[0001] Die Erfindung betrifft eine Detektorschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruches
1.
[0002] Eine derartige Detektorschaltung ist aus der DE 2456162 A1 in Form eines Bandpassfilters
bekannt, der über einen Vorverstärker aus einem optronischen Detektorelement betrieben
wird, welches als optronischer Fühler in einem strahlungsempfindlichen Spannungsteiler
liegt.
[0003] Nach der EP 0 315 855 A1 wird vom Mittenabgriff eines strahlungsempfindlichen Spannungsteilers
jeweils ein Verstärker angesteuert, um bei Vorhandensein mehrerer Detektorelemente
die Zahl an Gehäusedurchführungen durch einpolige Zusammenschaltung innerhalb des
Gehäuses reduzieren zu können. Dort handelt es sich bei den Detektorelementen um auf
thermische Strahlung ansprechende Fühler.
[0004] Die gattungsgemäße Detektorschaltung soll ein Nutzsignal für die Weiterverarbeitung
in einer Auswerteschaltung zur Verfügung stellen, bei der es sich bevorzugt um eine
Zündauslöserschaltung gemäß DE-PS 3410942 oder auch DE-PS 3210207 mit u.a. einem strahlungsempfindlichen
Spannungsteiler handelt.
[0005] Die Funktion des strahlungsempfindlichen Spannungsteilers beruht darauf, daß der
am Mittenabgriff anstehende Gleichsignalpegel in Abhängigkeit von der Bestrahlung
des Detektorelementes schwankt, im allgemeinen aufgrund größerer Leitfähigkeit bei
intensiverer Bestrahlung sinkt. Dieser einem Gleichspannungspegel überlagerte, anregungsabhängige
Pegeleinbruch wird hier als das Detektorsignal bezeichnet, das mittels der Detektorschaltung
in das abzugebende Nutzsignal umgesetzt wird.
[0006] Nachteilig an der gattungsgemäßen Detektorschaltung ist insbesondere, daß in der
Filterstufe mit ihrem Hochpassverhalten zum Abtrennen des schwankenden Detektorsignales
vom Gleichsignalpegel vor allem dann störende, da lang andauernde kapazitive Umladevorgänge
auftreten, wenn eine möglichst niedrige Hochpass-Eckfrequenz angestrebt wird, wie
etwa beim Einsatz dieser Detektorschaltung in einem Suchzünder-Sensor zur Zielakquisition.
Wenn also zum Beispiel eine starke aber nur momentane Anregung des Detektorelementes
durch die aufgenommene Bestrahlung erfolgt (wie im Falle eines Lichtblitzes bei einem
optronischen Detektorelement oder beim Hinwegschwenken über eine lokal begrenzte Feuersbrunst
mit einem thermischen Detektorelement), dann hat das in der Längskapazität des Hochpass-Filters
die Verschiebung einer sehr großen Ladungsmenge zur Folge. Diese Potentialverschiebung
muß möglichst rasch wieder rückgängig gemacht werden, wenn die extreme Strahlungsanregung
beendet ist, damit die Detektorschaltung dann wieder ein Nutzsignal liefert, das der
normalen Intensität real interessierender Strahlungsquellen folgt. Die hohe Umladezeitkonstante
aufgrund niedriger Hochpass-Eckfrequenz bedingt aber, daß die starke Aufladung der
Längskapazität nur verzögert auf das Maß der reduzierten Anregung zurückgeht; während
eine auf die starke Anregung folgende reduzierte Anregung wegen der großen Umladezeitkonstante
der Längskapazität und daraus resultierend lang andauernder Übersteuerung des ihr
folgenden Signalverstärkers zunächst überhaupt nicht ausgewertet wird, bis die Aufladung
der Koppelkapazität sich mit der langen Zeitkonstante wieder auf das Potential der
sensorbedingten Potentialschwankungen abgebaut hat.
