[0001] Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Störsignalunterdrückung
in optischen Rauchmeldern mit einer pulsweise sendenden Leuchtdiode und einer das
Streulicht der Leuchtdiode empfangenden Fotodiode in einer Brandmeldeanlage, wobei
bei der zyklischen Abfrage von einer Zentrale aus, die einzelnen Melder einer Meldelinie
zeitverzögert in vorgegebener Reihenfolge kettenförmig an die Meldelinie angeschaltet
werden und die Verzögerungszeit bis zum Anschalten des nachfolgenden Melders dem jeweiligen
analogen Meldermesswert entspricht und in der Zentrale aus dem Zeitpunkt der Anschaltung
der Meldermesswert und die Meldeadresse ermittelt wird.
[0002] Bei herkömmlichen optischen Rauchmeldern werden elektromagnetische Störeinflüsse
(z. B. Störlicht, Störimpulse) teils durch Abschirmung (Labyrinth, metallische Schirmung)
und teils durch mehrmaliges Abtasten minimiert. Diese mehrmaligen Abtastungen werden
oft mit dem Sendesignal logisch verknüpft. Der Einfluss von Änderungen der Umgebungstemperatur
auf das Meldeverhalten wird entweder in Kauf genommen oder aber durch hochwertige,
temperaturkonstante Bauteile oder durch zusätzliche temperaturkompensierende Elemente
ausgeglichen.
[0003] Bei analogwertübertragenden Brandmeldern wird die gemessene Brandkenngrösse als analoges
Signal zur Zentrale übertragen und dort mit hochwertigen Auswertealgorithmen bearbeitet.
In dem bekannten Pulsmeldersystem (DE-B-2533382) muss dazu für die Abfrage der ermittelte
Messwert für einige Millisekunden zur Verfügung stehen. Alle Störungen, die während
dieser Zeit auftreten, verfälschen zwangsläufig den eigentlichen Meldermesswert. Neben
einem sporadischen Störpegel, der das Nutzsignal eines optischen Rauchmelders am Ausgang
der Fotodiode störend beeinflussen kann, können noch weitere Störungen auftreten.
Mit dem in vorgegebener Reihenfolge zeitverzögerten Anschalten der einzelnen Melder
an die Meldelinie entsteht eine Störspannung, die durch das Einschalten der Abfragespannung
hervorgerufen wird. Dabei ist die Grösse der Störspannung von der Anstiegssteilheit
der Abfragespannung und damit von der Lage des Melders an der Meldelinie abhängig
und kann grösser als das Nutzsignal sein.
[0004] Aufgabe der Erfindung ist daher, eine Schaltungsanordnung für optische Rauchmelder,
die den analogen Meldermesswert in einer Brandmeldeanlage nach dem sogenannten Pulsmeldersystem
übertragen, anzugeben, die derartige Störeinflüsse reduziert bzw. eliminiert.
[0005] Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss mit einer Schaltungsanordnung zur Störsignalunterdrückung
in optischen Rauchmeldern in einer oben beschriebenen Brandmeldeanlage dadurch gelöst,
dass der optische Rauchmelder eine Spannungsversorgungseinrichtung, eine mit der Melderabfrage
ansteuerbare Sendeschaltung zur Erzeugung von Sendeimpulsen für die Leuchtdiode einer
bestimmten Zeitdauer, die wesentlich kürzer als die Abfragedauer eines Melders ist,
einen der Fotodiode mit Verstärker nachgeschalteten, von der Sendeschaltung ansteuerbaren
Momentanwertspeicher zur kurzzeitigen Speicherung des analogen Meldermesswerts und
einen diesem nachgeordneten Spannungs-/Zeit-Wandler aufweist, der entsprechend dem
Meldermesswert zeitverzögert über einen Durchschalt-Transistor den nachfolgenden Melder
an die Meldelinie anschaltet.
[0006] Erfindungsgemäss wird ein Momentanwertspeicher, eine sogenannte Sample- and Hold-Schaltung
verwendet, die den analogen Meldermesswert für eine sehr kurze Zeit, z.B. 80 µs, einspeichert.
Nur während dieser Zeit wird über die Sample- and Hold-Schaltung der Meldermesswertspeicher
mit der eigentlichen Messeinrichtung verbunden, so dass dadurch auch nur in dieser
Zeit Störsignale empfangen werden können. Daher weist der optische Rauchmelder neben
einer Spannungsversorgungseinrichtung eine Sendeschaltung zur Erzeugung von Sendeimpulsen
für die Leuchtdiode und die oben genannte Momentanwertspeicherschaltung auf, wobei
die Sendeschaltung mit der Melderabfrage in Gang gesetzt wird, um erfindungsgemäss
nur einen sehr kurzen Lichtimpuls hoher Leistung zu erzeugen, damit der Störabstand
weiter vergrössert wird.
[0007] In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung werden Störeinflüsse, die synchron
mit der pulsweisen Messung auftreten, durch ein Zeitfilter gedämpft. Dieses Zeitfilter
wird beispielsweise durch eine zeitversetzte Öffnung der Sample- and Hold-Schaltung
realisiert oder in besonders vorteilhafter Weise durch gemeinsame Verzögerung von
Messzeit und Öffnung der Sample- and Hold-Schaltung. Dazu weist zweckmässigerweise
die Sample- and Hold-Schaltung ein Zeitglied auf, dessen Zeitkonstante ein zeitversetztes
Öffnen der Sample- and Hold-Schaltung bewirkt. Ferner ist der Sendeschaltung ein Verzögerungsglied
vorgeschaltet, das mit dem Anlegen der Abfragespannung an den optischen Brandmelder
gestartet wird und die Sendeschaltung nach Ablauf der eingestellten Verzögerungszeit
ansteuert.
