[0001] Die Erfindung bezieht sich auf eine Wellentypenweiche zur selektiven Auskopplung
bestimmter Wellentypen aus einem Hohlleiter, insbesondere einem Rundhohlleiter.
[0002] Im Prinzip sind zwei Methoden bekannt, mit denen eine wellentypselektive Auskopplung
erzielt wird. Die eine Methode besteht darin, daß der aus dem Hohlleiter auszukoppelnde
Wellentyp an mindestens zwei Stellen des Umfangs, z.B. eines Rundhohlleiters, in eine
entsprechende Zahl von Teilwellen zerlegt jeweils in der Regel nicht voll, sondern
mit Rücksicht auf die hier ebenfalls koppelnden, im Hohlleiter weiterlaufenden Signalwellen
nur partiell angekoppelt wird. Die Teilwellen des auszukoppelnden Wellentyps werden
dann - also erst nach dem eigentlichen Kopplungsvorgang - in ihrer nur diesem Wellentyp
entsprechenden Phasenlage mit einem dazu eigens notwendigen Mikrowellennetzwerk, das
nach Art einer Brückenschaltung ausgebildet wird, im Idealfall vollständig rekombiniert.
Dagegen werden die von anderen Wellentypen, wie z.B. den Signalwellen, unvermeidbar
mitgekoppelten Teilwellen wegen ihrer zum auszukoppelnden Wellentyp konträren, gegenseitigen
Phasenlage von diesem Netzwerk total reflektiert. Diese Methode, die im folgenden
netzwerkselektiv genannt wird, ist grundsätzlich mit einem erheblichen technischen
Aufwand verbunden, weil sie mehrere Koppelstellen und ein eigenes, oft verhältnismäßig
kompliziertes Netzwerk außerhalb des Hohlleiters erfordert.
[0003] Die zweite Methode der wellentypselektiven Kopplung beruht darauf, daß die Kopplung
des aus dem Hohlleiter auszukoppelnden Wellentyps mit einer seiner Feldstärkekomponenten
solchr Art und an einem solchen Ort des Hohlleiters erfolgt, daß dort keiner der vom
Auskopplungsvorgang auszuschließenden Wellentypen eine ebensolche Feldstärkekomponente
aufweist. Dieses im folgenden feldselektiv genannte Verfahren macht den Kopplungsvorgang
selbst unabhängig von der Frequenz wellentypenselektiv und vermeidet jede direkte
Beeinflussung anderer Wellentypen, z.B. der im Hohlleiter weiterlaufenden Signalwellen.
Das feldselektive Kopplungsverfahren ist, sofern es von der Feldkonfiguration her
überhaupt anwendbar ist, zumeist mit verhältnismäßig einfachen Mitteln zu realisieren
und hat die besseren elektrischen Eigenschaften gegenüber dem netzwerkselektiven Verfahren.
[0004] Die bisher bekannten Lösungen benützen fast immer eine Mischung aus den beiden oben
skizzierten Methoden. Bild 1 aus,dem Aufsatz von G.Mörz "NTZ, Heft 10, Okt.73, S.441,
zeigt einen nicht gerade einfach aufgebauten H20- H
O2 - Nachführkoppler, der fast nur netzwerkselektiv arbeitet. Dagegen funktionieren
die in der DE-OS 28 04 132 vorgestellten Ausführungsbeispiele von E
01- H
11 -Weichen vollständig feldselektiv.
[0005] Aus der genannten DE-OS 28 04 132 ist eine E
01- H
11-Wellentypenweiche bekannt, bei der die als Peilwelle benützte E
01-Welle aus einem Rundhohlleiter mittels einer koaxialen Leitung mit verlängertem Innenleiter
(Längssonde) ausgekoppelt wird. Diese Längssonde ist in der Mittellängsachse des sich
an die Antenne anschließenden Rundhohlleiters angeordnet. Die kapazitive Längssonde
auf der Achse dieses Weichen-Wellenleiters ist beispielsweise von den H
11-Wellen jeglicher Polarisation vollständig entkoppelt, und zwar ohne jedes Selektionsnetzwerk.
[0006] Grundsätzlich sind E
01- H
11-Weichen für sich allein nur bei zirkularer Polarisation der Signalwellen imstande,
uie vullständige Information über die Ablage der Hauptstrahlrichtung einer Antenne
von der Strahlungsquelle, z.B. einem Satelliten, zu liefern.
[0007] Daneben ist die wellentypenselektive Kopplung der H21-Welle und der H
01- Welle im Rundhohlleiter sowie der H
20-, der H
02- und der E
11-Welle im Quadrathohlleiter von unmittelbarer technischer Bedeutung, da diese Wellentypen
bei axialem Einfall der Signalwellen eine Nullstelle mit 180
0-Phasensprung haben und ihre Amplituden bei kleinen Ablagen proportional zum Ablagewinkel
sind. Ferner sind sie in bestimmten Kombinationen geeignet, auch bei linearer Polarisation
der Signalwellen die vollständige Ablageinformation zu liefern. Solche Kombinationen
sind z.B. im Rundhohlleiter das E
01+ H21-Wellenduo, das
E01+ H
01-Wellenduo und das H
21A+ H
21B-Wellenduo sowie im Quadrathohlleiter das H
20+ H
02-, das H
20+
E11- und das
H02+ E
11-Duo. Unter
H21A- und H
21B-Wellen werden zwei zueinander orthogonale H
21-Wellen verstanden.
[0008] Im allgemeinen Fall linear polarisierter Signalwellen, mit denen in der Praxis durchaus
zu rechnen ist, sind daher Doppelweichen für diese Wellentypenkombinationen erforderlich.
Von den oben genannten Kombinationen zeichnen sich das E
01 + H
01 - und das H
21A + H
21B Duo dadurch aus, daß sie die vollständige Ablageinformation unabhängig von der Lage
der Polarisationsebene der Signalwellen liefern. Die Doppelweichen für diese zuletzt
genannten zwei Wellentypenkombinationen brauchen also bei variierender Polarisationsebene
nicht mitgedreht zu werden.
[0009] Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, neue und dabei einfache Wellentypauskopplungsmöglichkeiten
anzugeben, so daß für linear polarisierte Signalwellen einsetzbare Doppelweichen für
jeden einzelnen, aus dem Hohlleiter auszukoppelnden Wellentyp und die im Hohlleiter
weiter zu führenden Signalwellen im wesentlichen die Anforderungen einer vollständig
feldselektiven Entkopplung erfüllt werden, so wie dies schon gemäß der Anordnung nach
der DE-OS 28 04 132 bei den E
01-H
11-Weichen für den Betrieb mit zirkularer Doppelpolarisation der Fall ist. Zusätzlich
soll sich die Wellentypenweiche nach der Erfindung so realisieren lassen, daß die
Entkopplung zweier auszukoppelnder Peilwellentypen untereinander wenigstens 20 dB
beträgt.
[0010] Gemäß der Erfindung, die sich auf eine Wellentypenweiche zur selektiven Auskopplung
bestimmter Wellentypen aus einem Hohlleiter, insbesondere einem Rundhohlleiter, bezieht,
wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß in einem Abschnitt des Hohlleiters ein hohl
ausgebildeter Innenleiter angebracht ist, daß der Innenleiter an einer oder mehreren,
hinsichtlich des Feldes der jeweils auszukoppelnden Welle geometrisch geeignet gewählten
Stellen ins Innere des hohlen Innenleiters koppelnde Koppelelemente aufweist, die
geometrisch verkleinert in ihrer Art solchen Koppelelementen entsprechen, die auch
an der Hohlleiteraußenwand - dort zwar richtungsumgekehrt nach außen koppelnd - angewandt
oder anwendbar sind, und daß die jeweils in einen anderen Leitungswellentyp umgewandelten
ausgekoppelten Teilwellen, ausgehend von den Koppelelementen, rekombiniert werden
und in den Raum außerhalb des Hohlleiters herausgeführt sind.
