette multiplication sur sa sortie.

[0021] Le circuit 10 comporte aussi un additionneur 14 qui comporte N entrées raccordées chacune à une sortie d'un multiplieur Xej respectif. L'additionneur 14 additionne les sorties de chacun des multiplieurs Xej et délivre en sortie le signal sfi(t).

[0022] La sortie du circuit 10 est raccordée à une entrée d'un additionneur 16. Une autre entrée de l'additionneur 16 est raccordée à une sortie d'un générateur 18 de tension continue. Le générateur 18 délivre une tension continue d'amplitude constante ν0. L'additionneur 16 génère en sortie un signal sDC(t).

[0023] La sortie de l'additionneur 16 est raccordée à une entrée d'un multiplieur 20. Une autre entrée du multiplieur 20 est raccordée à une sortie d'un oscillateur haute-fréquence 22. L'oscillateur 22 génère sur sa sortie une porteuse à la fréquence fc. Le multiplieur délivre sur sa sortie un signal sfc(t) qui est le résultat de la multiplication l'un par l'autre des signaux reçus sur ses entrées.

[0024] La sortie du multiplieur 20 est raccordée à une entrée d'un filtre 24. En sortie, le filtre 24 délivre le signal filtré s(t).

[0025] Le signal s(t) est émis vers le récepteur 4 par l'intermédiaire d'un point 26 de sortie. Ici, le point 26 de sortie est une antenne qui rayonne dans l'air le signal s(t) en direction du récepteur 4.

[0026] Le récepteur 4 (Figure 2) comporte point 30 d'entrée qui reçoit le signal rayonné par l'émetteur 2. Ici, ce point 30 est une antenne. Le point 30 délivre un signal électrique reçu r(t) sur une entrée d'un filtre 32.

[0027] Le filtre 32 délivre sur sa sortie un signal filtré rb(t).

[0028] La sortie du filtre 32 est raccordée à un port Pe34 d'entrée d'un circuit 34 de détection d'enveloppe. Le circuit 34 génère sur un port Ps34 de sortie un signal rfi(t). Le circuit 34 est utilisé pour la translation en fréquence de la bande haute-fréquence à la bande intermédiaire. Cette fonction est habituellement réalisée par un oscillateur haute-fréquence associé à un mélangeur. Néanmoins, comme précédemment indiqué, les oscillateurs haute-fréquence présentent des performances médiocres et induisent de forts bruit de phase dont l'impact sur les performances de communication est désastreux. Le circuit 34 réalise cette translation en fréquence tout en atténuant l'impact du bruit de phase.

[0029] Le port Ps34 est raccordé à l'entrée d'un circuit 36 d'isolation de sous-porteuses. Le circuit 36 réalise l'opération inverse de celle réalisée par le circuit 10. Pour cela, le circuit 36 comporte N multiplieurs Xrj. Chaque multiplieur Xrj comporte une entrée raccordée au port Ps34 du circuit 34 est une autre entrée raccordée à un oscillateur respectif Orj. L'oscillateur Orj génère sur sa sortie une porteuse à la fréquence fj. Chaque multiplieur Xrj délivre sur sa sortie un signal rj(t) qui est le résultat de la multiplication des signaux reçus sur ses entrées.

[0030] La sortie de chaque multiplieur Xrj est raccordée à l'entrée d'un démodulateur respectif Dj. Le démodulateur Dj construit, à partir du signal rj(t), une estimation ŝj[k] du symbole Sj[k] émis par l'émetteur à l'instant k sur la canal j. Le démodulateur Dj réalise donc l'opération inverse de celle réalisée par le modulateur Mj.

[0031] La figure 3 représente plus en détail un exemple d'architecture matérielle du circuit 34 de détection d'enveloppe. Le port Pe34 d'entrée du circuit 34 est raccordé d'un coté à une entrée d'un multiplieur 40 et de l'autre coté à une entrée d'un modificateur 42. Ainsi, le multiplieur 40 et le modificateur 42 reçoivent tous les deux un exemplaire ou une copie du même signal rb(t).

[0032] Le multiplieur 40 multiplie le signal reçu sur son entrée par lui-même et délivre sur sa sortie le résultat de cette multiplication, c'est-à-dire ici un signal sv1(t)2. Par exemple, le multiplieur 40 est un auto-mélangeur de fréquences.

[0033] Dans ce mode de réalisation, le modificateur 42 est un filtre qui filtre le signal rb(t) et délivre sur sa sortie le signal modifié sv2(t).

[0034] La sortie du modificateur 42 est raccordée à l'entré d'un multiplieur 44. Le multiplieur 44 multiplie par lui-même le signal sv2(t) pour obtenir un signal sv2(t)2. Le signal sv2(t)2 est délivré sur la sortie du multiplieur 44.

[0035] Les sorties des multiplieurs 40 et 44 sont raccordées aux entrées respectives d'un soustracteur 46. Le soustracteur 46 soustrait les signaux reçus sur ses entrées pour obtenir un signal de différence dfi(t). Le signal dfi(t) est délivré sur la sortie du soustracteur 46.

[0036] La sortie du soustracteur 46 est raccordée à l'entrée d'un diviseur 48. Le diviseur 48 divise l'amplitude du signal reçu sur son entrée par une constante pour obtenir un signal sfi+(t). Le résultat de cette division est délivré sur une sortie du diviseur 48.

[0037] La sortie du diviseur 48 est raccordée à une entrée d'un filtre 50. Le filtre 50 génère le signal rfi(t) sur le port Ps34 de sortie du circuit 34.

[0038] Le procédé de la figure 4 se décompose en deux grandes phases parallèles, à savoir une phase 60 d'émission du signal par l'émetteur 2 et, en parallèle, une phase 80 de réception de ce signal émis par le récepteur 4.

[0039] La phase 60 débute par une étape 62 d'acquisition des différents symboles numériques Sj[k] à émettre en parallèle à un instant k sur chacun de N ports d'entrée P1 à PN. Chaque symbole Sj[k] acquis est, typiquement, codé en binaire.

[0040] Lors d'une étape 64, pour chacun des canaux j, les symboles Sj[k] reçu sur ce canal j sont modulés par le modulateur Mj. La modulation utilisée par le modulateur Mj pour moduler un symbole numérique sur un canal est quelconque. Par exemple, il peut s'agir d'une modulation cohérente telle qu'une modulation QAM ("Quadrature Amplitude Modulation"), d'une modulation PSK ("Phase Shift Keying"). Il peut aussi s'agir d'une modulation orthogonale telle qu'une modulation FSK ("Frequency Shift Keying"), une modulation PPM ("Pulse Position Modulation") ou autres. Dans cet exemple, il s'agit d'une modulation cohérente. Dans ce cas, le signal analogique modulé sj(t) généré par le modulateur Mj est exprimé par la relation (1) suivante :

où :
  • sj(t) est le signal analogique modulé sur le canal j à l'instant t,
  • sj[k] est le symbole numérique modulé à l'instant k sur le canal j,
  • T est la durée d'un symbole numérique,
  • g est la réponse impulsionnelle d'un filtre de mise en forme de bande limitée et d'énergie unité.