[0008] Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung vermeidet bauteileaufwendige und energieverzehrende
Kompensationsnetzwerke zum Ausgleich des Temperaturgangs, den vorzugsweise elektrooptische
Bauelemente haben. Sie nutzt vielmehr in vorteilhafter Weise die unvermeidliche Temperaturabhängigkeit
der übrigen funktionsnotwendigen Komponenten und gestattet darüber hinaus die Verwendung
besonders preiswerter Komponenten mit normalen, temperaturabhängigen, also «scheinbar
schlechten» Temperaturverhalten. Dazu sind erfindungsgemäss besondere Schaltmassnahmen
getroffen, wie sie sich aus den Unteransprüchen ergeben.
[0009] Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung werden anhand der Zeichnungen im
folgenden näher erläutert. Dabei zeigen die
Fig.1 eine Meldelinie mit Meldern nach dem bekannten Kettensynchronisationsprinzip,
Fig.2 den Spannungs- bzw. Stromverlauf gemäss Fig. 1,
Fig.3 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemässen optischen Brandmelders nach dem
Kettensynchronisationsprinzip, jedoch ohne die Sample- and Hold-Schaltung (Momentanwertspeicher),
Fig. 4 Spannungsdiagramme gemäss Fig. 3,
Fig.5 eine erfindungsgemässe Sample- and Hold-Schaltung in einem optischen Brandmelder
gemäss Fig. 3,
Fig. 6 Spannungsdiagramme gemäss Fig. 5,
Fig.7 Spannungsdiagramme in Abhängigkeit von Störsignalen,
Fig.8 ein erfindungsgemässes Blockschaltbild in einer weiteren Ausführungsform eines
optischen Rauchmelders,
Fig. 9 Spannungsdiagramme gemäss Fig. 8, bei auftretenden Störsignalen,
Fig.10 eine mögliche Schaltungsanordnung eines optischen Rauchmelders mit einem Verzögerungsglied,
Fig. 11 eine mögliche Schaltungsanordnung der Sendeschaltung gemäss Fig. 8,
Fig. 12 eine mögliche Ausführungsform einer Sample- and Hold-Schaltung für den optischen
Rauchmelder gemäss Fig. 8, und
Fig. 13 Spannungsdiagramme gemäss der Fig.11 und 12 bezüglich der Temperaturkompensation.
[0010] In dem bekannten Pulsmeldersystem nach dem Kettensynchronisationsprinzip ist gemäss
Fig.1 eine Meldelinie ML an eine Zentrale Z angeschlossen, wobei eine Vielzahl von
Meldern M1 bis Mn an die Meldelinie ML (Zweidrahtleitung) in vorgebbarer Reihenfolge
anschaltbar sind. Jeder Melder Mi hat drei Anschlussklemmen. Eine Leitung (+UL) der
Meldelinie ML ist gemeinsam für alle Melder Mi. Der zweite Leiter (-UL) der Meldelinie
wird in jedem Melder Mi durch den Melderkontakt MKi geschaltet. Alle Meldelinien (MLi)
sind an eine hier nicht dargestellte zentrale Melderanschaltbaugruppe in der Zentrale
Z angeschlossen und werden von dieser nacheinander abgefragt.
[0011] In Fig.2a ist der Spannungs- und in Fig. 2b der Stromverlauf einer Meldelinie (ML)
mit vier Meldern (M) gezeigt. Die Wirkungsweise des Kettensynchronisationsverfahrens
ist folgende. Im Ruhezustand TRU wird die Meldelinie (ML) mit Spannung, der Ruhespannung
URU, versorgt. Die Melderkontakte MKi gemäss Fig.1 sind in allen Meldern Mi geschlossen.
Die Abfrage einer Meldelinie ML beginnt mit einem Startsignal TST, wobei die Linienspannung
UL nahezu auf Null, auf die Startspannung UST reduziert wird. Während des Startsignals
TST, d.h., solange die Startspannung UST ansteht, werden die Melderkontakte MKi in
allen Meldern Mi geöffnet. Die Abfrage TAB beginnt mit dem Anlegen der Abfragespannung
UAB, die kleiner als die Ruhespannung URU ist, an die Meldelinie ML. Da alle Melderkontakte
MKi geöffnet sind, liegt die Spannung UAB nur am ersten Melder M1 dieser Meldelinie
ML, und nur dieser zieht seinen Versorgungsstrom IL gemäss Fig.2b über die Meldelinie.
Im Melder M1 wird ein hier nicht dargestelltes Zeitglied gestartet, dessen Laufzeit
T1 abhängt vom Messwert dieses Melders M1. Nach Ablauf der messwertabhängigen Verzögerungszeit
T1 nimmt der Melder M1 während der Zeit t einen erhöhten Strom auf, in Fig.2b mit
ILP dargestellt, der in der Zentrale ausgewertet wird. Die bekannte Melderschaltung
zur erhöhten Stromaufnahme ist in der DE-A-2638068 beschrieben. Gleichzeitig mit dem
zusätzlichen Stromimpuls wird auch der Melderkontakt MK1 des ersten Melders geschlossen,
und somit die Abfragespannung UAb an den zweiten Melder M2 angelegt, wo sich der eben
beschriebene Vorgang wiederholt. So werden der Reihe nach alle Melder Mi einer Meldelinie
ML angeschaltet. Wird von der Zentrale (Z) während der Zeit TE (Fig.2b), die natürlich
länger als die maximale Verzögerungszeit Ti
max eines Melders Mi sein muss, kein weiterer Stromimpuls ILP auf der Meldelinie ML erkannt,
so heisst das, dass alle Melderkontakte MKi durchgeschaltet sind und die Abfrage dieser
Linie beendet werden kann. Die Linienspannung UL wird auf den Ruhewert URU umgeschaltet.