[0011] Bei der Auskoppelung bestimmter Wellentypen (H
01-Welle) im Rundhohlleiter ist es vorteilhaft, den hohl ausgebildeten Innenleiter koaxial
zur zentralen Längsachse des Hohlleiters anzuordnen. Außerdem ergeben sich in den
meisten Fällen günstigere Ergebnisse, wenn die Querschnittsabmessungen des hohl ausgebildeten
Innenleiters im Vergleich zu den Querschnittsabmessungen des Hohlleiters klein sind.
Beim Rundhohlleiterfall bedeutet dies, daß der Durchmesser des hohl ausgebildeten
runden Innenleiters im Vergleich zum Innendurchmesser D des Rundhohlleiters klein
ist, z.B. D/d e5.5.
[0012] In vorteilhafter Weise ist in dem hohlen Innenleiter auf dessen Längsachse ein zentraler
Leiter vorgesehen, so daß der hohle Innenleiter und der in diesem verlaufende zentrale
Leiter eine koaxiale Innenleitung innerhalb des Hohlleiters ergeben. Über diese koaxiale
Innenleitung kann die jeweils ausgekoppelte Welle nach der Umwandlung in den koaxialen
Grundwellentyp herausgeführt werden.
[0013] Eine nicht nur feldselektiv, sondern auch netzwerkselektiv arbeitende Wellentypenweiche
nach der Erfindung läßt sich dann erstellen, wenn zur Zusammenschaltung mehrerer Koppelelemente
ein im Inneren des hohlen Innenleiters angeordnetes, aus Kombinationsleitungen bestehendes
Leitungsnetzwerk vorgesehen ist, dessen Kombinationsleitungen ihren Ursprung jeweils
an einem Koppelelement haben. Diese Kombinationsleitungen können dann an ihren den
Koppelelementen abgewandten Enden geometrisch direkt in einen Sternpunkt hinein verlaufen,
der sich auf der Längsachse des Innenleiters befindet, auf welcher gegebenenfalls
der zentrale Leiter angeordnet und mit dem Sternpunkt verbunden ist.
[0014] Zur Auskopplung des H
01-Wellentyps aus dem Rundhohlleiter und zur Umwandlung in die koaxiale Grundwelle ist
als. Koppelelement in vorteilhafter Weise ein in der Innenleiterwand axial verlaufender
Resonanzschlitz vorgesehen, an dessen einer Längsseite innen an der Innenleiterwandung
ein leitendes Blech befestigt ist, welches an seiner gegenüberliegenden Seite mechanisch
und elektrisch mit dem im Innenleiter verlaufenden zentralen Leiter verbunden ist.
Die Innenleiterwandung kann außer dem einen Resonanzschlitz noch einen oder mehr gleichartig
axial verlaufende Resonanzschlitze aufweisen, die in ihrer Gesamtheit gleichmäßig
rund um den Umfang des Innenleiters verteilt angeordnet sind. In diesem Fall ist beim
H0
1-Koppler jeweils an derjenigen Schlitzlängsseite, die bezogen auf den Schlitz stets
auf der gleichen Seite liegen, innen an der Innenleiterwandung unmittelbar am Schlitzrand
jeweils ein leitendes Blech befestigt, das an seiner gegenüberliegenden Seite mechanisch
und elektrisch mit dem im Innenleiter verlaufenden zentralen Leiter verbunden ist.
[0015] Die Koppelelemente sind zur optimalen Kopplung in einer eine maximale Kopplung ergebenden,
möglichst geringen Entfernung, z.B.λ
H/4 vor einem solchen Hohlleiterbereich angeordnet, in dem sich der Querschnitt des
Hohlleiters verjüngt oder sprunghaft verengt, derart, daß der mittels der Koppelelemente
ausgekoppelte Wellentyp nicht mehr als Welle ausbreitungsfähig ist.
[0016] Der hohle Innenleiter wird in zweckmäßiger Weise mittels mehrerer Stützstreben exakt
im Zentrum des Hohlleiters gehalten. Eine dieser Stützstreben kann dann zur Herausführung
des jeweils auszukoppelnden und umgewandelten Wellentyps aus dem Hohlleiter dienen.
Alternativ dazu kann der H
01-Innenkoppler integriert werden mit bestimmten Polarisationsweichen, die ein freies
Zentrum besitzen, so daß die Koaxialleitung ungestört nach hinten herausgeführt werden
kann.
[0017] Die Erfindung wird im folgenden anhand von fünf Figuren näher erläutert.
[0018] Es zeigen
Fig. 1 in einem Diagramm den Verlauf der relativen magnetischen Feldstärke H in Axialrichtung
in einer Längsschnittebene durch den Rundhohlleiter für die H01-, H21- und H11-Welle bei gleicher Leistung und einer um 10% über der H01-Grenzfrequenz liegenden Betriebsfrequenz.
Fig. 2 die Schrägansicht eines H01-Koaxialwellenwandlers,
Fig. 3 eine H11-H01-Wellenweiche, die jedoch für H11-Wellen exakt rotationssymmetrisch ist, in Schrägansicht,
Fig. 4 eine weitere H11-H01-Wellenweiche mit nur einem einzigen Resonanzschlitz ebenfalls in einer perspektivischen
Ansicht,
Fig. 5 die Schrägansicht einer H01- H11-Wellentypenweiche, die auf dem Prinzip des in Fig.2 dargestellten Koaxialwellenwandlers
basiert.
[0019] Bevor im einzelnen auf die Figuren eingegangen wird, soll die bereits angedeutete
Wertung hinsichtlich der beiden Kopplungsmöglichkeiten im Hohlleiter mit folgenden
Grundsätzen konkretisiert werden. Wo immer es möglich ist, die Kopplung feldselektiv
zu gestalten, ist es zweckmäßig, davon auch dann so weit wie möglich Gebrauch zu machen,
wenn die gestellten Entkopplungsforderungen durch diese Selektionsart allein nicht
voll erfüllt werden können. Es ist immer einfacher und daher billiger, einen möglichst
großen Teil der Entkopplung feldselektiv und nur den fehlenden Rest netzwerkselektiv
zu erbringen.
[0020] Es ist üblich, daß zunächst die Wand des gemeinsamen Hohlleiters, in dem die zu trennenden
Wellentypen laufen, nach feldselektiven Kopplungsmöglichkeiten untersucht wird. Diese
sind jedoch im praktisch interessanten Beispiel der von der Kopplung auszuschließenden
H
11-Wellen beliebiger Polarisation nicht vorhanden, da diese Wellen in jedem Punkt der
Hohlrohrinnenwand jede dort überhaupt mögliche Feldstärkekomponente aufweisen. Diese
sind beispielsweise im Rundhohlleiter der Er-, die Hr- und die H
Z-Komponente. Es gibt also an der Wand des Hohlleiters keinerlei Möglichkeit einer
gegenüber H
11-Wellen breitbandig feldselektiven Kopplung.
[0021] Gewisse feldselektive Wirkungen in Kegelübergängen und auch an sprunghaften Querschnittsänderungen
im gemeinsamen Hohlleiter werden wegen starker Frequenzabhängigkeit der dortigen Feldstärkeverhältnisse
hier nicht in Betracht gezogen. Gleichwohl ist diese Methode der Selektion vor allem
in engeren Frequenzbändern durchaus zusätzlich nutzbar.
[0022] Bei der Erfindung wird aus der obigen, negativen Erkenntnis heraus bei der Suche
nach neuen feldselektiven Kopplungsmöglichkeiten von der Hohlleiterwand abgegangen.