[0007] Nachteilig ist also auch, daß der dem Hochpass nachgeschaltete Signalverstärker von
einem großen Verschiebestrom sofort übersteuert und dann zunächst noch in der Übersteuerung
gehalten wird, bis die Umladevorgänge gemäß der gegebenen Zeitkonstante wieder hinreichend
abgeklungen sind. Der Signalverstärker kommt dadurch erst wieder in seinen linearen
Arbeitsbereich, zur Abgabe eines verwertbaren Nutzsignales, wenn die extreme Detektoranregung
längst abgeklungen ist; mit der Folge, daß während einer gewissen Zeitspanne auch
nach dem Abklingen der extremen Anregung die sensorisch erfaßten normalen Umfeldgegebenheiten
noch nicht wieder verarbeitet werden können. Diese Problematik ist in der Praxis um
so gravierender, als der abgleichbedingt relativ hohe Gleichsignalpegel am Mittenabgriff
des strahlungsempfindlichen Spannungsteilers keine hohe Vorverstärkung vor dem Hochpass
zuläßt, weil Gleichlauffehler in parallel arbeitenden Sensoren sonst zu sehr verstärkt
würden; während anderseits im Interesse einer Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses
im Nutzsignal eine Vorstärkung anzustreben wäre.
[0008] In Erkenntnis dieser Gegebenheiten liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine
Detektorschaltung gattungsgemäßer Art unter möglichst geringem Aufwand an Bauteilen
dahingehend weiterzubilden, daß in ihr eine hochpassbedingte Erholungszeit - nämlich
nach nur kurzzeitig extremer Anregung wenigstens eines ihrer Detektorelemente - möglichst
verkürzt wird, um alsbald nach Abklingen der Übererregung wieder die normale Betriebsweise
verfügbar zu haben.
[0009] Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die gattungsgemäße Detektorschaltung
nach dem Kennzeichnungsteil des Hauptanspruches ausgelegt ist.
[0010] Dieser Lösung zufolge wird das gegensinnige Überschwingen des Detektorsignales bei
abrupter Beendigung der Übererregung von einer Triggerschaltung erfaßt, um eine Schaltstrecke,
die zwischen der Längskapazität und einem ihr folgenden Signalverstärker abzweigt,
zu schließen und darüber mit kurzer Zeitkonstante das Potential am Kondensator aus
der Sättigung zurück bis unter die Übersteuerungsgrenze des nachgeschalteten Signalverstärkers
zu führen. Damit kann dann der Signalverstärker wieder nach Maßgabe der aktuellen
Schwankung des Detektorsignales ausgesteuert werden und ein entsprechend verstärktes
Nutzsignal liefern. Die Totzeit nach dem Abklingen der Übererregung ist so um ein
Vielfaches (in der Größenordnung des Tausendfachen) geringer, als wenn das Absinken
der Kondensatorladung und damit des Eingangspegels am Signalverstärker nach Maßgabe
der Exponentialfunktion mit der sehr großen Zeitkonstante abgewartet werden müßte,
die für die angestrebte niedrige Eckfrequenz vorgegeben ist.
[0011] Weil also die Detektorschaltung eines strahlungsempfindlichen Sensors mit kapazitiver
Hochpaß-Kopplung zwischen Vorverstärker und Signalverstärker wegen der großen Filter-Zeitkonstante
des Längs-Kondensators auch noch nach Beendigung einer Übererregung für längere Zeit
blockiert ist, während der Kondensator noch umgeladen wird, und der ihm folgende Signalverstärker
deshalb noch übersteuert bleibt, bis das Potential am Kondensator wieder einen hinreichend
niedrigen Wert angenommen hat, wird erfindungsgemäß diese Totzeitspanne auf einen
kleinen Bruchteil verkürzt, indem mit Abklingen der eingangsseitigen Übererregung
der Kondensator vor dem Signalverstärker über eine niederohmige Schaltstrecke rasch
zwangsentladen wird, bis sich wieder das Potential eingestellt hat, das dem vom Spannungsteiler
abgegriffenen Gleichanteil entspricht. Es handelt sich bei diesem über die Schaltstrecke
erzwungenen Potential in der Praxis um das virtuelle Massepotential am Eingang des
dem Hochpaß nachgeschalteten Operationsverstärkers. Insofern stellt der Umladevorgang
am Koppelkondensator eine zwangsweise rasche Rückführung der Kondensatorladung auf
das Ausgangspotential dar, das durch den verstärkten Gleichanteil aus dem Sensor vorgegeben
ist. Solche Zwangsumladung kann außer über die Triggerschaltung auch softwaregesteuert
initiiert werden, was insbesondere dann vorteilhaft ist, wenn über eine längere Zeitspanne
hinweg keine verwertbaren Nutzsignale aufgetreten sind, weil möglicherweise eine permanent
hohe Aussteuerung des Sensors zu einer Überladung des Koppel-Kondensators geführt
hat.