[0012] In der Zentrale werden die zeitlichen Abstände T1, T2, T3, ... zwischen den aufeinanderfolgenden
Stromimpulsen ILP gemessen und bewertet, die abhängig von Messwerten der entsprechenden
Melder M1, M2, M3, ... sind. Die Melderadresse kann durch Mitzählen der Stromimpulse
ILP ermittelt werden. Um die Energieversorgung auch während des Startimpulses TST
und während der Abfrage TAB solange bis der vorhergehende Melderkontakt MKi die Meldelinie
ML durchgeschaltet hat, sicherzustellen, ist im Melder Mi jeweils ein Speicherkondensator
vorgesehen, der in der Spannungsversorgungseinrichtung SPV des jeweiligen Melders
angeordnet ist (Fig.3). Dieser dort nicht eigens gezeigte Kondensator wird während
der Zeit des Ruhezustandes TRU nahezu auf den Wert der Ruhespannung URU aufgeladen
und entlädt sich während der Zeit für das Startsignal TST und die Abfrage TAB. Dabei
wird dieser Kondensator so dimensioniert, dass er sich während der genannten Zeit
nie unter die Abfragespannung UAB entladen kann, so dass durch Ladeströme, die den
Abfragevorgang störend beeinflussen würden, vermieden werden. Die Nachladung beginnt
erst wieder nach Anlegen der Ruhespannung URU.
[0013] In Fig.3 ist ein erfindungsgemässer optischer Brandmelder für das Kettensynchronisationsprinzip
im Blockschaltbild dargestellt, jedoch ohne den erfindungsgemässen Momentanwertspeicher.
Der optische Rauchmelder RM ist an die Meldelinie ML, die Zweidrahtleitung (+UL) und
(-UL) angeschlossen. An der Meldelinie ML ist die Spannungsversorgungseinrichtung
SPV angeschaltet, die einerseits die Sendeschaltung MMV1 und die Leuchtdiode LED und
andererseits über den Verstärker VER die Fotodiode FD und den Spannungs-/Zeit-Wandler
VTC versorgt. Der Ausgang des Spannungs-/Zeit-Wandlers VTC führt zu dem Durchschalt-Transistor
TR, der in Abhängigkeit des Meldermesswerts vom Spannungs-/Zeit-Wandler zum nächsten
Melder durchschaltet.
[0014] Nach Anlegen der Abfragespannung UAB gemäss Fig. wird über die Sendeeinrichtung MMV1
gmäss Fig.3 ein Lichtimpuls der Leuchtdiode LED verursacht, in der nicht dargestellten
Messkammer an eventuell vorhandenen Rauchpartikeln gestreut, von der Fotodiode FD
empfangen und über den Verstärker VER einem Spannungs-/Zeit-Wandler VTC zugeführt,
der seinerseits den Durchschalt-Transistor TR zum nächsten Melder ansteuert. Zwischen
dem Verstärker VER und dem Spannungs-/Zeit-Wandler VTC ist ein Anschlusspunkt A gezeichnet;
zwischen dem Anschlusspunkt A und dem Spannungs-/Zeit-Wandler VTC wird die erfindungsgemässe
Sample- and Hold-Schaltung, wie später noch gezeigt, angeordnet.
[0015] In Fig. 4 sind verschiedene Spannungsdiagramme in Abhängigkeit von der Zeit t untereinander
dargestellt, um den Signalverlauf eines Melders gemäss Fig.3 zu veranschaulichen.
Unter der Linienspannung UL ist die Sendespannung US für den Sendeimpuls bzw. den
Lichtimpuls der Leuchtdiode dargestellt. Darunter ist ein Störpegel in Form der Störspannung
USTÖ dargestellt, der die Nutzspannung UN am Ausgang der Fotodiode FD bzw. des Verstärkers
VER gemäss Fig. 3 beeinflusst, so dass sich ein wirksames Ausgangssignal UA am Anschlusspunkt
A aus der Summe der Störspannung USTÖ und der Nutzspannung UN ergibt, nämlich die
Ausgangsspannung UA. Fig.4 zeigt also, wie mit dem Einschalten der Abfragespannung
UAB ein Lichtimpuls ausgelöst, das Licht gestreut und das Streulicht empfangen wird.
Dabei ist gezeigt, wie die Störspannung USTÖ das Nutzsignal UN störend beeinflusst
und damit das Ergebnis, d.h. das wirksame Ausgangssignal UA verfälscht. Dem wird mit
der erfindungsgemässen Sample- and Hold-Schaltung abgeholfen.
[0016] In Fig.5 ist eine erfindungsgemässe Sampleand Hold-Schaltung SHS (Momentanwertspeicher)
für einen optischen Rauchmelder RM mit dem Schalttransistor TRH1, den Ansteuerelementen
CH1 und DH sowie dem Messwertspeicher CH2 dargestellt. Die Sample- and Hold-Schaltung
SHS ist zwischen dem Verstärker VER am Anschlusspunkt A und dem Spannungs-/Zeit-Wandler
VTC am Anschlusspunkt B angeordnet. Die dadurch bewirkte Störsignalunterdrückung ist
in Fig. dargestellt.