Es findet sich folgender Lösungsansatz. Auf der Hohlleiterachse haben die von einer
Kopplung frei zu haltenden H
11-Wellen beliebiger Polarisation nach Fig. 1 (Ordinate für r = 0) keine magnetische
Längsfeldstärke, sondern nur ein magnetisches Querfeld. Dagegen hat die als Peilwellentyp
interessante H
01-Welle im Rundhohlleiter RH (Radius R; -R ≤ r ≤ R) nach Fig.1 für r=0, also auf der
Achse,und auch im achsnahen Raum ein ausgeprägtes Maximum der magnetischen Längsfeldstärke
H . Es ist daher möglich, auf der Rundhohlleiterachse durch Kopplung nur mit der H
z-Komponente die H
01-Welle vollständig feldselektiv z.B. gegenüber den H
11-Wellen, d.h. vollständig unabhängig von diesen aus- oder einzukoppeln. Diese H
01-Kopplung ist auch vollständig feldselektiv gegenüber der E
01-Welle, weil auch diese, ebenso wie die H
11-Wellen beliebiger Polarisation, auf der Hohlleiterachse keine magnetische Längsfeldstärke
hat. Außerdem hat diese H
01-Kopplung über die H
z-Komponente - wie aus Fig.1 hervorgeht - eine hohe Feldselektivität gegenüber der
H
21-Welle, und zwar auch noch bei einer Kopplung im achsnahen Raum, weil die H
z-Komponente der H
21-Welle wegen der horizontalen Tangente auf der Achse mit zunehmender Entfernung von
der Achse nur sehr langsam von Null ausgehend ansteigt.
[0023] Zur Interpretation von Fig.1 ist nachzutragen, daß hier an der Ordinate die relativen
H
z-Komponenten der H
01, H
11-und H
21-Welle bei jeweils gleicher Leistung und bei einer Frequenz dargestellt sind, die
10 % über der Grenzfrequenz der H
01-Welle liegt. Fig.1 enthält daher noch nicht die nur bei der H
01-Welle zur H
z-Kurve nach Fig.1 noch hinzutretende H
z-Überhöhung als Folge ihres Auftreffens auf einen Kurzschluß unmittelbar hinter der
Wellentypenweiche.
[0024] Die H
z-Kurven in Fig. 1 geben den relativen H
z-Verlauf in einer Längsschnittebene durch den Rundhohlleiter RH und seine Achse wieder.
Da diese H -Kurve nur bei der z H
01-Welle rotationssymmetrisch ist, kann sie auch nur bei der H
01-Welle als Erzeugende der Fläche angesehen werden, mit der die räumliche H
z-Verteilung dieses Wellentyps beschrieben wird. Dagegen sind die H
z-Kurven für die H
11-und die H
21-Welle nur jeweils in einer solchen Längsschnittebene gezeigt, in der H
z maximal wird
(cosϕ =
1 bei
H11 bzw. cos
2y= 1 bei H
21). In einer dazu senkrechten Längsschnittebene ist bei der H
11-Welle H
z= 0 (wegen cos 90 °= 0), und die H
21-Welle hat hier gegenüber Fig.1 eine H
z-Komponente mit entgegengesetztem Vorzeichen (cos 180 = -1) bei gleicher Amplitude.
In einer gegenüber Fig.1 allgemein um den Winkel ϕ gedrehten Längsschnittebene ergibt
sich der H -Verlauf bei der H
11-Welle durch Multiplikation der H
z-Kurve in Fig.1 mit cos ϕ und bei der H
21-Welle mit dem Faktor cos 2ϕ.
[0025] Die Erfindung geht nunmehr von der als opportun befundenen, reinen H
z-Kopplung auf der Hohlleiterachse oder im achsnahen Raum aus. Die praktische, erfindungsgemäße
Realisierung dieser Kopplung besteht in der Idee, in den bislang leeren, runden Wellenleiter
(Rundhohlleiter) abschnittsweise einen metallischen Innenleiter einzuführen, dessen
Durchmesser d im Vergleich zum äußeren Innendurchmesser D des nunmehr koaxialen Wellenleiters
klein ist, z.B. etwa d <D/5. Durch einen solchen Innenleiter werden die Feldzustände
der einzelnen H-Wellentypen nur im Nahbereich des Innenleiters geringfügig und keinesfalls
grundsätzlich verändert. Die Feldstärkekomponenten an der Innenleiteroberfläche passen
sich den bekannten Gesetzen an, nach denen das elektrische Feld senkrecht auf der
Leiteroberfläche stehen muß und das magnetische Feld parallel zu dieser verlaufen
muß. Die dadurch hervorgerufenen kleinen Feldverzerrungen, wie auch die Auswirkungen
der induktiven und kapazitiven Feldverdrängung durch den Innenleiter werden um so
kleiner, je kleiner sein Durchmesser ist. Ebenso wenig wirkt ein Innenleiter mit kleinem
Durchmesser d auf die Grenzfrequenzen der wichtigsten H-Wellentypen, wie es abhängig
von d im Diagramm in der Abb.4.4 auf S.216 im "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik"
von Meinke/Grundlach, 1.Aufl.,1956, Springer-Verlag dargestellt ist. Der Leitungswellenwiderstand
für H
11-Wellen wird durch den Innenleiter erniedrigt; bei einem
Innenleiterdurchmesser d = D/5 liegt die zugehörige Reflexion in der leicht beherrschbaren
Größenordnung rnz ≈ 10 %: Natürlich fließen auf dem Innenleiter Oberflächenströme
gemäß dem Durchflutungsgesetz jeweils senkrecht auf der örtlich vorhandenen, resultierenden
magnetischen Feldstärke. Nach dem Aufsatz von W.Baier in der Zeitschrift "AEÜ", Band
22, Heft 4, Seite 184 sind die von diesen Innenleiterströmen verursachten, zusätzlich
zu den Außenleiterverlusten auftretenden Leitungsverluste bei nicht zu großen Innenleiterdurchmessern
maximal ebenso groß wie die Außenleiterverluste und somit sehr klein.
[0026] Während also die Einführung eines Innenleiters nur durchaus beherrschbare Nebenwirkungen
hat, gewinnt man dadurch eine Vielfalt neuartiger Kopplungsmöglichkeiten mit sehr
guten elektrischen Eigenschaften, wie im folgenden gezeigt ist.
[0027] Zunächst ist es möglich, mit einem, zwei oder mehreren Resonanzschlitzen, die parallel
zur Innenleiterachse in die Wand des hohlen Innenleiters eingebracht sind und die
von jeweils einem im Inneren des Innenleiters radial verlaufenden Leiter untereinander
gleichphasig und.gleich stark angeregt werden, an einer der Schlitzzahl entsprechenden
Anzahl von Stellen auf der äußeren Oberfläche des Innenleiters untereinander gleichphasige
und gleich große, magnetische Längsfelder zu erzeugen. Mit dieser Feldkonfiguration,
die sich bei der keinesfalls schmalbandigen Schlitzresonanz in den Raum des koaxialen
Wellenleiters ausbreitet, wird die H
01-Welle angeregt oder ausgekoppelt, und zwar mit einer umso besseren Feldselektivität
gegenüber allen H
11 - und H
21-Wellen, je dünner der Innenleiter relativ zum äußeren Leiter ist. Der sehr einfache
Aufbau solcher H
01- H
11-Weichen, z.B. nach Fig. 2, wird später noch ausführlich erläutert.
[0028] Über dieses erste Ergebnis einer fast vollständig feldselektiven H
01-Kopplung hinaus eröffnen sich im koaxialen Wellenleiter folgende weitere, neue Kopplungsmöglichkeiten.
Hierzu wird ausgegangen von der Erkenntnis, daß die Feldstärken- und Stromverteilung
an der Innenwand des äußeren Leiters einer koaxialen Wellenleitung - diese Verteilung
entspricht weitgehend derjenigen im hohlen Leiter für den jeweiligen Wellentyp - mit
der Feldstärken-und Stromverteilung auf dem Innenleiter dieses Koaxialwellenleiters
im geometrischen Sinne ähnlich ist. Daraus wird die erfindungsgemäße These abgeleitet,
daß sämtliche an der Hohlleiterwand außen bisher angewandten und überhaupt anwendbaren
Koppelmechanismen für jegliche Wellentypen, geometrisch verkleinert auch am Innenleiter
eines koaxialen Wellenleiters eingesetzt werden können. Sie erfüllen hier von innen
heraus - sozusagen als hohlwelttheoretisches Pendant zu den bisherigen äußeren Kopplern
- die gleiche Prinzipfunktion wie bei den Außenkopplern.