[0041] Dans cette description, le symbole "." désigne l'opération de multiplication.

[0042] À titre d'illustration, ici, le filtre de mise en forme est un filtre de mise en forme qui vérifie le critère de Nyquist. Toutefois, d'autres filtres de mise en forme sont possibles.

[0043] Pour transmettre en parallèle chaque signal sj(t), chacun des signaux sj(t) est transmis sur un canal respectif j. Pour cela, lors d'une étape 66, le circuit 10 répartie chaque signal sj(t) sur une sous-porteuse respective Ψj(t) d'une base orthogonale {Ψj} de N sous-porteuses. Cette étape de répartition des signaux modulés sj(t) sur les sous-porteuses respectives est connue sous le terme anglais de "carrier mapping" ou sous le terme d' « opérateur de synthèse » en algèbre linéaire. Le signal temporel sfi(t) comportant les N sous-porteuse et codant les N signaux sj(t) transmis en parallèle est défini par la relation (2) suivante :



[0044] Dans ce texte, chaque somme en fonction de l'indice j est une somme qui varie de j = 1 à j = N.

[0045] L'essentiel de la puissance du signal sfi(t) est comprise dans une bande intermédiaire Bfi de fréquences. Dans ce texte, par "l'essentiel de la puissance d'un signal est compris dans une bande [fmin, fmax] de fréquences", cela signifie qu'au moins 80% ou 90% ou 95% de la puissance de ce signal est comprise dans la bande [fmin, fmax]. Autrement dit, la surface du spectre de puissance de ce signal comprise dans l'intervalle [fmin, fmax] représente plus de 80% ou 90% ou 95% de la surface totale de ce spectre de puissance. La bande intermédiaire Bfi est centrée sur une fréquence intermédiaire notée fi par la suite. La largeur de la bande intermédiaire Bfi est noté Lu par la suite. Généralement, la fréquence fi est inférieure ou égale à 2Lu. Par exemple, ici, la fréquence fi est comprise entre 0,5Lu et 1,5Lu. La bande Bfi est séparée de la fréquence nulle par une bande de garde. La largeur de cette bande de garde est notée Δ. La puissance du signal sfi(t) à l'intérieur de la bande de garde est nulle ou négligeable. Ici, les fréquences fj des sous-porteuses sont choisies pour atteindre le meilleure compris possible entre les deux critères suivants :
  1. 1) La largeur Δ doit être aussi petite que possible pour maximiser l'efficacité spectrale.
  2. 2) La largeur Δ doit être assez grande pour limiter la complexité du filtre 24 et du modificateur 42. En effet, plus la largeur Δ est grande plus le filtre 24 et le modificateur 42 sont simples.


[0046] De préférence, les fréquences fj contenues dans la bande Bfi sont des fréquences basses, c'est-à-dire, au moins deux ou cinq ou dix fois inférieure à la fréquence fc. Par exemple, dans ce mode de réalisation, les fréquences fi sont inférieures à 10 GHz ou 6 GHz. En effet, les oscillateurs Oej capables de générer de telles fréquences fj sont simples et présentent généralement un très faible bruit de phase. Dès lors, le signal sfi(t) qui est généré en utilisant de tels oscillateurs basses fréquences présente lui aussi un faible bruit de phase. Par la suite, ce signal sfi(t) est aussi appelé "signal en bande intermédiaire".

[0047] Ici, à titre d'exemple, la base orthogonale {Ψj} est une base orthogonale de Fourier définie par la relation (3) suivante :



où :
  • Wj est égal à 2πfj, où fj est une fréquence intermédiaire choisie dans la bande intermédiaire Bfi,
  • m est un entier naturel supérieur à 1,
  • F[..] est la fonction partie entière ("floor function" en anglais) qui retourne la partie entière du nombre entre crochets, et
  • θj est un déphasage initial.


[0048] Le déphasage initial θj est égal à θ0 lorsque j est pair et égal à θ0 - π/2 lorsque j est impair. De plus, par la suite, nous considérons que chaque canal j est idéalement compensé au niveau du récepteur et donc que θ0 est égal à zéro. Ici, m est choisi strictement supérieur à 1 car cela facilite le filtrage des images après la transposition en fréquences de la bande intermédiaire vers la bande haute-fréquence.

[0049] Avec cette base orthogonale {Ψj}, le signal sfi(t) est défini par la relation (4) suivante :



[0050] Étant donné que le bruit de phase des oscillateurs qui génèrent les porteuses aux fréquences fj est très faible, il est négligé dans les relations qui suivent.

[0051] Avant la transposition du signal sfi(t) de la bande intermédiaire Bfi vers la bande haute-fréquence, lors d'une étape 68, l'additionneur 16 ajoute une constante ν0 au signal sfi(t) pour obtenir le signal sDC(t). Le signal sDC(t) est donc défini par la relation suivante :



[0052] De plus, la constante ν0 est choisie de manière à vérifier la relation (6) suivante et cela pour toutes les valeurs possibles de t :

où "min sfi(t)" est la fonction qui retourne la plus petite valeur du signal sfi(t) lorsque t appartient à l'ensemble des nombres réels positifs. Dans ces conditions, le signal sDC(t) est un signal qui est toujours supérieur ou égal à zéro. Dès lors, ce signal sDC(t) peut être utilisé pour moduler l'enveloppe d'une porteuse dans la bande haute-fréquence. Par exemple, pour cela le signal sDC(t) est directement utilisé pour commander un amplificateur de la puissance de la porteuse haute-fréquence.

[0053] Lors d'une étape 70, le multiplieur 20 réalise une transposition en fréquence. La transposition en fréquence permet de déplacer le signal sfi(t) de la bande intermédiaire Bfi vers une bande haute-fréquence. Cette transposition transforme le signal sfi(t) en un signal sfc(t) située dans la bande haute-fréquence. Le signal sfc(t) est défini par la relation (7) suivante :

où :
  • wc est égal à 2πfc, où fc est la fréquence de la porteuse haute-fréquence générée par l'oscillateur 22,
  • Φfc(t) est le bruit de phase introduit par l'oscillateur 22 qui génère la porteuse à la fréquence fc.


[0054] La fréquence fc est située dans la bande haute-fréquence. Le bruit de phase Φfc(t) de l'oscillateur qui génère la porteuse à la fréquence fc est donc généralement important.