[0012] Zusätzliche Alternativen und Weiterbildungen sowie weitere Merkmale und Vorteile
der Erfindung ergeben sich - auch unter Berücksichtigung auch der Darlegungen in der
beigefügten Zusammenfassung - aus nachstehendem Beispiel eines in der Zeichnung schaltungstechnisch
unter Beschränkung auf das Wesentliche etwas abstrahiert dargestellten bevorzugten
Realisierungsspiels zur erfindungsgemäßen Lösung. In der Zeichnung zeigt:
- Fig. 1
- eine übersteuerungsempfindliche Detektorschaltung mit kapazitivem Hochpaß vor ihrem
Signalverstärker,
- Fig. 2
- eine Triggerschaltung zum raschen zwangsweisen Rückführen der Schaltung nach Fig.
1 aus der Übersteuerung und
- Fig. 3
- ein Spannungs-Zeit-Diagramm zur Darstellung des prinzipiellen Verhaltens der Detektorschaltung
nach Fig. 1 ohne und mit Einwirkung der Triggerschaltung nach Fig. 2.
[0013] Der Sensor 10 der in Fig. 1 dargestellten Detektorschaltung 11 besteht im wesentlichen
aus einem eingangsseitigen strahlungsempfindlichen Spannungsteiler 12 mit dem physikalischen
Detektorelement 18 und einem ihm nachgeschalteten empfindlichen Vorverstärker 13.
Diesem Sensor 10 ist, über einen Hochpass 14 als Gleichspannungssperre, zur Wechselsignalverstärkung
ein Operationsverstärker 15 nachgeschaltet, dessen so aus den Schwankungen des Detektorsignales
24 gewonnenes Ausgangs-Nutzsignal 17 eine Auswerteschaltung 16 ansteuert.
[0014] Der strahlungsempfindliche Spannungsteiler 12 besteht im Wesentlichen aus der Reihenschaltung
des Detektorelementes 18 und eines Trimmwiderstandes 19. Letzterer dient der Gleichlauf-Einstellung,
wenn mehrere Sensoren 10 bzw. Detektorschaltungen 11 parallel betrieben werden (vgl.
auch DE-PS 3410942), um die Auswerteschaltung 16 mehrkanalig anzusteuern.
[0015] Je nach der Arbeitscharakteristik des konkret eingesetzten Detektorelementes 19 liefert
der Mittenabgriff 20 des strahlungsempfindlichen Spannungsteilers 12 bei nicht bestrahltem
Detektorelement 18 einen mehr oder wenigen hohen Ruhe-Gleichsignalpegel 21 in der
typischen Größenordnung zwischen 10 mV und 300 mV. Dieser Gleichsignalpegel 21 ändert
sich, wenn das Detektorelement 18 infolge Bestrahlung 22 z.B. niederohmiger wird,
was bedeutet, daß es ein Detektorsignal 24 liefert. Diese dem Gleichsignalpegel 21
überlagerte Schwankung 24, die zum Signal 17 am Ausgang der Detektorschaltung 11 umgesetzt
werden soll, liegt in der Größenordnung von typisch nur etwa 1 mV.
[0016] Im Interesse eines guten Nutz/Stör-Signalverhältnisses des Sensors 10 folgt im schaltungstechnischen
Aufbau möglichst dicht hinter dem Detektorelement 18 und damit praktisch unmittelbar
am Spannungsteiler-Mittenabgriff 20 der Vorverstärker 13. Es handelt sich um einen
nicht-invertierend betriebenen Operationsverstärker mit rein ohmscher Proportionalbeschaltung
23 für einen vergleichsweise geringen Verstärkungsfaktor in der Größenordnung von
nur etwa
Zehn", damit trotz des eingangsseitig im Verhältnis zum Detektorsignal 24 hohen Gleichsignalpegels
21 keine Übersteuerung auftritt.