[0017] Fig.6 zeigt Spannungsdiagramme ähnlich der Fig.4, jedoch mit der erzielten Störsignalunterdrückung.
In Fig.6 ist zu erkennen, wie dadurch einerseits der Lichtimpuls der Leuchtdiode,
dargestellt durch die Spannung US des Sendeimpulses unterhalb der Linienspannung UL,
bei der Abfrage mit dem Anlegen der Abfragespannung UAB verkürzt und intensiviert
und andererseits der Störeinfluss, Störspannung USTÖ, reduziert wird. Das Nutzsignal
UN am Ausgang (Anschlusspunkt A) des Verstärkers VER ist entsprechend dem Sendeimpuls
kürzer und auch intensiver. Das wirksame Ausgangssignal UB nach der Sample- and Hold-Schaltung
SHS am Anschlusspunkt B zeigt dies deutlich. Dabei ist dieAusgangsspannung UB die
Summe aus der Störspannung USTÖ und dem Nutzsignal UN. Mit dieser erfindungsgemässen
Schaltungsanordnung können also die Störsignale in vorteilhafter Weise unterdrückt
werden. Da jedoch weitere Störsignale, wie oben schon erläutert, auftreten können,
wurden noch weitere schaltungstechnische Massnahmen getroffen.
[0018] Fig. zeigt die Auswirkung einer Störspannung, die durch das Einschalten der Abfragespannung
UAB hervorgerufen wird. Ihre Grösse ist von der Anstiegssteilheit STÖFL der Abfragespannung
UAB und damit von der Lage des Melders an der Meldelinie abhängig und kann grösser
als das Nutzsignal sein. IN Fig.7 ist als erstes Spannungsdiagramm die Linienspannung
UL gezeigt, die mit dem Anschalten des ersten Melders der Meldelinie (Anlegen der
Abfragespannung UAB) eine steile Störflanke STÖFL1 hat (gestrichelt gezeichnet). Die
Störflanke STÖFLn des letzten Melders (Mn) einer Meldelinie (durchgezogen gezeichnet)
ist weniger steil. Unter dem Diagramm der Linienspannung UL ist das Spannungsdiagramm
des Sendesignals US für die Leuchtdiode und für die Ansteuerung der verzögernd ansprechenden
Sample- and Hold-Schaltung (SHS) dargestellt. Um diesen Störeinfluss zu verringern,
wird der Messvorgang, d.h. die Stromimpulse durch die Leuchtdiode (LED) und die Öffnungszeit
für die Sample- and Hold-Schaltung (SHS) erfindungsgemäss so lange verzögert, bis
der Störeinfluss, d. h. das Störsignal USTÖ und die Einschwingvorgänge im Verstärker,
erfahrungsgemäss zu Ende sind. Das Sendesignal US steht für die kurze Zeit TP an.
Das Störsignal USTÖ am Anschlusspunkt A gemäss Fig.5 ist für den ersten Melder M1
wesentlich grösser als für den n-ten Melder Mn. Das Störsignal USTÖ ist hierbei ohne
das optische Signal, d. h. das Empfangssignal der Fotodiode, dargestellt. Unter dem
Spannungsdiagramm des Störsignals USTÖ ist das wirksame Ausgangssignal UB am Anschlusspunkt
B, d.h. am Ausgang der Sample- and Hold-Schaltung (SHS) dargestellt. Dabei ist deutlich
zu erkennen, dass nach Ablauf der kurzen Sendezeit TP für den Lichtimpuls der Leuchtdiode
(LED) die Störsignale USTÖ im wesentlichen abgeklungen sind, so dass das verzögerte
Öffnen der Sample- and Hold-Schaltung (SHS) ein wesentlich geringer gestörtes Ausgangssignal
UB am Anschlusspunkt B bewirkt.
[0019] Fig. zeigt eine erfindungsgemässe Schaltungsanordnung im Blockschaltbild für einen
optischen Rauchmelder, in dem der Messvorgang durch ein Verzögerungsglied MMV2, das
der Sendeschaltung MMV1 vorgeschaltet ist, verzögert wird. Entsprechend dazu ist in
Fig. 9 der Spannungsverlauf am Anschlusspunkt A und am Anschlusspunkt B dargestellt.
[0020] Dies zeigt Fig.9, wobei unterhalb des Diagramms der Linienspannung UL mit den Störflanken
STÖFL1 und STÖFLn beim Anlegen der Abfragespannung UAB die Verzögerung (TV) des Sendesignals
US dargestellt ist. Mit dem Anlegen der Abfragespannung UAB wird das Verzögerungsglied
MMV2 gemäss Fig.8 in Gang gesetzt. Nach Ablauf der Verzögerungszeit TV wird die Sendeschaltung
MMV1 angesteuert, die ihrerseits für die Pulsdauer TP den Stromimpuls für die Leuchtdiode
LED abgibt.
[0021] Erst nach Ablauf der Verzögerungszeit TVD und der Impulsduer TP des Sendeimpulses
(US) wird die Sample- and Hold-Schaltung (SHS) geöffnet. Fig.9 zeigt, dass in diesem
Fall das Störsignal USTÖ zum Zeitpunkt der Messung TM, unabhängig von seiner ursprünglichen
Grösse, soweit abgeklungen ist, dass es die Messung nicht mehr verfälschen kann. Der
Verlauf der Störspannung USTÖ ist unter dem Signalverlauf der Sendespannung US dargestellt,
wobei das Störsingal USTÖ am Anschlusspunkt A nach Ablauf dieser Zeiten (TV + TP)
fast auf Null abgeklungen ist. Die wirksame Nutzspannung UB am Anschlusspunkt B kann
dann zum Zeitpunkt TM ohne Störsignalbeeinflussung an den Spannungs-/Zeit-Wandier
gelangen. In Fig.9 sind die Störspannung USTÖ und die Ausgangsspannung UB am Anschlusspunkt
B ohne Signalspannung von der Fotodiode her dargestellt.