[0029] Die mit der Einführung des erfindungsgemäßen Innenleiterkopplers erzielbaren Fortschritte
sind wie folgt zusammenzufassen. Die Zusammenschaltung mehrerer Koppelstellen ist
beim Innenleiterkoppler mit Leitungslängen möglich, die um mehr als eine Größenordnung
kürzer sind als beim bisherigen Außenkoppler; denn die Kombinationsleitungen laufen
von ihrem Ursprung an der jeweiligen Koppelstelle ausgehend direkt aufeinander zu
und können daher auf kürzesten Wegen (λ
0/10 und darunter), z.B. in einem Sternpunkt wie in Fig.3, auf der Achse des Innenleiters
zusammengeschaltet werden. Eine solche Schaltung wirkt, wie am Beispiel später noch
erläutert wird, auf einfachste Weise und mit sehr geringer Frequenzabhängigkeit netzwerkselektiv.
Dieses Verfahren zur Erzeugung von Netzwerkselektivität durch ein inneres Netzwerk,
d.h. ein im Innenleiter gelegenes Netzwerk, hebt sich also vorteilhaft von der bereits
vorher geschilderten, bisherigen Möglichkeit mit einem äußeren Selektionsnetzwerk,
d.h. einem außerhalb des Rund- oder Quadrathohlleiters befindlichen Netzwerk, ab,
bei dem die an den jeweiligen Koppelstellen entspringenden Kombinationsleitungen topologisch
sehr ungünstig zunächst radial nach außen, also auseinanderlaufen und erst mit umständlichen
Umlenkmanövern, wie z.B. nach dem bereits erwähnten "NTZ"-Aufsatz von G.Mörz, wieder
aufeinander zugeführt werden müssen. Aus diesen Gründen müssen hier die äußeren Kombinationsleitungen
mindestens etwa zwei Wellenlängen lang sein.
[0030] Aus den sehr kurzen Leitungslängen beim inneren Selektionsnetzwerk ergibt sich weiter
der Vorteil, daß die einzelnen Koppelelemente auf die nicht zu koppelnden Wellentypen
nur noch mit der Summe ihrer reinen Reaktanzen wirken, d.h. ohne die langen, am Ende
kurzgeschlossenen, äußeren Zusatzleitungen. Diese reinen Reaktanzen haben einen wesentlich
geringeren Frequenzgang als beim bekannten Außenkoppler und können daher breitbandig
kompensiert werden, und zwar auch dann, wenn-das einzelne Koppelelement bei nicht
oder nur schwach feldselektiven Anordnungen zwecks möglichst vollständiger Auskopplung
des gefragten Wellentyps auch mit dem nicht auszukoppelnden Wellentyp partiell stark
verkoppelt ist. Dies bedeutet, daß der auszukoppelnde Wellentyp am Weichenausgang
nahezu vollständig verfügbar ist und trotzdem die durch die starke Koppelung auf den
nicht auszukoppelnden Wellentyp ausgeübte Reaktanzwirkung kompensiert werden kann.
Es erscheint sogar möglich, daß diese Reaktanz für den nicht zu koppelnden Wellentyp
dazu ausgenützt werden kann, um andere für diesen Wellentyp bestehende Reaktanzen,
z.B. der Pfostenkreuze nach der DE-OS 28 04 132, damit wenigstens teilweise zu kompensieren.
[0031] Bei nach der Erfindung ausgebildeten Weichen muß der Innenleiter mit einer Haltevorrichtung
in seiner exakt zentrischen Lage gehalten werden. Außerdem muß der Peilwellentyp oder
deren zwei nach der Umwandlung z.B. in die Form der koaxialen Grundwelle im Inneren
des Innenleiters zur weiteren Verwertung in den Raum außerhalb des äußeren Leiters
des koaxialen Wellenleiters befördert werden. Dazu kann eine Innenleiterhalterung
nebst koaxialer Herausführung mit guten Eigenschaften z.B. nach den in der DE-OS 28
04 132 aufgezeigten Prinzipien und Ausführungsbeispielen eingesetzt werden.
[0032] Im folgenden wird eine Reihe von praktischen Anwendungsbeispielen der oben entworfenen
Grundsätze vorgeführt.
[0033] In Fig. 2 ist in einer perspektivischen Aussicht ein praktisch ausgeführter und erprobter
Wellentypenwandler gezeigt, der die H
01-Welle des Rundhohlleiters innerhalb von Frequenzbändern der relativen Breite von
15 % nahezu vollständig in die Grundwelle der Koaxialleitung umformt. Dieser H
01-Koaxialwellenwandler besteht aus einem relativ kurzen, äußeren Rohrleiter 1, der
im Vordergrund von Fig.2 zu sehen ist. Dieser äußere Rohrleiter 1 ist hinten zunächst
durch eine metallische Platte 2 abgeschlossen. Die Funktion dieser Kurzschlußplatte
2 kann für die H
01-Welle im Rundhohlleiter jederzeit durch einen kegelförmigen oder sprunghaften Übergang
auf einen engeren Rundhohlleiter ersetzt werden, in dem sich das H
01-Feid im betrchteten Frequenzbereich nur noch aperiodisch gedämpft ausbreiten kann.,
während die H
11-Welle auch im engeren Rundhohlleiter noch gut ausbreitungsfähig ist. Mit einer solchen
Querschnittsverengung wird der H
01-Koaxialwellen- übergang zu einer H
01-H
11-Wellentypenweiche erweitert. Dargestellt ist eine solche Wellentypenweiche in der
später noch erläuterten Fig. 5.
[0034] Durch eine axiale Bohrung 3 in der Kurzschlußplatte 2 der Anordnung nach Fig.2 ist
ein Innenleiter 4 geschoben, der in diesem Abschnitt zusammen mit dem äußeren Rohrleiter
1 einen koaxialen Wellenleiter bildet und der daher im folgenden Welleninnenleiter
4 genannt wird. Im Inneren dieses Welleninnenleiters 4 ist koaxial ein zentraler Leiter
5 untergebracht. Dieser zentrale Leiter 5 - im folgenden Koaxialinnenleiter 5 genannt
- ist leitend mit einem Querblech 6 verbunden, das sich als bandförmiger Innenleiter
symmetrisch nach links und rechts verzweigt. Das bandleiterartige Blech 6 verläuft
entlang waagrechter innerer Durchmesser im Welleninnenleiter 4 und ist an zwei einander
diametral gegenüberliegenden Längslinien mit der Innenwand des Welleninnenleiters
4 leitend verbunden.
[0035] Fließt nun aus der von rechts hinten kommenden Koaxialleitung ein Strom, der momentan
nach vorn gerichtet sei, so verzweigt sich dieser Strom des Koaxialinnenleiters 5
in zwei gleiche Teilströme, die auf dem Querblech 6 nach rechts bzw. nach links zur
Innenwand des Welleninnenleiters 4 weiterfließen. Jeder dieser Teilströme fließt zur
einen Hälfte entsprechend seiner Herkunft z.B. vom oberen in Fig.2 sichtbaren Halbkreis
des Innenleiters 5 auf der oberen Fläche des Querblechs 6, während die andere Hälfte
auf der unteren Blechoberfläche fließt. Zwei in Fig.2 sichtbare Längsschlitze 7 und
8 in der Wand des Welleninnenleiters 4 denke man sich vorübergehend leitend verschlossen.
Treffen dann die Ströme des Querblechs 6 auf die innere Wand des Welleninnenleiters
4, so werden die auf der oberen Seite des Blechs 6 von rechts und von links her zur
Wand fließenden Ströme nach oben umgelenkt und die Ströme auf der Unterseite des Blechs
6 nach unten. Die Ströme fließen also unmittelbar nach dem Knick in Umfangsrichtung
zu beiden Seiten des Blechs nach oben und unten auseinander, biegen dann stetig in
Längsrichtung nach hinten ab und verteilen sich schließlich quadrantenweise gleichmäßig
über den Umfang der Innenfläche des Welleninnenleiters 4.