[0017] Die eigentliche Nutzverstärkung zum Ausgangssignal 17 der Detektorschaltung 11 erfolgt
erst im invertierend betriebenen Signalverstärker 15, nachdem mittels des als Gleichstromsperre
wirkenden Hochpasses 14 das strahlungsabhängig schwankende Detektorsignal 24 vom Gleichsignalpegel
21 getrennt wurde.
[0018] Der Hochpass 14 kann einfach als Reihenschaltung aus einem Längs-Kondensator 25 und
einem Widerstand 26 bestehen, bei welchem es sich um den Vorwiderstand im Signalverstärker
15 handeln kann. Das Produkt deren Bemessungen CxR bestimmt die Umlade-Zeitkonstante
des Kondensators 25 und damit die untere oder Eck-Frequenz in der Filterwirkung dieses
Hochpasses 14. Für die praktische Realisierung einer solchen Detektorschaltung 11
ist in Hinblick auf die Dynamik der Strahlungsschwankung eine möglichst niedrige Eckfrequenz
anzustreben, etwa in der Größenordnung von 10 Hz. Das bedingt die Auslegung des Kondensators
25 mit einer vergleichsweise sehr hohen Kapazität, um die Zeitkonstante für eine derart
niedrige Eckfrequenz mit hinreichend kleinem Vorwiderstand 26 zu erzielen, da mit
der Größe des Widerstandswertes die dem Nutzsignal 17 störend überlagerte dynamische
Rauschleistung im Nutzsignal 17 ansteigen würde.
[0019] Der invertierend betriebene Operationsverstärker 28 der Signalverstärkerschaltung
15 weist für die Wechselspannungsspeisung bezüglich des Vorwiderstandes 26 eine Proportionalbeschaltung
27 auf, die für eine möglichst große Verstärkung (in der Größenordnung von 200) ausgelegt
ist, um die Auswerteschaltung 16 mit einem amplitudenstarken Nutzsignal 17 speisen
zu können. Eine zusätzliche kapazitive Rückkopplung 29 bewirkt infolge ihres Kurzschlusses
bei hohen Frequenzen für die Verstärkung eine Frequenzbegrenzung nach oben. Mit einem
auf Versorgungsspannung +U gelegten veränderbaren Widerstand 30 wird der Arbeitspunkt
des Verstärkerbetriebes eingestellt.
[0020] Wenn infolge vorübergehend sehr starker Bestrahlung 22 wenigstens eines der Detektorelemente
18 der parallel auf die Auswertung 16 arbeitenden Detektorschaltungen extrem stark
angeregt wird, macht das Detektorsignal 24 einen entsprechend steilen Ausschlag (Fig.3)
relativ zum Gleichsignalpegel 21. Dem folgt ein entsprechend steiles und starkes gegensinniges
Überschwingen des Detektorsignales 24 bei abruptem Ende der intensiven Bestrahlung.
Das bedingt im Kondensator 25 jeweils von hohen Ladungsspitzen ausgehende Umladevorgänge,
worunter das Zurückführen auf den Spannungswert zu verstehen ist, der dem vom Spannungsteiler
12 gelieferten Gleichanteil entspricht. Die Folge eines solchen lang andauernden Umladevorganges
ist, daß das Nutzsignal 17 aus dem Signalverstärker 15 einer unterdessen bereits wieder
abgeklungenen Strahlungsanregung erst dann wieder folgen kann, wenn die Umladung im
Kondensator 25 unter die Übersteuerungsgrenze des Verstärkers 15 abgeklungen ist.