[0022] In Fig. 10 ist eine vorteilhafte Ausführungsform des erfindungsgemässen Verzögerungsgliedes
MMV2 im optischen Rauchmelder RM dargestellt. Mit dem Anlegen der Abfragespannung
(UAB) wird das Verzögerungsglied MMV2 in Gang gesetzt, das nach Ablauf der Verzögerungszeit
TV die nachgeschaltete Sendeschaltung MMV1 ansteuert. Die Verzögerungszeit TV kommt
hierbei dadurch zustande, dass die Basis-Emitter-Spannung UBE des Transistors TRV
durch den Kondensator CV solange unter der Einschaltschwelle des Transistors TV gehalten
wird, bis die Verzögerungszeit
abgelaufen ist. Dabei bedeutet CBE die Basis-Emitter-Kapazität und UBE die Basis-Emitter-Spannung
des Transistors TRV. Die Verzögerungszeit TV wird dabei nicht nur durch die Zeitkonstante
des RC-Gliedes vom Widerstand RV und den Kondensator CV, sondern auch von der Basis-Emitter-Kapazität
CBE bestimmt.
[0023] Durch eine Temperaturänderung verändert sich ebenfalls das Nutzsignal UN am Ausgang
des Verstärkers VER. Bei einer Schaltungsanordnung, wie in Fig.10 dargestellt, wird
mit zunehmender Temperatur das Nutzsignal kleiner. Dieser Effekt ist im wesentlichen
auf den mit zunehmender Temperatur sinkenden Umsetzungs-Wirkungsgrad der elektro-optischen
Bauelemente, der Leuchtdiode LED und der Fotodiode FD, zurückzuführen und ist prinzipiell
nicht zu vermeiden. Erfindungsgemäss wird ein vorteilhafte Temperaturkompensation
durch eine besondere Schaltungsanordnung der Sendeschaltung MMV1 erreicht, ohne zusätzlich
zu den ohnehin notwendigen Bauelementen weitere, beispielsweise temperaturstabilisierte
Bauteile verwenden zu müssen. Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung, wie sie in
Fig. 11 beschrieben wird, erlaubt in vorteilhafter Weise, preisgünstige, temperaturabhängige
Bauelemente zu verwenden.
[0024] In Fig.11 ist ein erfindungsgemässes Ausführungsbeispiel der Sendeschaltung MMV1
dargestellt. Dabei wurde das Verzögerungsglied MMV2 gemäss Fig.10 mit abgebildet.
Beim Anstieg der Linienspannung UL von Null auf die Abfragespannung UAB wird über
den Widerstand RV des Verzögerungsgliedes MMV2 der Transistor TRV leitend. Dieser
steuert die Sendeschaltung MMV1 an. Dabei werden über das Zeitglied R1, R2, R3, C
der Sendeschaltung MMV1 die Transistoren T1 und T2 der Sendeschaltung MMV1 leitend,
so dass ein Strom über die Leuchtdiode LED fliesst. Die Grösse dieses Stromes ist
durch die stabilisierte Spannung Ucc und den Widerstand R4 bestimmt. Die stabilisierte
Spannung Ucc wird aus der Versorgungsspannung US = 22V abgeleitet und über den Vorwiderstand
R5 und die Zenerdiode ZD stabilisiert. Dabei ist erfindungsgemäss eine Zenerdiode
ZD mit positiven Temperaturkoeffizienten und ein Karbonwiderstand mit negativen Temperaturkoeffizienten
für den Widerstand R4 vorgesehen. Dadurch, und durch die mit steigender Temperatur
kleiner werdenden Basis-Emitter-Spannung UBE2 des Transistors TR2 steigt der Strom
durch die Leuchtdiode LED mit wachsender Temperatur und kompensiert damit einen Teil
des Lichtverlustes. Eine weitere Kompensation wird durch eine Änderung der Pulsdauer
erreicht. Die Sendeimpulsdauer TP lässt sich annähernd durch folgende Gleichung ausdrücken:
[0025] Dabei ist UBE2 die Basis-Emitter-Spannung des Transistors TR2 und UCE1 die Kollektiv-Emitter-Spannung
des Transistors TR2 und UCE1 die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors TR1. Durch
Verwendung von handelsüblichen Bauelementen mit normalen Temperaturgängen wird bei
dieser Schaltungsanordnung die Impulsdauer TP mit steignder Temperatur länger. Dieser
Vorteil wird im Zusammenhang mit einer vorteilhaften Ausführungsform einer Sample-
and Hold-Schaltung (SHS), die in Fig.12 dargestellt ist, später noch erläutert.
[0026] Fig. 12 zeigt eine vorteilhafte Schaltungsanordnung für die Sample- and Hold-Schaltung
gemäss der Fig. 10. Die Sample- and Hold-Schaltung SHS ist dabei wieder zwischen den
Anschlusspunkten A und B angeordnet und wird von der Sendeschaltung MMV 1 angesteuert.