[0036] Aus dieser Stromverteilung auf der Innenwand des Welleninnenleiters 4 ergeben sich
einige praktisch interessante Koppelmechanismen, die dadurch realisiert werden, daß
in die zu diesem Zweck dünn gehaltene Wand des Welleninnenleiters 4 an geeigneten
Stellen Koppelöffnungen zum koaxialen Wellenleiter eingebracht werden.
[0037] Fig. 2 zeigt eine Koppelanordnung mit zwei Längsschlitzen 7 und 8 in der Welleninnenleiterwand
4, und zwar verläuft der linke Schlitz 7 unmittelbar über dem stromzuführenden Querblech
6, der rechte Schlitz 8 dagegen unmittelbar darunter. Der Durchmesser, auf dem die
Koppelschlitze 7 und 8 einander diametral gegenüberliegen, hat also eine leichte Schräglage,
die aber wegen der Rotationssymmetrie des anzuregenden H
01-Wellentyps bedeutungslos ist.
[0038] Wird jetzt der oben betrachtete Momentanstrom weiter verfolgt, der auf dem-Querblech
6 an die Längsschlitze 7 und 8 heranfließt, so setzt sich dieser als über den Längsschlitz
7 bzw. 8 fließender Verschiebungsstrom besonders dann fort, wenn die Längsschlitze
7 und 8 im betrachteten Frequenzbereich etwa eine halbe Wellenlänge lang sind und
somit Resonanzschlitze darstellen. Der Resonanzschlitz 7 bzw. 8 mit seinem Verschiebungsstrommaximum
in der Mitte übernimmt dann direkt den Leitungsstrom vom Querblech 6, das etwa halb
so breit ist wie die Resonanzschlitze 7 und 8 lang sind. Auf die im bereits zitierten
Buch von Meinke/Grundlach auf Seite 311 und 312 angegebenen Möglichkeiten, Resonanzschlitze
zu bauen, die wesentlich kürzer sind als! o/2, wird hingewiesen. Der Verschiebungsstrom
im linken Koppelschlitz 7 der Weiche nach Fig. 2 ist z.B. für den ihn erzeugenden,
oben betrachteten Momentanstrom nach oben gerichtet und nat daher nach dem Durchflutungsgesetz
an der äußeren Fläche des Welleninnenleiters 4 - also im Raum des koaxialen Wellenleiters
- eine nach vorn gerichtete, magnetische Längsfeldstärke zur Folge. Im rechten Koppelschlitz
8 ist der momentane Verschiebungsstrom nach unten gerichtet und erzeugt somit an der
Außenfläche des Welleninnenleiters 4 ebenfalls ein nach vorn gerichtetes magnetisches
Längsfeld, das aus Symmetriegründen die gleiche Amplitude hat wie beim Schlitz 7.
Diese H
z-Feldkonfiguration entspricht der H
01-Welle im Rundhohlleiter, wie u.a. aus Fig. 1 folgt.
[0039] Die technisch wichtige Frage, wie sich der H
01-Wandler nach Fig. 2 gegenüber H
11-Wellen verhält, hängt von der Polarisation dieser H
11-Welle ab. Eine in Fig. 2 horizontal polarisierte H
11h-Welle ist schon von jedem Resonanzschlitz 7,8 für sich allein betrachtet vollständig
entkoppelt, weil bei dieser Polarisation die Wandströme auf der Außenfläche des Welleninnenleiters
4 im Bereich der Resonanzschlitze 7,8 - ebenso wie auf der Innenwand des äußersten
Leiters 1 - nur parallel zu den Schlitzen 7 und 8 verlaufen. Das liefert bei diesem
Wandler neben der später noch erläuterten Selektionswirkung durch das Querblech 6
einen hohen Beitrag zur H
11h-Entkopplung von Koaxialarm. Diese Entkopplung ist auf mehr als 50 dB zu veranschlagen.
[0040] Eine in der Anordnung nach Fig.2 vertikal polarisierte H
11vWelle regt zwar mit ihren auf dem Welleninnenleiter 4 fließenden Wandströmen, die
quer auf die Resonanzschlitze 7 und 8 treffen, den einzelnen Resonanzschlitz 7 bzw.
8 an, aber in vorteilhafter Weise gegenüber der H
01-Welle mit einer viel kleineren Amplitude. Dies zeigt der H
zVergleich in Fig.1 bei gleicher Leistung dieser beiden Wellentypen. Es ergibt sich
eine hohe Feldselektivität, die einen hohen H
11v-Entkopplungsanteil liefert, der mit dünner werdendem Welleninnenleiter nach Fig.1
weiter ansteigt.
[0041] Der zweite Anteil zur H
11v-Entkopplung beruht darauf, daß die H
z-Komponenten der H
11v-Welle am Ort der beiden Resonanzschlitze 7 und 8 untereinander entgegengesetzt gerichtet
sind. Die von beiden Resonanzschlitzen 7 und 8 auf das Querblech 6 übergehenden, zur
Rohrachse hin gerichteten Ströme haben dann nach dem Durchflutungsgesetz stets untereinander
gleiche Richtung und bei symmetrischem Aufbau auch gleiche Amplitude. Daher gleichen
sich diese Radialströme auf dem Querblech 6 gegenseitig stets aus, und es bleibt kein
Differenzstrom, der auf dem Koaxialinnenleiter 5 nach hinten abfließen könnte, d.h.
die Grundwelle der Koaxialleitung ist von der H
11v-Welle vollständig entkoppelt.
[0042] Zum gleichen Ergebnis führt die folgende Betrachtung der elektrischen Feldstärken:
Die von der Hllv-Welle in den beiden Resonanzschlitzen 7 und 8 hervorgerufenen Verschiebungsströme
haben, wie vorstehend erläutert wurde, nach dem Durchflutungsgesetz stets untereinander
gleicne räumliche Richtung. Dies gilt mit einer für beide Koppelorgane gleichen Zeitphase
auch für die entsprechenden elektrischen Feldstärken, die sich zwischen dem Querblech
6 und der Innenwand des Welleninnenleiters 4 in Richtung zur Achse ausbreiten. Wichtig
ist, daß von diesen elektrischen Feldstärken gleicher räumlicher Richtung die eine
von links kommende auf der oberen Fläche des Querbleches 6 herrscht und die andere,
von rechts kommende, auf der unteren Seite des Querbleches 6. Da ferner die elektrischen
Felder der auf dem Querblech 6 laufenden Grundwelle in ein und demselben Querschnitt
über und unter dem Querblech 6 stets einander entgegengesetzte Richtung haben, sind
die von beiden Resonanzschlitzen 7 und 8 ausgehenden Teilwellen der H
11v-Welle untereinander gegenphasig. Ihre elektrischen Feldstärken treffen daher in der
Kitte sowohl auf der Ober- wie auch auf der Unterseite des Querbleches 6 stets gegeneinander
gerichtet zusammen. Die elektrischen Felder beider Teilwellen löschen sich also in
der durch die Achse verlaufenden, senkrechten Längsschnittebene stets aus. Es herrscht
hier eine Nullstelle der resultierenden elektrischen Feldstärke, d.h. es entsteht
eine räumlich stationäre Kurzschlußebene, so daß in der hier angeschlossenen Koaxialleitung
die koaxiale Grundwelle nicht angeregt werden kann.
[0043] Das Querblech 6 ist ein Musterbeispiel eines sehr einfachen, gleichwohl aber sehr
wirkamen, inneren Selektionsnetzwerkes. Es bewirkt im Zusammenspiel mit den Resonanzschlitzen
7 und 8 bei der H
01-Welle, daß ihre H
z-Komponenten, die im Bereich beider Resonanzschlitze 7 und 8 untereinander gleiche
Richtung haben, auf dem Querblech 6 untereinander entgegengesetzt gerichtete Radialströme
erzeugen. Damit erzwingt der maximale Differenzstrom - das ist die skalare Summe dieser
beiden Radialströme - eine optimale Anregung der Koaxialleitungswelle. Demgegenüber
erzeugen die an den Resonanzschlitzen 7 und 8 untereinander entgegengesetzt gerichteten
H
Z-Komponenten der H
11v-Welle auf dem Querblehc stets Radialströme gleicher Richtung, die sich ohne koaxialen
Differenzstrom gegenseitig auf dem Querblech 6 ausgleichen.