Daraus resultiert eine viel zu lange über das Abklingen der extremen Anregung hinaus
andauernde Totzeit. Man könnte zwar daran denken, die Amplitude des Überschwingens
mittels einer schaltungstechnisch aufwendigen und betriebstechnisch kritischen Gegenkopplung
zu begrenzen; aber das wünschenswerte rasche Wiedereinsetzen der Ansprechfähigkeit
des Sensors 10 würde dadurch noch nicht erreicht, weil der Hochpass 14 dann lediglich
bei verringerter Amplitude übersättigt blieb, bis sein Kondensator 25 sich nach Maßgabe
der Beschaltungs-Zeitkonstante wieder umgeladen hat.
[0021] Deshalb wird gemäß vorliegender Erfindung diese Umladung und damit praktisch die
Wieder-Freigabe der Funktion des Sensors 10 dadurch unmittelbar mit Abklingen der
detektorseitigen extremen Anregung erzwungen, daß der Kondensator 25 vor der Signalverstärkerschaltung
15 über eine vergleichsweise niedrigohmige Schaltstrecke 31 und somit bei kleiner
Zeitkonstante direkt auf Massepotential gelegt wird. Die Schaltstrecke 31 kann auch
den Vorwiderstand 26 überbrücken; denn entscheidend ist, daß möglichst bald nach der
Übererregung wieder stationäre Zustände herrschen, die dadurch gekennzeichnet sind,
daß mangels Stromflusses über den Vorwiderstand 26 hinter dem Längskondensator 25
das virtuelle Massepotential des Einganges des Verstärkers 28 herrscht. Weil eine
Überbrückung des Vorwiderstandes 26 aber nur das virtuelle Massepotential durchschalten
würde, arbeitet die Schaltstrecke 31 zur Schaltungsmasse hin (wie gezeichnet) zuverlässiger
da stabiler.
[0022] Wenn es sich bei dieser Schaltstrecke 31 um einen elektronischen Schalter etwa in
der Bauweise eines Feldeffekt-Transistors handelt, dann stellt eine Vorspannungsschaltung
32 der gezeichneten Art mittels ihres Dioden-Spannungsabfalles sicher, daß am angesteuerten
Gate des Feldeffekttransistors 33 das notwendige Potential dafür herrscht, daß bei
durchgeschalteter Strecke das Massepotential auch hinter den Kondensator 25 gelangt.
Der Ableit-Streckenwiderstand in der Größenordnung von typisch nur um 7 Ω ergibt auch
bei sehr großer Kapazität des Längskondensators 25 eine hinreichend kleine Umladezeitkonstante
von typisch kürzer als 30 µs, gegenüber einer Größenordnung von 30 ms bei Umladung
über den höheren Widerstand 26.
[0023] Für dieses zwangsweise Zurückführen des Potentials am Längskondensator 25 in dessen
stationären Zustand sogleich bei Beendigung der Übererregung wird der Feldeffekttransistor
33 über die Vorspannungsschaltung 32 von einer spannungsgesteuerten Triggerschaltung
35 durchgeschaltet, die eine Widerstands-Brückenschaltung 36 aus zwei parallelgeschalteten
Spannungsteilern für die beiden Eingangsschwellen enthält. Der so über ihrer Diagonalen
liegende Komparator 37 weist eine kapazitive Mitkopplung für das Zeitverhalten des
Ansprechens und eine zum Vorwiderstand parallele Diode für eine Unsymmetrie des Ansprechverhaltens
auf Die Triggerschaltung 31 spricht an, wenn wenigstens eine der parallel betriebenen
Detektorschaltungen 11 übersteuert wird und dadurch maximales Nutzsignal über eine
Dioden-ODERschaltung 38 den Komparator 37 umsteuert.
[0024] Eine aktuelle Übersteuerung des Sensors 10 etwa durch eine momentan besonders intensive
Bestrahlung 22 führt so mit ihrer abrupten Beendigung zum Durchschalten der Strecke
31. Dadurch wird der Kondensator 25 rasch umgeladen und somit der Eingangspegel am
Signalverstärker 15 rasch in den Bereich innerhalb der Übersteuerungsgrenzen zurückgeführt.