Die Sample- and Hold-Schaltung SHS weist einen Feldeffekttransistor TRH2 auf, dessen
Gate von der Sendeschaltung MMV1 angesteuert wird. Zwischen den Anschlusspunkt A und
dem Feldeffekttransistor TRH2 ist ein Widerstand RH2 angeordnet, der auch hinter dem
Transistor TRH2 angeordnet werden kann oder aber auch der Innenwiderstand des Verstärkers
(VER) sein kann. Der Kondensator CH2 ist der Messwertspeicher-Kondensator der Sample-
and Hold-Schaltung. Am Anschlusspunkt B wird die wirksame Nutzspannung abgegriffen,
die an den Spannungs-/Zeit-Wandler (VTC) gelangt und entsprechend dem analogen Meldermesswert
des optischen Rauchmelders (RM) verzögert den Durchschalt-Transistor (TR) ansteuert,
um den nächsten Melder anzuschalten.
[0027] Die Zeitkonstante TH für das Einspeichern des Messsignals in die Sample- and Hold-Schaltung
(Momentanwertspeicher) wird vom RC-Glied aus dem Widerstand RH2 und dem Kondensator
CH2 bestimmt. Diese Zeitkonstante TH ist dabei so gewählt, dass sie die Bedingung
erfüllt. TP ist die Sendeimpulsdauer gemäss der oben genannten Gleichung. Hiermit
wird erreicht, dass die Spannung, mit der der Kondensator CH2 umgeladen wird, abhängig
von der Sendeimpulsdauer TP wird.
[0028] Anhand der Fig. 13 wird die Wirkungsweise der Temperaturkompensation näher erläutert.
In Fig.13a ist das Sendesignal UR4 der Leuchtdiode (LED) in Abhängigkeit von der Zeit
t dargestellt. Darunter ist in Fig. 13b die Ausgangsspannung UA am Anschlusspunkt
A und darunter die Ausgangsspannung UB am Anschlusspunkt B in Fig.13c dargestellt.
Das Sendesignal UR4 ist dem Strom ILD durch die Leuchtdiode LED porportional und genügt
der Gleichung
[0029] Für die Dauer TP des Sendesignals (US bzw. UR4) ist die Sample- and Hold-Schaltung
SHS gemäss der Fig. 12 leitend, sonst ist sie gesperrt. Dabei wirkt sich die Temperaturabhängigkeit,
die für -30°C und +70°C dargestellt ist, nicht nur auf das Sendesignal UR4, sondern
auch auf die Ausgangssignale am Anschlusspunkt A und B aus. Die Ausgangsspannung UA
am Anschlusspunkt A ist gleich dem Empfangssignal der Sample- and Hold-Schaltung.
Dieses Signal ist ebenfalls für die beiden Temperaturen-30°C und +70°C in Fig.13b
dargestellt. Die Sendeimpulsdauer TP wird mit zunehmender Temperatur, wie schon erläutert,
länger. Mit zunehmender Temperatur wird die Amplitude des Empfangssignals UA vor der
Sample- and Hold-Schaltung am Anschlusspunkt A geringer, jedoch steht das Empfangssignal
UA vor der Sample- and Hold-Schaltung am Anschlusspunkt A mit zunehmender Temperatur
entsprechend der Pulsdauer TP länger an.
[0030] Das Ausgangssignal UB am Anschlusspunkt B, also am Ausgang der Sample- and Hold-Schaltung
(SHS), ist dabei von der Temperaturschwankung (Messzeitpunkt TM -30° C) bzw. Messzeitpunkt
+70° C) unabhängig, wie mit dem in Fig.13c gezeigten Messsignal MS veranschaulicht
ist. Auf diese Weise ist es möglich, ohne zusätzliche Elemente zur Temperaturkompensation
ein weitgehendes temperaturunabhängiges Ausgangssignal UB, d.h. Meldermesssignal MS,
am Anschlusspunkt B zu erhalten. Dadurch wird die Messgenauigkeit vergrössert und
die Branderkennung verbessert.
1. Schaltungsanordnung zur Störsignalunterdrückung in optischen Rauchmeldern (RM)
mit einer pulsweise sendenden Leuchtdiode (LED) und einer das Streulicht der Leuchtdiode
(LED) empfangenden Fotodiode (FD) in einer Brandmeldeanlage, wobei bei der zyklischen
Abfrage von einer Zentrale (Z) aus die einzelnen Melder (Mi) einer Meldelinie (ML)
zeitverzögert in vorgehender Reihenfolge kettenförmig an die Meldelinie (ML) angeschaltet
werden und die Verzögerungszeit bis zum Anschalten des nachfolgenden Melders dem jeweiligen
analogen Meldermesswert entspricht und in der Zentrale aus dem Zeitpunkt der Anschaltung
der Meldermesswert und die Melderadresse ermittelt wird, dadurch gekennzeichnet, dass
der optische Rauchmelder (RM) eine Spannungsversorgungseinrichtung (SPV), eine mit
der Melderabfrage (UAB) ansteuerbare Sendeschaltung (MMV1) zur Erzeugung von Sendeimpulsen
(US) für die Leuchtdiode (LED) mit einer Zeitdauer (TP), die wesentlich kürzer als
die Abfragedauer eines Melders ist, einen der Fotodiode (FD) mit Verstärker (VER)
nachgeschalteten, von der Sendeschaltung (MMV1) ansteuerbaren Momentanwertspeicher
(SHS) zur kurzzeitigen Speicherung des analogen Meldermesswertes und einen diesem
nachgeordneten Spannungs-/Zeit-Wandler (VTG) aufweist, der entsprechend dem Meldermesswert
zeitverzögert über einen Durchschalt-Transistor (TR) den nachfolgenden Melder (Mi)
an die Meldelinie (ML) anschaltet.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Sendeschaltung
(MMV1) ein Verzögerungsglied (MMV2) vorgeschaltet ist, das mit der Melderabfrage (UAB)
in Gang gesetzt wird und zeitverzögert (TV) die Sendeschaltung (MMV1) ansteuert.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Momentanwertspeicher
(SHS) ein Zeitglied (RH2, CH2) aufweist, dessen Zeitkonstante (TH) die Zeit für das