[0044] Der auf dem Querblech 6 fließende Ausgleichsstrom führt zur Anregung eines H
11-Feldes im Inneren des Welleninnenleiters 4, d.h. zu einem verkleinerten Abbild der
erzeugenden H
11v-Welle im äußeren, koaxialen Wellenleiter 1. Da der äußere Wellenleiter 1 mit seiner
H
01- bzw. H11-Grenzfrequenz den Betriebsfrequenzbereich bestimmt, liefert der wesentlich
dünnere Welleninnenleiter 4 für das in ihm erzeugte H
11-Feld eine kräftige aperiodische Dämpfung. Neben diesem physikalischen Grund für die
hohe Entkopplung der H
11-Welle von der Grundwelle der Koaxialleitung ist darauf hinzuweisen, daß die sich
in der Koaxialleitung 4,5 noch ausbreitenden H
11-Feldreste ihrerseits total von der koaxialen Grundwelle entkoppelt sind.
[0045] Der auf dem Querblech 6 von der H
11v-Welle hervorgerufene Ausgleichsstrom übt auf diese Welle im zentralen durchlaufenden
koaxialen Wellenleiter 1,4 eine gewisse Reaktanzwirkung aus. Diese Rückwirkung ist
nach Fig.1 wegen der gegenüber der H
o1-Welle relativ kleinen koppelnden H Feldstärken nicht stark, und sie wird umso schwächer,
je kleiner der Durchmesser des Welleninnenleiters 4 wird. Da die Reflexion der H
11-Durchgangswege dieser Wellentypenweichen sehr klein sein soll, wird diese Rückwirkung
im folgenden noch näher betrachtet.
[0046] Die physikalische Ursache dieser Reaktanzwirkung ist darin zu sehen, daß die Wandströme
der H
11v-Welle auf dem Welleninnenleiter 4 in der Regel nicht ungestört über die Resonanzschlitze
7 und 8 fließen können, sondern dort eine gewisse Reaktanz zu überwinden haben. Diese
Reaktanz wird dargestellt von der Parallelschaltung des reinen Resonanzschlitzes 7
bzw. 8 und des im Welleninnenleiter 4 daran angeschlossenen, inhomogenen Leitungsystems,
bestehend aus der rechten bzw. linken Hälfte des Querbleches 6 in Fig.2 und aus der
Innenfläche des rechten bzw. linken Halbzylinders an der Innenwand des Welleninnenleiters
4.
[0047] Die beiden untereinander gleichen Resonanzschlitze 7 und 8 verhalten sich in der
Umgebung iher Resonanz jeweils wie ein stark bedämpfter Parallelresonanzkreis. Sie
sind also hochohmig, so daß die auf den Resonanzschlitz 7 bzw. 8 treffenden wandströme
hier angenähert nur die Reaktanz am Eingang des obigen inneren Leitungssystems im
Welleninnenleiter 4 vorfinden. Dieses innere Leitungssystem wird gebildet aus der
Innenfläche des rechten Halbzylinders des Welleninnenleiters 4 als "Außenleiter" und
der jeweiligen Hälfte des Querbleches 6 als "Innenleiter". Dieses Leitungssystem ist
am Ende kurzgeschlossen, und zwar in der Anordnung von Fig. 2 in der durch die Achse
verlaufenden, senkrechten Längsschnittebene. Dies ist darin begründet, daß in dieser
Ebene die Spannungs-losigkeit - verifiziert durch die Entkopplung der koaxialen Ausgangsleitung
- dadurch erzwungen wird, daß die von den beiden Resonanzschlitzen 7 und 8 stammenden,
untereinander gleich starken Teilwellen der H
11v-Wellen in der Mitte des Querbleches 6 - wie bereits erläutert - gegenphasig aufeinandertreffen.
[0048] Die H
11v-Wandströme auf dem Welleninnenleiter 4 werden dann nicht gestört, wenn der in der
Mittelebene herrschende Kurzschluß über das innere Leitungsystem an den Ort der Resonanzschlitze
7 und 8 transformiert wird. Dies wird bei Betriebsfrequenzen ereicht, bei denen die
halbe Länge 1
r des Querbleches 6 entweder klein ist gegen die Wellenlänge
- etwa l
r<λ
o/10 - , oder bei 1
r ≈ n .A
0/
2. Es ist allerdings darauf hinzuweisen, daß mit zunehmender Ordnungszahl n die räumliche
Lage der Wiederkehrorte dieses Kurzschlusses bei Frequenzänderung immer stärker variiert.
Es ergeben sich räumlich nicht stationäre Wiederkehrpunkte des stationären Kurzschlusses
in der Mittelebene.
[0049] Hingegen tritt das erste H
11v-Reflexionsmaximum mit steigender Frequenz dann auf, wenn die Leitungslänge 1
r = 0,25 λ
or wird; denn bei dieser Frequenz und in ihrer Umgebung ist das innere Leitungsystem
am 0rt der Resonanzschlitze 7 und 8 hochohmig. Gemildert wird dieser Einfluß auf die
Wandströme der H
11v-Welle dadurch, daß wegen der Schlitzlänge 1
s>2 1
r die Schlitzresonanz weit unter dem H
11v-Reflexionsmaximum liegt, und daher der Schlitz 7 bzw. 8 hier nicht mehr hochohmig
ist.
[0050] Es ist mit der Anordnung nach Fig .2 wegen des prinzinzell dinnen Welleninnenleiters
4 erstmals möglich, das erste H
11v-Reflexionsmazimum mit 1
r = 0,25 λ
or so weit über den Betriebsfrequenzbereich zu schieben, daß es nicht mehr stört. Ein
derart kurzes inneres Selektionsnetzwerk ist den bisherigen, äußeren Selektionsnetzwerken
mit ihren viel längeren Kombinationsleitungssystemen hinsichtlich Breitbandigkeit
und vor allem wegen der Einfachheit der Anordnung wesentlich überlegen.
[0051] Der H
01 -Koaxialwellenwandler nach Fig.2 läßt sich in folgender Weise zu einer H
01 - H
11 -Peilwellenweiche erweitern, wie sie in Fig.5 in einer Schrägansicht dargestellt
ist.Die Kurzschlußplatte 2 im Hintergrund der Anordnung nach Fig.2 wird in der Anordnung
nach Fig.5 durch einen sprunghaften, stetigen oder gestuften Übergang 16 auf einen
Hohlleiter 17 .oder Wellenleiter solcher Art ersetzt, daß sich in diesem weiterführenden
Wellenleiter 17 nur noch ein aperiodisch abklingendes H
01-Feld ausbreiten kann, während sich H
11-Wellen hier genügend weit über ihrer Grenzfrequenz, und daher aperiodisch ungedämpft
ausbreiten können. Solche Übergänge werden nach bekannten Prinzipien dimensioniert.
Der Welleninnenleiter 4 wird entweder nach hinten so weit verlängert, bis es an einem
geeigneten Abschluß, z.B. an einer Polarisationsweiche mit freiem Zentrum, möglich
ist, die Koaxialleitung mit der umgewandelten H
01-Welle aus dem Wellenleiter herauszuführen. Falls dies wegen zwischengeschalteter
und das Durchziehen eines Welleninnenleiters 4 sehr erschwerender Elemente wie z.B.
Krümmer nicht möglich ist, wird der Welleninnenleiter 4 möglichst kurz gehalten und
mit radial oder schräg zum äußeren Leiter 1 verlaufenden Streben in seiner zentralen
Lage gehalten. Diese Haltestreben, die sich auch dazu eignen, die innere Koaxialleitung
herauszuführen, können nach den in der DE-OS 28 02 132 aufgestellten Grundsätzen dimensioniert
werden.