[0055] La relation (7) peut aussi s'écrire à l'aide de la relation (8) suivante :



[0056] La relation (8) montre que l'essentiel de la puissance du spectre de puissance du signal sfc(t) se répartie entre :
  • une composante d'amplitude ν0 à la fréquence fc,
  • une bande latérale basse fréquence située à gauche de la fréquence fc et constituée par les termes comportant l'expression (wc-wj).t, et
  • une bande latérale haute fréquence située à droite de la fréquence fc et constituée par les termes comportant l'expression (wc+wj).t.


[0057] Chacune de ces bandes latérales contient une image du signal utile, c'est-à-dire ici une image du signal sfi(t).

[0058] Ici, lors d'une étape 72, pour améliorer l'efficacité spectrale, la bande latérale basse fréquence est éliminée afin d'obtenir un signal s(t) à bande latérale unique. ou SSB ("Single Side Band"). Pour cela, le signal sfc(t) est filtré par le filtre 24. Le signal s(t) filtré est défini par la relation (9) suivante :

où :
  • * est le symbole de l'opération de convolution, et
  • gh(t) est la réponse impulsionnelle du filtre 24.


[0059] De plus, pour limiter la consommation d'énergie de l'émetteur, lors de l'étape 72, la puissance de la porteuse à la fréquence fc est également diminuée pour diminuer le rapport Pc/Ps, où :
  • Pc est la puissance de la porteuse à la fréquence fc, et
  • Ps est la puissance du signal utile dans bande latérale haute fréquence.


[0060] Ici, le filtre 24 est apte à diminuer la puissance Pc de sorte que le rapport Pc/Ps soit inférieur à trois et, de préférence, inférieur ou égal à un. Ici, le filtre 24 est configuré pour que le rapport Pc/Ps soit compris entre 0,1 et 1 ou entre 0,3 et 0,9. Par exemple, ici le filtre 24 est telle que le rapport Pc/Ps est égal à 0,9.

[0061] Pour cela, ici, le filtre 24 est un filtre passe bande. La fréquence de coupure basse fcb24 à -3 dB du filtre 24 est typiquement comprise entre fc et fc+Δ ou entre fc et fc+Δ/2, où Δ est la largeur de la bande de garde. Sa fréquence de coupure haute fch24 à -3 dB est supérieure à fc+Δ+ Lu. Après la transposition en fréquence, la bande de garde s'étend depuis la fréquence fc jusqu'au début de la bande latérale haute fréquence. À l'intérieur de la bande de garde la puissance du signal sfc(t) est négligeable ou nulle.

[0062] Le signal s(t) obtenu à l'issu de l'étape 72 est défini par la relation (10) suivante :

où ν1 est l'amplitude de la porteuse à la fréquence fc.

[0063] Ici, le filtre 24 possède une énergie de 2 pour compenser le facteur 1/2 de la relation (8).

[0064] L'amplitude ν1 est inférieure ou égale à l'amplitude ν0. L'essentiel de l'énergie du signal s(t) est comprise dans une bande haute-fréquence Btot comprise entre une fréquence fmin et une fréquence fmax. La fréquence fmin est égale à la fréquence fc. La fréquence fmax est égale à fc+fi+Lu/2. La fréquence fmax est aussi égale à fc+Δ+Lu.

[0065] Lors d'une étape 74, le signal s(t) est émis vers le récepteur 4 par l'intermédiaire du point 26. Ici, le signal s(t) est émis dans l'air par l'antenne vers le récepteur 4 en ligne de vue direct.

[0066] Les étapes 62 à 44 sont réitérées pour chaque symbole numérique à transmettre.

[0067] En parallèle de la phase 60 d'émission, le récepteur exécute la phase 80 de réception du signal s(t).

[0068] Lors d'une étape 82, le récepteur 4 reçoit le signal r(t) par l'intermédiaire de l'antenne réceptrice du point 30 d'entrée.

[0069] La propagation du signal s(t) dans l'air introduit un bruit b(t) dans ce signal. Dans la bande haute-fréquence, le bruit b(t) peut être modélisé par un bruit blanc additif gaussien. Le bruit blanc b(t) est un processus stochastique stationnaire de moyenne nulle et de densité spectrale N0. Le signal r(t) reçu est donc défini par la relation (11) suivante:



[0070] Lors d'une étape 84, tout d'abord, le signal r(t) est filtré par le filtre 32. Le filtre 32 est configuré pour éviter le repliement du spectre du bruit b(t) qui s'étend au-delà de la bande Btot dans le récepteur. En effet, un tel repliement dégraderait le rapport signal sur bruit à l'intérieur du récepteur. À cet effet, le filtre 32 est un filtre passe bande. La bande passante du filtre 32 est suffisamment grande pour englober complètement la bande Btot et suffisamment petite pour atténuer autant que possible le bruit situé en dehors de la bande Btot. La bande passante du filtre 32 s'étend entre deux fréquences de coupure à - 3 dB notées, respectivement, fc32min et fc32max. Par exemple, la fréquence fc32min est comprise entre fmm-Δ et fmin. La fréquence fc32max est comprise entre fmax et fmax+Δ. L'opération réalisée par le filtre 32 afin d'obtenir le signal filtré rb(t) est définie par la relation (12) suivante:

où gb(t) est la réponse impulsionnelle du filtre 32.

[0071] Le signal rb(t) obtenu à la sortie du filtre 32 est approximée par la relation (13) suivante :

où b'(t) est le bruit introduit par le canal de transmission est situé à l'intérieur de la bande Btot. Le bruit b'(t) est donc un bruit de bande limitée à la bande Btot.

[0072] Lors d'une étape 86, le circuit 34 de détection d'enveloppe reçoit le signal rb(t) et réalise une transposition de fréquences de ce signal rb(t) dans la bande intermédiaire. De plus, ici, le circuit 34 est conçu pour atténuer le fort bruit de phase Φfc(t). Le fonctionnement détaillé du circuit 34 est décrit plus loin en référence à la figure 5.

[0073] Le signal rfi(t) délivré par le circuit 34 est défini par la relation (14) suivante :

où Q est la fonction qui représente les opérations réalisée par le circuit 34 pour extraire l'enveloppe du signal rb(t).

[0074] L'enveloppe rfi(t) détectée par le circuit 34 peut être exprimée sous la forme de la relation (15) suivante :

où "c" est une constante dont l'origine est expliquée plus loin en référence à la figure 5.

[0075] Lors d'une étape 88, le circuit 36 réalise l'opérateur d'analyse (terme issu de l'algèbre linéaire, ou « carrier demapping » en anglais) des différentes sous-porteuses les unes des autres. Pour cela, pour chaque canal j, le circuit 36 réalise l'opération définie de façon générique par la relation (16) suivante :



[0076] Dans le cas particulier de la base orthogonale de Fourier utilisée par l'émetteur 2, la relation (16) s'écrit également sous la forme de la relation (17) suivante :

où Φfi(t) est le bruit de phase introduit par l'oscillateur Orj qui génère la porteuse à la fréquence fj. Étant donné que les fréquences intermédiaire fj sont beaucoup plus petites que la fréquence fc, le bruit de phase Φfi(t) est petit et négligeable.