Einspeichern des Messsignals (MS) im Momentanwertspeicher (SHS) bestimmt.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass
der Momentanwertspeicher (SHS) von einem zwischen dem Verstärker (VER) der Fotodiode
(FD) und dem Spannungs-/Zeit-Wandier (VTC) angeordneten Schalttransistor (TRH1) mit
einem Widerstand (RH1), von einem Messwertspeicher-Kondensator (CH2) und von Ansteuerelementen
(CH1, DH) gebildet ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass
der Momentanwertspeicher (SHS) von einem von der Sendeschaltung (MMV1) direkt ansteuerbaren
Schalttransistor (TRH2), der über einen Widerstand (RH2) am Verstärker (VER) angeschlossen
ist, und von einem von dem Spannungs-/Zeit-Wandler (VTC) angeordneten Messwertspeicher-Kondensator
(CH2) gebildet ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Sendeschaltung
(MMV1) von einem monostabilen Multivibrator gebildet ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Sendeschaltung
(MMV1) an einer mit einer Zenerdiode (ZD) mit positiven Temperaturkoeffizienten und
mit einem Vorwiderstand (R5) gebildeten stabilisierten Versorgungsspannung (Ucc) angeschlossen
ist und aus zwei Transistoren (TR1, TR2), einem Zeitglied (R1, R2, R3, C) und einem
Widerstand (R4) mit negativen Temperaturkoeffizienten gebildet ist, wobei mit zunehmender
Temperatur der durch die Leuchtdiode (LED) fliessende Strom (ILD) und die Impulsdauer
(TP) zunimmt.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Verzögerungsglied
(MMV2) von einem monostabilen Multivibrator gebildet ist.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Verzögerungsglied
(MMV2) einen über einen Widerstand (R) an einer Versorgungsspannung (GV) angeschlossenen
Transistor (TRV) aufweist, dessen Kollektor mit der Sendeschaltung (MMV1) verbunden
ist und dessen Basis einerseits über einen weiteren Widerstand (RV) mit dem positiven
Leiter (+UL) und andererseits über einen Kondensator (CV) mit dem negativen Leiter
(-UL) der Meldelinie (ML) verbunden ist.
1. A circuit arrangement in a fire alarm system, for suppressing interference signals
in optical smoke detectors (RM) with a luminescence diode (LED) which transmits in
pulsed fashion and with a photo-diode (FD) which receives diffused light from the
luminescence diode (LED), where, during cyclic interrogation from central control
(Z), the individual alarms (Mi) of an alarm line (ML) are connected in cascade to
the alarm line (ML) in a predetermined sequence with a time delay and where the delay
time until the connection of the following alarm corresponds to the analogue alarm
measured value in question, and in the central control the alarm measured value and
the alaram address are determined from the time of the connection, characterised in
that the optical smoke detector (RM) comprises a voltage supply device (SPV); a transmitting
circuit (MMV1) driven by the alarm interrogation (UAB) and serves to produce transmitted
pulses (US) for the luminescence diode (LED), where the duration (TP) of the transmitted
pulses is substantially shorter than the interrogation duration of an alarm; an instantaneous
value store (SHS), connected to the output of the photo-diode (FD) via the amplifier
(VER), driven by the transmitting circuit (MMV1) to temporarily store the analogue
alarm measured value; and a voltage/time converter (VTC) connected to the output of
the instantaneous value store, which connects the following alarm (Mi) to the alarm
line (ML) via a switch-through transistor (TR) with a delay in accordance with the
alarm measured value.
2. A circuit arrangement as claimed in claim 1, characterised in that the transmitting
circuit (MMV1) is preceded by a delay component (MMV2) which is set in motion with
the alarm interrogation (UAB) and which drives the transmitting circuit (MMV1) with
a time delay (TV).
3. A circuit arrangement as claimed in claim 1 or 2, characterised in that the instantaneous
value store (SHS) comprises a timer (RH2, CH2) whose time constant (TH) determines
the time at which the measurement signal (MS) is input into the instantaneous value
store (SHS).
4. A circuit arrangement as claimed in one of claims 1 to 3, characterised in that
the instantaneous value store (SHS) comprises a switching transistor (TRH1) arranged
between the amplifier (VER) for the photo-diode (FD) and the voltage time converter
(VTC), a resistor (RH1), a measured value store capacitor (CH2), and drive elements
(CH1, DH).
5. A circuit arrangement as claimed in one of claims 1 to 3, characterised in that
the instantaneous value store (SHS) comprises a switching transistor (TRH2) directly
driven by the transmitting circuit (MMV1) and connected via a resistor (RH2) to the
amplifier (VER), and by a measured value store capacitor (CH2) arranged prior to the
voltage/time converter (VTC).
6. A circuit arrangement as claimed in claim 1 or 2, characterised in that the transmitting
circuit (MMV1) is formed by a monostable multivibrator.