[0052] Wie bereits erwähnt wurde, ist die so entstandene H
01-H
11-Weiche bezüglich beliebig polarisierter H
11-Wellen noch nicht exakt rotationssymmetrisch, wenngleich der Grad der Unsymmetrie,
der sich auf Unterschiede in der Reflexion (siehe H
11v- bzw. H
11h-Verhalten) und in der elektrischen Länge der Weichendurchgangswege für orthogonale
H
11-Wellen bezieht, wegen der relativ sehr geringen Kopplung der H
11-Wellen (Fig.1) nicht hoch ist. Wie erläutert, wird diese Unsymmetrie bei der H
01-H
11-Weiche mit zwei Resonanzschlitzen 7 und 8 nach Fig. 2 um so kleiner, je dünner der
Welleninnenleiter 4 im Vergleich zum Außenleiter 1 der koaxialen Wellenleitung gemacht
wird.
[0053] Absolute Rotationssymmetrie, wie sie z.B. im Betrieb mit zirkularer Doppelpolarisation
notwendig ist, wird mit der in einer Schrägansicht in Fig. 3 skizzierten H
01-H
11-Weiche erreicht, und zwar auch bei relativ großen Durchmessern des Welleninnenleiters
4. Die Weiche in Fig.3 arbeitet nach dem gleichen Prinzip der feldselektiven H - Kopplung
wie die Weiche in Fig.2. Zusätzlich zum horizontalen, in diesem Fall aus zwei Hälften
6'und 6" bestehendes Querblech 6 dieser Weiche mit zwei Resonanzschlitzen 7 und 8
wird bei der Anordnung nach Fig.3 ein vertikales ebenfalls aus zwei Hälften 9'und
9" bestehendes Querblech 9 eingeführt, das in gleicher Weise mit dem Innenleiter 5
der nach hinten verlaufenden Koaxialleitung kontaktiert ist wie das horizontale Querblech
6. Das neu hinzugefügte, vertikale Querblech 9 speist zwei weitere Resonanzschlitze
10 und 11 in der Wand des Welleninnenleiters 4. Der obere Resonanzschlitz 10 ist nach
Fig.3 unmittelbar rechts neben dem Querblechabschnitt 9' und der untere Schlitz 11
links vom Querblechabschnitt 9" angebracht. Die vier Resonanzschlitze 7,8,10 und 11
in Fig.3 liegen also von der Rohrachse aus betrachtet durchweg auf der gleichen Seite
ihres jeweiligen Querblechabschnittes. Ein Strom, der auf dem zentrater koaxialen
Innenleiter 5 von hinten kommt, wird wegen der Symmetrie der Anordnung in vier untereinander
gleich starke und gleichphasige Teilströme auf den vier, radial nach außen laufenden
Querblechabschnitten 6; 6", 9'und 9" aufgeteilt. Diese Ströme speisen die Resonanzschlitze
7,8,10 und 11 und erzeugen dort Verschiebungsströme, die stets zyklisch liegen und
die auf der Außenfläche des Welleninnenleiters 4 vor den vier Resonanzschlitzen 7,8,10
und 11 im koaxialen wellenleiter 1,4 jeweils H
z-Komponenten von untereinander stets gleicher Stärke und Richtung anregen. Diese Feldkonfiguration
entspricht wiederum derjenigen der H
01-Welle des runden, koaxialen Wellenleiters.
[0054] Die Weiche nach Fig.3 verhält sich aus Gründen der Symmetrie gegenüber horizontal
polarisierten H
11h-Wellen exakt ebenso wie gegenüber vertikal polarisierten H
11v-Wellen, nämlich so, wie es bei der Weiche nach Fig.2 für H
11v-Wellen beschrieben ist. Die Anordnung nach Fig.3 stellt somit im Hinblick auf Reflexion
und elektrische Länge für beliebig polarisierte H
11-Wellen eine vollständig rotationssymmetrische H
01- H
11 -Weiche dar. Damit ist bei einer entsprechend der Fig.3 ausgebildeten Weiche jegliche
Depolarisation linear oder zirkular polarisierter H
11-Wellen ausgeschlossen. Dies gilt auch dann, wenn der Durchmesser des Welleninnenleiters
4 relativ groß ist, d.h. wenn eine größere Anzahl von Verschiebungsstromlinien auf
den Welleninnenleiter 4 treffen und als Folge davon eine nennenswerte Verkopplung
einzelner der Resonanzschlitze 7,8,10 oder 11 mit den H
11-Wellen auftritt. Da relativ große Durchmesser des Welleninnenleiters 4 aus Gründen
der Herstellbarkeit bei höheren Betriebsfrequenzen, z.B. über 10 GHz, in Betracht
zu ziehen sind, eignet sich die Weichenanordnung nach Fig.3 vor allem für höhere Frequenzen
und bei sehr hohen Entkopplungsforderungen zwischen dualen Zirkularpolarisationen.
[0055] Neben der vollständigen Rotationssymmetrie hat die Weiche nach Fig.3 die folgende
weitere neue Eigenschaft. Die gekreuzten Querbleche 6 und 9 dieser Weiche wirken nicht
nur für H
11-Wellen jeglicher Polarisation als inneres Selektionsnetzwerk, sondern auch gegenüber
der H
21-Welle. Auf der Außenfläche des Welleninnenleiters 4 hat die H
21- Welle an diametral gegenüberliegenden Stellen H
z-Komponenten von untereinander gleicher Stärke und Richtung. Diese H
Z-Komponenten, die nach Fig.1 im Vergleich zu denen der H
01-Welle sehr klein sind, wären für sich allein betrachtet in der Lage, über die beiden
Resonanzschlitze 7,8 des einen, z.B. horizontalen Querbleches 6 einen kleinen Differenzstrom
in der Koaxialleitung zu erzeugen. Gleiches gilt für den Koppler nach Fig.2, dessen
H
21-Selektivität "nur" auf der z.B. aus Fig.1 entnehmbaren feldselektiven Wirkung beruht,
die mit kleiner werdendem Durchmesser des Welleninnenleiters 4 ansteigt.
[0056] Bei der Weiche nach Fig.3 hingegen erzeugt die H
21-Welle mit ihrem zweiten H
z-Komponentenpaar vor den beiden Resonanzschlitzen 10 und 11 des anderen z.B. vertikalen
Querbleches 9 einen ebenso kleinen Differenzstrom wie die beiden.zuerst betrachteten
H -Komponenten. Da das erste und das zweite H
z-Komponentenpaar bei der H
21-Welle untereinander gleiche Amplitude, aber stets entgegengesetzte Richtung haben,
wie sich bei jeglicher H21-Polarisation aus dem H
21-Feldbild des koaxialen Wellenleiters ergibt, gilt dies auch für die entsprechenden
Differenzströme. Diese Differenzströme, die ja in ein und derselben Koaxialleitung
fließen, löschen sich somit stets gegenseitig aus.
[0057] Die H
21-Welle ist also bei der Weiche nach Fig.3 nicht nur mit ihrer bloßen Feldselektivität,
je nach dem Durchmesser des Welleninnenleiters 4, von der Koaxialleitung entkoppelt,
sondern zusätzlich noch mit der Netzwerkselektivität, die den gekreuzten Querblechen
6 und 9 gegenüber der H
21-Welle zukommt. Diese Netzwerkselektivität ist bei voller Symmetrie der Anordnung
breitbandig beliebig hoch.