[0077] La relation (17) s'écrit aussi sous la forme de la relation (18) suivante :

où l'indice n0 est un indice qui varie de 1 à N.

[0078] La constante "c" présente dans la relation (18) n'a aucun impact puisque sa projection sur Ψj(t) est nulle.

[0079] Enfin, lors d'une étape 90, pour chaque canal j, le symbole Sj[k] modulé à l'instant k sur le canal j est démodulé, par le démodulateur Dj. Le démodulateur Dj est par exemple conventionnel. Typiquement, l'opération réalisée par le démodulateur Dj est définie par la relation (18) suivante :

où :
  • j[k] est l'estimation du symbole Sj[k] construite par le démodulateur Dj, et
  • g*(t) est la réponse impulsionnelle du filtre adapté.


[0080] Enfin, lors d'une étape 92, chaque symbole estimé ŝj[k] est délivré sur son port de respectif Psj.

[0081] Les étapes 82 à 92 sont réitérées pour chacun des symboles numériques émis.

[0082] Le fonctionnement du circuit 34 est maintenant décrit plus en détail en référence au procédé de la figure 5.

[0083] Lors d'une étape 100, le circuit 34 reçoit le signal rb(t) sur son port Pe34. Par la suite, pour expliquer le fonctionnement du circuit 34, le bruit b'(t) dans le signal rb(t) est négligé. Le signal rb(t) dans lequel le bruit a été négligé est noté sν1(t). Le signal sν1(t) est défini par la relation (19) suivante :



[0084] Par la suite, ce signal sν1(t) est écrit sous la forme définie par la relation (20) suivante :

où sfc+(t) correspond aux termes en cos(wc+wj) de la relation (19), c'est-à-dire au signal utile contenu dans la bande latérale haute fréquence.

[0085] Lors d'une étape 102, le signal sν1(t) est dupliqué pour obtenir deux exemplaires identiques de ce signal. Chaque exemplaire du signal sν1(t) est ensuite traité en parallèle dans deux branches séparées du circuit 34.

[0086] Lors d'une étape 104, la copie du signal sν1(t) qui empreinte la branche du haut dans le schéma représenté dans la figure 3, est multiplié par lui-même par le multiplieur 40 pour obtenir un signal sν1(t)2. Le multiplieur 40 réalise donc l'opération définie par la relation (21) suivante :



[0087] Le terme du milieu dans la relation (21) peut également s'écrire sous la forme définie par la relation (22) suivante :



[0088] Ainsi, ce terme du milieu de la relation (21) s'écrit également sous la forme abrégée définie par la relation (23) suivante :

où s2fc(t) correspond aux termes en cos(2wc+wj)t de la relation (22).

[0089] En parallèle, dans la branche inférieure du circuit 34, lors d'une étape 106, la copie du signal sν1(t) est filtrée par le modificateur 42 pour obtenir un signal sν2(t). Le signal sν2(t) est identique au signal sν1(t) sauf que la constante ν1 est remplacée par une constante ν2 différente. Ici, la constante ν2 est plus petite que la constante ν1. À cet effet, le modificateur 42 est configuré pour atténuer la puissance de la porteuse à la fréquence fc sans affecter le signal utile qui se trouve dans la bande latérale haute fréquence. Par exemple, pour cela, le modificateur 42 est un filtre passe haut dont la fréquence de coupure fc42 à -3 dB est comprise entre fc et fc+Δ ou entre fc et fc+Δ/2, où Δ est la largeur de la bande de garde qui s'étend depuis la fréquence fc jusqu'au début de la bande latérale haute fréquence.

[0090] Ensuite, lors d'une étape 108, le signal sν2(t) est multiplié par lui-même par le multiplieur 44 pour obtenir un signal sν2(t)2. Cette étape est identique à l'étape 104 sauf que le signal multiplié par lui-même est le signal sν2(t) au lieu du signal sν1(t).

[0091] Lors d'une étape 110, les signaux sν1(t)2 et sν2(t)2 sont soustrait l'un à l'autre, par le soustracteur 46, pour obtenir le signal dfi(t). Le soustracteur 46 exécute donc l'opération définie par la relation (24) suivante :



[0092] Lors d'une étape 112, le signal dfi(t) est divisé par une constante égale à (ν12) par le diviseur 48 pour obtenir un signal sfi+(t). Le diviseur 48 réalise donc l'opération définie par la relation (25) suivante :



[0093] La relation (25) montre que le signal sfi+(t) se compose du signal utile sfi(t) additionné à une constante (ν12)/2 et des signaux de fréquences supérieures ou égales à 2fc.

[0094] Lors d'une étape 114, le filtre 50 élimine les composantes du signal sfl+(t) dont les fréquences sont supérieures ou égale à 2fc pour obtenir le signal rfi(t). À cet effet, ici, le filtre 50 est un filtre passe haut dont la fréquence de coupure fc50 à -3 dB est comprise entre fi+Lu/2 et 2fc. Dans ces conditions, le filtre 50 n'élimine pas la constante (ν12)/2 dont l'effet est éliminé par l'opérateur d'analyse défini par la relation (16). Le filtre 50 exécute donc l'opération définie par la relation suivante :

où gl(t) est la réponse impulsionnelle du filtre 50.

[0095] Ainsi, en sortie du filtre 50, le signal rfi(t) est celui définie par la relation (15) introduire précédemment. Le circuit 34 permet donc bien de faire une transposition du signal utile de la bande haute-fréquence vers la bande intermédiaire sans pour cela utiliser un oscillateur local qui génère un signal à la fréquence fc.

[0096] Lors d'une étape 116, le signal rfi(t) est délivré sur le port de sortie Ps34.

Chapitre II : Variantes



[0097] Ce qui a été décrit dans le cas particulier d'une transmission sans fil du signal modulé s(t) entre l'émetteur et le récepteur peut aussi s'appliquer au cas où le signal s(t) se propage à l'intérieur d'une liaison filaire reliant le point de sortie de l'émetteur au point d'entrée du récepteur. Par exemple, cette liaison filaire est une fibre optique.

[0098] Dans un mode de réalisation simplifié, le nombre N de sous-porteuses est égal à un. Dans ce cas, l'émetteur 2 comporte un seul modulateur M1, un seul multiplieur Xe1, un seul oscillateur Oe1. L'additionneur 14 est omis et la sortie du multiplieur Xe1 est directement raccordée à l'entrée de l'additionneur 16. De façon correspondante, le récepteur comporte un seul multiplieur Xr1, un seul oscillateur Or1 et un seul démodulateur D1.