7. A circuit arrangement as claimed in Claim 6, characterised in that the transmitting
circuit (MMV1) is connected to a stabilised supply voltage (Ucc) formed by a Zenerdiode
(ZD) having a positive temperature coefficient and by a series resistor (R5) and consists
of two transistors (TR1, TR2), a timer (R1, R2, R3, C) and a resistor (R4) having
a negative temperature coefficient, where, with increasing temperature, increases
occur in the current (ILD) flowing through the luminescence diode (LED), and in the
pulse duration (TP).
8. A circuit arrangement as claimed in Claim 2, characterised in that the delay element
(MMV2) is formed by a monostable multivibrator.
9. A circuit arrangement as claimed in Claim 8, characterised in that the delay component
(MMV2) comprises a transistor (TRV) connected via a resistor (R) to a supply voltage
(GV), whose collector is connected to the transmitting circuit (MMV1) and whose base
is connected via a further resistor (RV) to the positive conductor (+UL) of the alarm
line (ML) and is connected via a capacitor (CV) to the negative conductor (-UL) of
the alarm line.
1. Montage pour supprimer les signaux parasites dans des détecteurs optiques de fumée
(RM), comportant une diode à luminescence (LED) émettant de façon impulsionnelle et
une photo- diode (FD) recevant la lumière diffuse de la diode à luminescence (LED),
dans un avertisseur d'incendie, et dans lequel lord de l'interrogation cyclique effectuée
à partir d'un central (Z), les différents transmetteurs (Mi) d'une ligne de signalisation
(ML) sont raccordés en chaîne, d'une manière retardée dans le temps et selon une séquence
prédéterminée, à la ligne de signalisation (ML) et le temps de retard s'écoulant jusqu'au
raccordement du transmetteur suivant correspont à la valeur de mesure analogique respective
du transmetteur, et dans lequel la valeur de mesure du transmetteur et l'adresse de
ce dernier sont déterminées par le central à partir de l'instant du raccordement,
caractérisé par le fait que le détecteur optique de fumée (RM) comporte un dispositif
d'alimentation en tension (SPV), un circuit émetteur (MMV1), qui peut être commandé
au moyen de l'interrogation (UAB) du transmetteur et qui sert à produire, pour la
diode à luminescence (LED), des impulsions d'émission (US) possédant une durée (TP)
qui est essentiellement inférieure à la durée d'interrogation d'un transmetteur, une
mémoire de valeurs instantanées (SHS), qui est branchée en aval de la photodiode (FD)
munie d'un amplificateur (VER) et peut être commandée par le circuit émetteur (MMV1)
et sert à mémoriser pendant un bref intervalle de temps la valeur de mesure analogique
du transmetteur, et un convertisseur tension/temps (VTC), branché en aval et qui,
en fonction de la valeur de mesure du transmetteur, raccorde d'une manière retardée
dans le temps, par l'intermédiaire d'un transistor d'inter- connextion directe (TR),
le transmetteur suivant (Mi) de la ligne de signalisation (ML).
2. Montage suivant la revendication 1, caractérisé par le fait qu'en amont du circuit
d'émission (MMV1) se trouve branchée une ligne à retard (MMV2) qui est mise en action
lors de l'interrogation (UAB) des transmetteurs et commande le circuit d'émission
(MMV1), d'une manière retardée dans le temps (TV).
3. Montage suivant la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que la mémoire
de valeurs instantanées (SHS) comporte un circuit de temporisation (RH2, CH2), dont
la constante de temps (TH) détermine la durée de la mémorisation du signal de mesure
(MS) de la mémoire de valeurs instantanées (SHS).
4. Montage suivant l'une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait que la
mémoire de valeurs instantanées (SHS) est formée par un transistor de commutation
(TRH1), qui est branché entre l'amplificateur (VER) de la photodiode (FD) et le convertisseur
tension/temps (VTC) et qui comporte une résistance (RH1), par un condensateur (CH2)
de la mémoire des valeurs de mesure et par des organes de commende (CH1, DH).
5. Montage suivant l'une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait que la
mémoire de valeurs instantanées (SHS) est constituée par un transistor de commutation
(RH2), qui peut être commandé directement par le circuit d'émission (MMV1) et est
raccordé par l'intermédiaire d'une résistance (RH2) à l'amplificateur (VER), et par
un condensateur (CH2) de la mémoire de valeurs de mesure, raccordé au convertisseur
tension/temps (TV).
6. Montage suivant la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que le circuit
d'émission (MMV1 ) est constitué par un multivibrateur monostable.
7. Montage suivant la revendication 6, caractérisé par le fait que le circuit d'émission
(MMV1 ) est raccordé à une tension d'alimentation stabilisée (Ucc), formée au moyen
d'une diode Zener (ZD) possédant un coefficient de température positif et d'une résistance
additionnelle (R5), et est formé par deux transistors (TR1, TR2), par un circuit de
temporisation (R1, R2, R3, C) et par une résistance (R4) possédant un coefficient
de température négatif, le courant (ILD) traversant la diode à luminescence (LED)
et la durée (TP) des impulsions augmentant lorsque la température augmente.
8. Montage suivant la revendication 2, caractérisé par le fait que la ligne à retard
(MMV2) est formée par un multivibrateur monostable.
9. Montage suivant la revendication 8, caractérisé par le fait que la ligne à retard
(MMV2) comporte un transistor (TRV) raccordé par l'intermédiaire d'une résistance
(R) à une tension d'ali- mentaton (GV) et dont le collecteur est relié au circuit
d'émission (MMV1) et dont la base est raccordée d'une part par l'intermédiaire d'une
autre résistance (RV) au conducteur positif (+UL) et d'autre part par l'intermédiaire
d'un condensateur (CV) au conducteur négatif (-UL) de la ligne de signalisation (ML).