[0058] Bei der Anordnung nach Fig.3 kann mit folgender einfachen Änderung ein grundsätzlicher
Funktionswandel, und zwar zum H
21-Koaxialwellenwandler, herbeigeführt werden. Beide Resonanzschlitze ein und desselben,
an sich beliebigen Querbleches 6 oder 9 werden gegenüber der in Fig.3 gezeigten Lage
auf der jeweils anderen Seite dieses Querbleches 9 bzw. 6 angebracht. Ein Primärstrom
aus der Koaxialleitung erzeugt dann im koaxialen Wellenleiter 4,1 vor den Resonanzschlitzen
7,8,10 und 11 H
Z-Komponenten, die in zyklischer Reihenfolge alternierende Richtungen haben. Diese
H
z-Konfiguration paßt nun zur H
21-Welle, die angeregt wird. Dagegen ist diese alternierende H
z-Kom- ponentenfolge konträr zur H
01-Welle und auch zu H
11-Wellen jeglicher Polarisation. Dieses abgewandelte innere Selektionsnetzwerk koppelt
also nun die H
21-Welle mit der Koaxialleitung 5,4 und entkoppelt diese von der H
01-Welle und von allen H
11-Wellen. Die Netzwerkselektivität wird hier allerdings von einem negativen Beitrag
durch "Feldselektivität" reduziert, da eine im koaxialen Wellenleiter laufende H
01-Welle nach Fig.1 die einzelnen Resonanzschlitze 7,8,10 und 11 nach wie vor viel stärker
anregt als die H
21-Welle.
[0059] Zur Vervollständigung dieser Betrachtung wird darauf hingewiesen, daß in Fig.4 in
einer perspektivischen Ansicht die Grundform der vorher beschriebenen H
01-Koaxial-Wellenweiche dargestellt ist. Diese Bauweise hat in einem Welleninnenleiter
12 nur einen einzigen Resonanzschlitz 13, der von einem "halben", d.h. nur über einen
halben Durchmesser reichenden Querblech 14 aus der Koaxialleitung 5, 12 mit dem zentralen
Innenleiter 15 gespeist wird. Diese Anordnung arbeitet rein feldselektiv, ohne jedes
innere Selektionsnetzwerk. Gleichwohl ist von dieser Anordnung unter Berücksichtigung
der relativen H
z-Amplituden in Fig.1 eine umso höhere Entkopplung der H
21- Welle und aller H
11-Wellen von der Koaxialleitung zu erwarten, je dünner der Welleninnenleiter 12 ist,
wobei insbesondere die H
11-Reflexion sehr klein wird. Dieser einfache Innenschlitzkoppler ist insbesondere für
tiefere Frequenzen, etwa unter 2 GHz, geeignet.
[0060] In den drei in den Fig.3 bis 5 dargestellten Ausführungsbeispielen ist der Rohrleiter
1 nicht wie beim Beispiel nach Fig.2 durch eine metallische Kurzschlußplatte abgeschlossen,
sondern er geht mittels eines kegelförmigen Übergangsstückes 16 auf einen engeren
Rundhohlleiter 17 über. In diesem engeren Rundhohlleiter 17 kann sich z.B. das H
01-Feld nur noch aperiodisch gedämpft ausbreiten, wogegen die H
11-Welle dort noch gut ausbreitungsfähig ist.
Wellentypenweiche zur selektiven Auskopplung bestimm ter Wellentypen aus einem Hohlleiter,
insbesondere einer Rundhohlleiter, dadurch gekennzeichnet, daß in einem Abschnitt
des Hohlleiters (1) ein hohl ausgebildeter Innenleiter (4) angebracht ist, daß der
Innenleiter an einer oder mehreren, hinsichtlich des Feldes der jeweils auszukoppelnden
Welle geometrisch geeignet gewählten Stellen ins Innere des hohlen Innenleiters koppelnde
Koppelelemente aufweist, die geometrisch verkleinert in ihrer Art solchen Koppelelementen
entsprechen, die auch an der Hohlleiteraußenwand - dort zwar richtungsumgekehrt nach
außen koppelnd - angewandt oder anwendbar sind, und daß die jeweils in einen anderen
Leitungswellentyp umgewandelten ausgekoppelten Teilwellen ausgehend von den Koppelelementen
rekombiniert werden und in den Raum außerhalb des Hohlleiters herausgeführt sind.
2. Wellentypenweiche nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der hohl ausgebildete
Innenleiter (4) koaxial zur zentralen Längsachse des Hohlleiters (1) angebracht ist.
3. Wellentypenweiche nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Querschnittsabmessungen
des hohl ausgebildeten Innenleiters (4) im Vergleich zu den Querschnittsabmessungen
des Hohlleiters (1) klein sind, z.B. eins zu fünf.
4. Wellentypenweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß zur Zusammenschaltung mehrerer Koppelelemente ein im Inneren des hohlen Innenleiters
(4) angeordnetes, aus Kombinationsleitungen bestehendes, dem auszukoppelnden Wellentyp
adäquates Leitungsnetzwerk vorgesehen ist, dessen Kombinationsleitungen ihren Ursprung
jeweils an einem Koppelelement haben.
5. Wellentypenweiche nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kombinationsleitungen
an ihren den Koppelelementen abgewandten Enden geometrisch direkt in einen Sternpunkt
verlaufen, der sich auf der Längsachse des Innenleiters befindet.
6. Wellentypenweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß im hohlen Innenleiter (4) auf dessen Längsachse ein zentraler Leiter (5) vorgesehen
ist, so daß der hohle Innenleiter und der in diesem verlaufende zentrale Leiter eine
koaxiale Innenleitung innerhalb des Rundhohlleiters (1) ergeben.
7. Wellentypenweiche nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Auskopplung
des H01-Wellentyps aus dem Rundhohlleiter (1) und zur Umwandlung in die koaxiale Grundwelle
in der Innenleiterwandung (12) als Koppelelement ein axial verlaufender Resonanzschlitz
(13) vorgesehen ist, an dessen einer Längsseite innen an der Innenleiterwandung ein
leitendes Blech (14) befestigt ist, das an seiner gegenüberliegenden Seite mechanisch
und elektrisch mit dem im Innenleiter verlaufenden zentralen Leiter (15) verbunden
ist.
8. Wellentypenweiche nch Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Innenleiterwandung
(4) außer dem einen Resonanzschlitz (7) noch einen oder mehr gleichartig axial verlaufende
Resonanzschlitze (8,10,11) aufweist, die in ihrer Gesamtheit gleichmäßig rund um den
Umfang des Innenleiters (4) verteilt angeopdnet si einer Längsseite von jedem der
Schlitze (7,8,10,11) innen an der Innenleiterwandung jeweils ein leitendes Blech (6',6",9',9")
befestigt ist, das an seiner gegenüberliegenden Seite mechanisch und elektrisch mit
dem in Innenleiter verlaufenden zentralen Leiter (5) verbunden ist.
9. Wellentypenweiche nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß im Falle der zu
koppelnden H01-Welle entiang des Innenumfangs der Innenleiterwandung (4) die Bleche (6',6", 9',9")
stets an der gleichen Längsseite der Schlitze (7,8,10,11) angebracht sind.
10. Wellentypenweiche nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß
die Bleche (6',6", 9',9") eine Längsausdehnung von etwa der Hälfte der Längsausdehnung
eines Resonanzschlitzes (7,8,10,11) aufweisen.
11. Wellentypenweiche nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß
die Resonanzschlitze (7,8) eine Längsausdehnung von etwa einer halben Betriebswellenlänge
aufweisen.
12. Wellentypenweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Koppelelemente in geringer Entfernung vor einem solchen Hohlieiterbereich
(16) angeordnet sind, in dem sich der Querschnitt des Hohlleiters verjüngt oder sprunghaft
verengt, derart, daß der mittels der Koppelelemente ausgekoppelte Wellentyp nicht
mehr als Welle ausbreitungsfähig ist.
13. Wellentypenweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß der hohle Innenleiter (4) mittels mehrerer, innen an der Hohlleiterwandung angreifender
Streben zentral im Hohlleiter gehalten ist.
14. Wellentypenweiche nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Streben
so ausgebildet ist, daß in ihr jeweils ein auszukoppelnder und umgewandelter Wellentyp
aus dem Hohlleiter herausführbar ist.
15. Wellentypenweiche nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß
der hohle Innenleiter (4) an seinem einen Ende mit einer ein freies Zentrum aufweisenden
Polarisationsweiche verbunden ist, und die Koaxialleitung mit der beispielsweise umgewandelten
H01-Welle durch das freie Zentrum herausgeführt ist.