[0099] Dans le cas où les symboles numériques sont modulés par modulation orthogonale sur une sous-porteuses j par le modulateur Mj, le signal temporelle Sj(t) est donné par la relation suivante :

où :
  • ij[k] est l'indice modulé à l'instant k sur la porteuse j,
  • {ϕi()} est un ensemble de signaux orthogonaux appartenant à L2([0, T]).


[0100] Dans le cas où une modulation orthogonale est utilisée sur le canal j, le démodulateur Dj doit être adapté de façon correspondante. Par exemple, le démodulateur Dj est dans ce cas un bloc de corrélation. Un tel bloc de corrélation est par exemple décrit dans le document suivant : John G. Proakis : "Digital Communication", 4ième édition.

[0101] Il est possible d'utiliser d'autres bases orthogonales qu'une base orthogonale de Fourier comme décrit dans l'exemple précédent. Par exemple, il est aussi possible d'utiliser une base orthogonale d'Hadamard ou une base orthogonale polynomiale ou encore une base d'ondelettes. Pour obtenir des références bibliographiques d'implémentation d'une base orthogonale polynomiale, le lecteur peut consulter l'article suivant : M. Srinivasan, "Comparision of prime codes, extended prime codes and quadratic congruence code using normalized throughput metric", Transparent Optical Networks, 2004. Proceedings of 2004 6th International Conférence on, vol 2, pp 168-171, 4-8 juil 2004.

[0102] Lors de l'étape 72, il est possible d'éliminer la bande latérale haute fréquence et ainsi conserver la bande latérale basse fréquence. On obtient alors aussi dans ce cas un signal avec une seule bande latérale. Le procédé de réception décrit doit alors être adapté pour tenir compte du fait que la bande latérale qui contient le signal utile se trouve maintenant à gauche, et non plus à droite, de la fréquence fc. En particulier, le filtre 24 doit être adapté pour atténuer l'amplitude de la porteuse à la fréquence fc sans atténuer le signal utile. Par exemple, dans ce cas, le filtre 24 est un filtre passe-bas et non plus un filtre passe-haut. Sa fréquence de coupure fc24 est choisie pour atténuer l'amplitude ν0 sans atténuer le signal utile.

[0103] Dans un autre mode de réalisation, le signal émis comporte à la fois les bandes latérales haute fréquence et basse fréquence. Pour cela, la réponse impulsionnelle du filtre gh(t) du filtre 24 est adaptée pour obtenir un signal s(t) comportant les deux bandes latérales. Par exemple, le filtre 24 est un filtre passe-bande qui atténue uniquement la puissance de la porteuse à la fréquence fc sans modifier la puissance du signal utile dans les bandes latérales. Le récepteur précédemment décrit est apte à recevoir un tel signal s(t) et peut donc être laissé inchangé. Toutefois, dans ce cas, à cause du filtre 32, seul le signal utile dans l'une des deux bandes latérales du signal reçu est exploité par ce récepteur. En variante, le filtre 32 est modifié pour laisse passer les deux bandes latérales. Dans ce dernier cas, le modificateur 42 du circuit 34 doit aussi être adapté pour atténuer l'amplitude ν1 de la porteuse à la fréquence fc sans atténuer le signal utile compris dans les bandes latérales haute et basse fréquences du signal reçu. Le récepteur ainsi adapté exploite alors le signal utile compris dans les deux bandes latérales du signal reçu.

[0104] Dans un mode de réalisation très simplifié, le filtre 24 n'atténue pas non plus l'amplitude de la porteuse à la fréquence fc. Dans ce cas, la constante ν1 est égale à la constante ν0.

[0105] Dans un mode de réalisation simplifié, le diviseur 48 est omis. Dans ce cas, le signal rfi(t) délivré par le circuit 34 n'a pas la même amplitude que le signal sfi(t) émis. Toutefois, cette différence d'amplitude entre le signal émis et le signal à démoduler peut être corrigée ultérieurement dans la chaîne de réception du signal. Par exemple, cette différence d'amplitude peut aussi être corrigée par le circuit 36 ou par les démodulateur Dj.

[0106] En variante, le filtre 50 peut aussi être un filtre passe-bande configuré pour éliminer à la fois les composantes du signal sfi+(t) dont les fréquences sont supérieures ou égales à 2fc mais aussi la constante (ν12)/2.

[0107] Les différentes variantes décrites ici peuvent être combinées entre elles.

Chapitre III: Avantages des modes de réalisation décrits



[0108] Le circuit 34 permet de transposer le signal utile contenu dans une bande latérale haute-fréquence vers la bande intermédiaire sans utiliser d'oscillateur local qui génère une porteuse à la fréquence fc comme c'est habituellement le cas. De plus, le circuit 34 est plus simple que celui divulgué dans l'article de Voelcker. En particulier, le circuit 34 permet de réaliser la transposition de fréquences sans faire intervenir une transformée de Hilbert. Enfin, contrairement au récepteur divulgué dans l'article de Voelcker, le circuit 34 est capable de traiter correctement un signal reçu r(t) dans lequel la constante ν1 ne satisfait pas la condition énoncée par la relation (6). Par conséquent, le circuit 34 est capable de traiter des signaux de meilleur efficacités énergétique que ceux susceptibles d'être traités par le récepteur de l'article de Voelcker. Ce sont les calculs et les hypothèses faites dans l'article de Voelcker qui font que le circuit décrit dans cet article ne peut fonctionner que si, dans le signal reçu, la puissance de la porteuse à la fréquence fc est beaucoup plus importante que la puissance du signal utile. Il a été estimé que le circuit décrit dans l'article de Voelcker fonctionne correctement que si la puissance de la porteuse à la fréquence fc est au moins trois ou quatre fois supérieure à la puissance du signal utile.

[0109] Le diviseur 48 permet au circuit 34 de délivrer sur sa sortie un signal rfi(t) dans lequel l'amplitude du signal utile sfi(t) est identique à l'amplitude du signal utile émis. Il n'est donc pas nécessaire de corriger ailleurs l'amplitude du signal rfi(t).

[0110] Grâce au circuit 34, le récepteur 4 est capable de réaliser une démodulation cohérente en s'affranchissant de l'impact du bruit de phase des oscillateurs hautes-fréquence sur les performances des communications.

[0111] Grâce au circuit 36 d'isolation de sous-porteuses, la fréquence des symboles à démoduler transmis sur chacune de ces sous-porteuses est diminuée. Cela permet donc d'utiliser des démodulateurs Dj, plus lent tout en conservant un débit de transmission d'informations sur la liaison entre l'émetteur 2 et le récepteur 4 très élevé.

[0112] Le fait que l'émetteur atténue la puissance Pc de la porteuse à la fréquence fc de manière à obtenir un signal s(t) dans lequel la puissance Pc est inférieure ou égale à la puissance Ps du signal utile dans ce même signal s(t) permet d'améliorer l'efficacité énergétique de l'émetteur 2 par rapport à celui décrit dans l'article de Voelcker.

[0113] Le fait d'émettre un signal à bande latérale unique limite la consommation d'énergie de l'émetteur 2 et améliore l'efficacité spectrale.


Revendications

1. Circuit de détection d'enveloppe pour un signal modulé dans une bande haute-fréquence, c'est-à-dire une bande de fréquences située au-delà de 30 GHz, ce circuit comportant :

- un port d'entrée (Pe34) apte à recevoir le signal modulé dans la bande haute-fréquence, ce signal modulé comportant une enveloppe modulée par une porteuse à une fréquence fc prédéterminée comprise dans la bande haute-fréquence, l'enveloppe comportant une constante ν1 additionnée à un signal utile sfi(t), l'essentiel de la puissance du signal utile sfi(t) étant comprise à l'intérieur d'une bande utile de fréquences centrée sur une fréquence intermédiaire fi et de largeur Lu,

- un port de sortie (Ps34) par l'intermédiaire duquel est délivré l'enveloppe détectée pour le signal modulé,

- un premier multiplieur (40) raccordé au port d'entrée et apte :

• à multiplier un premier exemplaire du signal reçu sur le port d'entrée par lui-même, et

• à délivrer sur une sortie ce premier exemplaire du signal reçu multiplié par lui-même,

- un modificateur (42) raccordé, en parallèle du premier multiplieur, au port d'entrée, ce modificateur étant apte :

• à modifier l'amplitude du spectre de puissance, d'un second exemplaire du signal reçu sur le port d'entrée, à la fréquence fc sans modifier l'amplitude de ce spectre de puissance dans la bande utile de fréquences, et

• à délivrer sur une sortie le signal modifié,

- un second multiplieur (44) raccordé à la sortie du modificateur et apte :

• à multiplier le signal modifié par lui-même, et

• à délivrer sur une sortie le signal modifié multiplié par lui-même,

- un soustracteur (46) comportant une première entrée et une seconde entrée raccordées, respectivement, aux sorties des premier et second multiplieurs, ce soustracteur étant apte :

• à soustraire le signal reçu sur sa première entrée du signal reçu sur sa seconde entrée, et

• à délivrer sur une sortie le résultat de cette soustraction,

- un filtre (50) apte à éliminer les composantes de fréquence supérieure ou égale à 2fc dans un signal obtenu à partir du signal délivré par la sortie du soustracteur, ce filtre comportant à cet effet une fréquence de coupure à - 3 dB comprise entre fi+Lu/2 et 2fc, ce filtre étant apte à délivrer le résultat de ce filtrage en tant que l'enveloppe détectée pour le signal modulé sur une sortie raccordée au port de sortie du circuit de détection d'enveloppe.


 
2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel le circuit comporte un diviseur (48) d'amplitude raccordé entre la sortie du soustracteur (46) et une entrée du filtre (50), ce diviseur étant apte à diviser l'amplitude du signal délivré sur la sortie du soustracteur par une constante égale à (ν12) et à délivré sur l'entrée du filtre (50) le signal ainsi divisé, les constantes ν1 et ν2 étant égales aux amplitudes des porteuses à la fréquence fc dans les signaux délivrés en entrée, respectivement, des premier et second multiplieurs.
 
3. Récepteur pour recevoir un signal modulé comportant une enveloppe modulée par une porteuse à une fréquence fc prédéterminée comprise dans une bande haute-fréquence, l'enveloppe comportant une constante ν1 additionnée à un signal utile sfi(t), l'essentiel de la puissance du signal utile sfi(t) étant comprise à l'intérieur d'une bande utile de fréquences centrée sur une fréquence intermédiaire fi prédéterminée et de largeur Lu, ce récepteur comportant :

- un point (30) d'entrée du signal modulé reçu dans la bande haute-fréquence,

- un filtre passe-bande (32) raccordé au point (30) d'entrée, ce filtre passe bande étant apte :

• à atténuer le bruit qui se trouve, dans le signal modulé reçu, en dehors de la bande utile et de la fréquence fc, et

• à délivrer sur une sortie un signal filtré,

caractérisé en ce que le récepteur comporte un circuit (34) de détection d'enveloppe comportant un port d'entrée (Pe34) raccordé à la sortie du filtre passe-bande (32) et un port de sortie (Ps34) sur lequel est délivrée l'enveloppe détectée, ce circuit (34) de détection d'enveloppe étant conforme à la revendication 1.
 
4. Récepteur selon la revendication 3, dans lequel le récepteur comporte :

- un circuit (36) d'isolation de sous-porteuses raccordé au port de sortie du circuit (34) de détection d'enveloppe, ce circuit (36) d'isolation de sous-porteuses étant aptes à séparer les uns des autres différents signaux transmis simultanément par l'intermédiaire de différentes sous-porteuses toutes situées à l'intérieure de la bande utile de fréquences, et

- des démodulateurs (Di) raccordées à des sorties respectives du circuit d'isolation et aptes chacun à démoduler le signal isolé sur une sous-porteuse.


 
5. Récepteur selon la revendication 3 ou 4, dans lequel le point (30) d'entrée est une antenne apte à recevoir le signal modulé par l'intermédiaire d'une liaison sans fil
 
6. Procédé de détection d'enveloppe pour un signal modulé dans une bande haute-fréquence, c'est-à-dire une bande de fréquences située au-delà de 30 GHz, ce procédé comportant :

- la réception (100) sur un port d'entrée du signal modulé dans la bande haute-fréquence, ce signal modulé comportant une enveloppe modulée par une porteuse à une fréquence fc prédéterminée comprise dans la bande haute-fréquence, l'enveloppe comportant une constante ν1 additionnée à un signal utile sfi(t), l'essentiel de la puissance du signal utile sfi(t) étant comprise à l'intérieur d'une bande utile de fréquences centrée sur une fréquence intermédiaire fi et de largeur Lu,

- la multiplication (104) d'un premier exemplaire du signal reçu sur le port d'entrée par lui-même,

- en parallèle, la modification (106) d'un second exemplaire du signal reçu sur le port d'entrée de manière à obtenir un signal modifié dans lequel l'amplitude de la porteuse à la fréquence fc est modifiée alors que l'amplitude du signal utile est laissée inchangée, puis

- la multiplication (108) du signal modifié par lui-même,

- la soustraction (110) du signal modifié multiplié par lui-même au premier exemplaire du signal reçu multiplié par lui-même pour obtenir un signal dfi(t),

- le filtrage (114) des composantes de fréquence supérieure ou égale à 2fc dans le signal dfi(t) à l'aide d'un filtre comportant à cet effet une fréquence de coupure à - 3 dB comprise entre fi+Lu/2 et 2fc et la délivrance du résultat de ce filtrage en tant que l'enveloppe détectée pour le signal modulé sur un port de sortie (Ps34).


 


Ansprüche

1. Hüllkurvenerfassungsschaltung für ein in einem Hochfrequenzband, d.h. einem Frequenzband oberhalb von 30 GHz, moduliertes Signal, wobei diese Schaltung aufweist:

- einen Eingangsport (Pe34), der geeignet ist, das im Hochfrequenzband modulierte Signal zu empfangen, wobei dieses modulierte Signal eine durch einen Träger auf eine im Hochfrequenzband enthaltene vorbestimmte Frequenz fc modulierte Hüllkurve aufweist, wobei die Hüllkurve eine zu einem Nutzsignal sfi(t) addierte Konstante ν1 aufweist, wobei der wesentliche Teil der Leistung des Nutzsignals sfi(t) sich innerhalb eines nutzbaren Frequenzbands befindet, das auf eine Zwischenfrequenz fi zentriert ist und eine Breite Lu hat,

- einen Ausgangsport (Ps34), mittels dessen die für das modulierte Signal erfasste Hüllkurve geliefert wird,

- einen ersten Multiplizierer (40), der an den Eingangsport angeschlossen und geeignet ist:

• ein erstes Exemplar des am Eingangsport empfangenen Signals mit sich selbst zu multiplizieren, und

• an einem Ausgang dieses erste Exemplar des empfangenen, mit sich selbst multiplizierten Signals zu liefern,

- einen Modifizierer (42) , der parallel zum ersten Multiplizierer an den Eingangsport angeschlossen ist, wobei dieser Modifizierer geeignet ist:

• die Amplitude des Leistungsspektrums eines zweiten Exemplars des am Eingangsport empfangenen Signals auf die Frequenz fc zu modifizieren, ohne die Amplitude dieses Leistungsspektrums im nutzbaren Frequenzband zu modifizieren, und

• das modifizierte Signal an einem Ausgang zu liefern,

- einen zweiten Multiplizierer (44), der an den Ausgang des Modifizierers angeschlossen und geeignet ist:

• das modifizierte Signal mit sich selbst zu multiplizieren, und

• das mit sich selbst multiplizierte modifizierte Signal an einem Ausgang zu liefern,

- einen Subtrahierer (46), der einen ersten Eingang und einen zweiten Eingang aufweist, die an die Ausgänge der ersten bzw. zweiten Multiplizierer angeschlossen sind, wobei dieser Subtrahierer geeignet ist:

• das an seinem ersten Eingang empfangene Signal von dem an seinem zweiten Eingang empfangenen Signal zu subtrahieren, und

• das Ergebnis dieser Subtraktion an einem Ausgang zu liefern,

- ein Filter (50), das geeignet ist, die Frequenzkomponenten höher als oder gleich 2fc in einem Signal zu entfernen, das ausgehend von dem vom Ausgang des Subtrahierers gelieferten Signal erhalten wird, wobei dieses Filter zu diesem Zweck eine Grenzfrequenz bei -3dB zwischen fi+Lu/2 und 2fc aufweist, wobei dieses Filter geeignet ist, das Ergebnis dieser Filterung als die erfasste Hüllkurve für das modulierte Signal an einem an den Ausgangsport der Hüllkurvenerfassungsschaltung angeschlossenen Ausgang zu liefern.


 
2. Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Schaltung einen Amplitudenteiler (48) aufweist, der zwischen dem Ausgang des Subtrahierers (46) und einem Eingang des Filters (50) angeschlossen ist, wobei dieser Teiler geeignet ist, die Amplitude des am Ausgang des Subtrahierers gelieferten Signals durch eine Konstante gleich (ν12) zu teilen und am Eingang des Filters (50) das so geteilte Signal zu liefern, wobei die Konstanten ν1 und ν2 gleich den Amplituden der Träger auf der Frequenz fc in den am Eingang der ersten bzw. zweiten Multiplizierer gelieferten Signale sind.
 
3. Empfänger für den Empfang eines modulierten Signals, das eine durch einen Träger auf eine in einem Hochfrequenzband enthaltene vorbestimmte Frequenz fc modulierte Hüllkurve aufweist, wobei die Hüllkurve eine zu einem Nutzsignal sfi(t) addierte Konstante ν1 aufweist, wobei der wesentliche Teil der Leistung des Nutzsignals sfi(t) innerhalb eines nutzbaren Frequenzbands enthalten ist, das auf eine Zwischenfrequenz fi zentriert ist und eine Breite Lu hat, wobei dieser Empfänger aufweist:

- einen Eingangspunkt (30) des im Hochfrequenzband empfangenen modulierten Signals,

- ein an den Eingangspunkt (30) angeschlossenes Tiefpassfilter (32), wobei dieses Tiefpassfilter geeignet ist:

• das Rauschen zu dämpfen, das sich im empfangenen modulierten Signal außerhalb des Nutzbands und der Frequenz fc befindet, und

• an einem Ausgang ein gefiltertes Signal zu liefern,

dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger eine Hüllkurvenerfassungsschaltung (34) aufweist, die einen Eingangsport (Pe34), der an den Ausgang des Tiefpassfilters (32) angeschlossen ist, und einen Ausgangsport (Ps34) aufweist, an dem die erfasste Hüllkurve geliefert wird, wobei diese Hüllkurvenerfassungsschaltung (34) Anspruch 1 entspricht.


 
4. Empfänger nach Anspruch 3, wobei der Empfänger aufweist:

- eine Isolierschaltung (36) von Unterträgern, die an den Ausgangsport der Hüllkurvenerfassungsschaltung (34) angeschlossen ist, wobei diese Unterträger-Isolierschaltung (36) geeignet ist, verschiedene Signale voneinander zu trennen, die gleichzeitig mittels verschiedener Unterträger übertragen werden, die sich alle innerhalb des nutzbaren Frequenzbands befinden, und

- Demodulatoren (Di), die an jeweilige Ausgange der Isolierschaltung angeschlossen und je geeignet sind, das isolierte Signal auf einem Unterträger zu demodulieren.


 
5. Empfänger nach Anspruch 3 oder 4, wobei der Eingangspunkt (30) eine Antenne ist, die geeignet ist, das modulierte Signal mittels einer drahtlosen Verbindung zu empfangen.
 
6. Hüllkurvenerfassungsverfahren für ein in einem Hochfrequenzband, d.h. einem Frequenzband oberhalb von 30 GHz, moduliertes Signal, wobei dieses Verfahren aufweist:

- den Empfang (100) des im Hochfrequenzband modulierten Signals an einem Eingangsport, wobei dieses modulierte Signal eine von einem Träger auf eine im Hochfrequenzband enthaltene vorbestimmte Frequenz fc modulierte Hüllkurve aufweist, wobei die Hüllkurve eine zu einem Nutzsignal sfi(t) addierte Konstante ν1 aufweist, wobei der wesentliche Teil der Leistung des Nutzsignals sfi(t) innerhalb eines nutzbaren Frequenzbands liegt, das auf eine Zwischenfrequenz fi zentriert ist und einer Breite Lu hat,

- die Multiplikation (104) eines ersten Exemplars des am Eingangsport empfangenen Signals mit sich selbst,

- parallel die Modifikation (106) eines zweiten Exemplars des am Eingangsport empfangenen Signals, um ein modifiziertes Signal zu erhalten, wobei die Amplitude des Trägers bei der Frequenz fc modifiziert wird, während die Amplitude des Nutzsignals unverändert gelassen wird, dann

- die Multiplikation (108) des modifizierten Signals mit sich selbst,

- die Subtraktion (110) des mit sich selbst multiplizierten modifizierten Signals vom ersten Exemplar des mit sich selbst multiplizierten empfangenen Signals, um ein Signal dfi(t) zu erhalten,

- das Filtern (114) der Frequenzkomponenten höher als oder gleich 2fc im Signal dfi(t) mit Hilfe eines Filters, das zu diesem Zweck eine Grenzfrequenz bei -3dB zwischen fi+Lu/2 und 2fc aufweist, und das Liefern des Ergebnisses dieser Filterung als die erfasste Hüllkurve für das modulierte Signal an einem Ausgangsport (Ps34).


 


Claims

1. Circuit for detecting the envelope of a signal modulated in a high-frequency band, i.e. in a frequency band located above 30 GHz, this circuit comprising:

- an input port (Pe34) able to receive the signal modulated in the high-frequency band, this modulated signal comprising an envelope modulated by a carrier at a preset frequency fc comprised in the high-frequency band, the envelope comprising a constant ν1 added to a useful signal sfi(t), most of the power of the useful signal sfi(t) being comprised inside a useful frequency band centred on an intermediate frequency fi and of width Lu,

- an output port (Ps34) via which the detected envelope of the modulated signal is delivered,

- a first multiplier (40) connected to the input port and able:

• to multiply a first example of the signal received on the input port by itself, and

• to deliver on an output this first example of the received signal multiplied by itself,

- a modifier (42) connected, in parallel to the first multiplier, to the input port, this modifier being able:

• to modify the amplitude of the power spectrum, of a second example of the signal received on the input port, at the frequency fc without modifying the amplitude of this power spectrum in the useful frequency band, and

• to deliver on an output the modified signal,

- a second multiplier (44) connected to the output of the modifier and able:

• to multiply the modified signal by itself, and

• to deliver on an output the modified signal multiplied by itself,

- a subtractor (46) comprising first and second inputs connected to the outputs of the first and second multipliers, respectively, this subtractor being able:

• to subtract the signal received on its first input from the signal received on its second input, and

• to deliver on an output the result of this subtraction,

- a filter (50) able to remove frequency components higher than or equal to 2fc in a signal obtained from the signal delivered by the output of the subtractor, this filter comprising to this end a -3 dB cut-off frequency comprised between fi+Lu/2 and 2fc, this filter being able to deliver the result of this filtering, by way of detected envelope of the modulated signal, on an output connected to the output port of the envelope-detecting circuit.


 
2. Circuit according to Claim 1, wherein the circuit comprises an amplitude divider (48) connected between the output of the subtractor (46) and an input of the filter (50), this divider being able to divide the amplitude of the signal delivered on the output of the subtractor by a constant equal to (ν12) and to deliver on the input of the filter (50) the signal thus divided, the constants ν1 and ν2 being equal to the amplitudes of the carriers at the frequency fc in the signals delivered as input to the first and second multipliers, respectively.
 
3. Receiver for receiving a modulated signal comprising an envelope modulated by a carrier at a preset frequency fc comprised in a high-frequency band, the envelope comprising a constant ν1 added to a useful signal sfi(t), most of the power of the useful signal sfi(t) being comprised inside a useful frequency band centred on a preset intermediate frequency fi and of width Lu, this receiver comprising:

- a point (30) of input of the received signal modulated in the high-frequency band,

- a bandpass filter (32) connected to the point (30) of input, this bandpass filter being able:

• to attenuate noise found, in the received modulated signal, outside of the useful band and of the frequency fc, and

• to deliver on an output a filtered signal,

characterized in that the receiver comprises an envelope-detecting circuit (34) comprising an input port (Pe34) connected to the output of the bandpass filter (32) and an output port (Ps34) on which is delivered the detected envelope, this envelope-detecting circuit (34) being according to Claim 1.


 
4. Receiver according to Claim 3, wherein the receiver comprises:

- a circuit (36) for isolating sub-carriers, this circuit (36) for isolating sub-carriers being connected to the output port of the envelope-detecting circuit (34) and being able to separate from one another various signals transmitted simultaneously via various sub-carriers all located inside the useful frequency band, and

- demodulators (Di) connected to respective outputs of the isolating circuit and each able to demodulate the signal isolated on one sub-carrier.


 
5. Receiver according to Claim 3 or 4, wherein the point (30) of input is an antenna able to receive the modulated signal via a wireless link.
 
6. Method for detecting the envelope of a signal modulated in a high-frequency band, i.e. in a frequency band located above 30 GHz, this method comprising:

- receiving (100) on an input port the signal modulated in the high-frequency band, this modulated signal comprising an envelope modulated by a carrier at a preset frequency fc comprised in the high-frequency band, the envelope comprising a constant ν1 added to a useful signal sfi(t), most of the power of the useful signal sfi(t) being comprised inside a useful frequency band centred on an intermediate frequency fi and of width Lu,

- multiplying (104) a first example of the signal received on the input port by itself,

- in parallel, modifying (106) a second example of the signal received on the input port so as to obtain a modified signal in which the amplitude of the carrier at the frequency fc is modified while the amplitude of the useful signal is left unchanged, then

- multiplying (108) the modified signal by itself,

- subtracting (110) the modified signal multiplied by itself from the first example of the received signal multiplied by itself to obtain a signal dfi(t),

- filtering (114) frequency components higher than or equal to 2fc in the signal dfi(t) using a filter comprising to this end a - 3 dB cut-off frequency comprised between fi+Lu/2 and 2fc and delivering the result of this filtering, by way of detected envelope of the modulated signal, on an output port (Ps34).


 




Dessins











Références citées

RÉFÉRENCES CITÉES DANS LA DESCRIPTION



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Documents brevets cités dans la description




Littérature non-brevet citée dans la description