[0025] Diese Verhältnisse sind in Fig. 3 symbolisch (nicht ganz zeitmaßstabsgerecht) veranschaulicht:
Bei Erfassen der Bestrahlung 22 von einer besonders intensiven Quelle steigt das Nutzsignal
17 aus seinem typisch bei knapp -2 Volt liegenden Arbeitspunktpotential steil bis
auf eine obere Begrenzung weit über den oberen Arbeitsbereich von etwa 9 Volt an und
klingt von dort nach Maßgabe der Hochpaß-Zeitkonstante 14 ab. Das abrupte Ende der
intensiven Bestrahlung führt zu einem Überschwingen um das Restpotential auf umgekehrte
Polarität am Ausgang des Längs-Kondensators 25, um danach in seinem zeitlichen Verlauf
durch die große Zeitkonstante der Umladung des Kondensators 25 bestimmt zu sein. Daraus
resultiert eine lange Tot- oder Taubzeit T2, bis die Ladung am Kondensator 25, also
der Gleichpotential wieder die untere der Grenzen des Aussteuerbereiches 39 für den
Signalverstärker 15 überschreitet, die in Fig.3 horizontal gestrichelt angedeutet
sind. Diese Totzeit T2 wird aber auf einen Bruchteil T1 reduziert, wenn sogleich mit
Beendigung der Übererregung das Potential hinter dem Kondensator 25 in Richtung auf
Masse (0 Volt) zurückgeführt wird und dabei über der unteren Bereichsgrenze wieder
in das stationäre Arbeitspotential von knapp -2 Volt einläuft.
[0026] Im Rahmen vorliegender Erfindung muß die Rückführung des Potentials am Kondensator
25 aber nicht von der Triggerschaltung 35 initialisiert werden. Denn auch ohne eindeutig
momentane Übersteuerung kann eine längere starke Einstrahlung auf den Sensor 10 zu
einem kräftigen Aufladen des Kondensators 25 führen, mit der Folge, daß der Signalverstärker
15 längere Zeit übersteuert ist und deshalb kein Nutzsignal 17 liefert. Wenn in der
Auswerteschaltung 16, also gewissermaßen softwaremäßig, ein längeres Ausbleiben jeglichen
Nutzsignales 17 festgestellt wird, ist es zweckmäßig, z.B. von der Auswerteschaltung
16 aus ein Entladesignal 40 zum Umladen des Kondensators 25 über die niederohmige
Strecke 31 abzugeben. Dadurch ist sichergestellt, daß der Eingangspegel des Signalverstärkers
15 wieder innerhalb des Aussteuerbereiches 39 liegt, das Ausbleiben von Nutzsignalen
17 also nicht auf eine Ladeblockade des Trennkondensators 25 zurückzuführen ist.
1. Detektorschaltung (11) mit einem strahlungsempfindlichen Sensor (10) nachgeschalteten
Filter- und Verstärkerstufen (Kondensator 25, Signalverstärker 15) für ein auszugebendes
Nutzsignal (17), dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen einem Längs-Kondensator (25) und dem ihm folgenden Signalverstärker (15)
eine Schaltstrecke (31) zum Entladen des Kondensators (25) mit einer Zeitkonstante
vorgesehen ist, die wesentlich kürzer als die Filter-Zeitkonstante des Kondensators
(25) ist.
2. Detektorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltstrecke (31) über eine Triggerschaltung (35) ansteuerbar ist, welche
vom Ausgang der Detektorschaltung (11) beaufschlagt ist.
3. Detektorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltstrecke (31) aus einer Auswerteschaltung (16) für das Nutzsignal (17)
ansteuerbar ist, wenn ein Nutzsignal (17) über wenigstens eine vorgegebenen Zeitspanne
ausbleibt.
4. Detektorschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltstrecke (31) über eine Triggerschaltung (35) mit einer Brückenschaltung
(36) ansteuerbar ist, über deren Diagonale ein Komparator (37) liegt und die von wenigstens
einer mehrerer parallel arbeitender Detektorschaltungen (11) verstimmbar ist.
5. Detektorschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltstrecke (31) durch ein steuerbares Halbleiterbauelement verwirklicht
ist, das über eine Vorspannungsschaltung (32) für niederohmigen Durchlaßwiderstand
ansteuerbar ist.
6. Detektorschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltstrecke (31) ein Feldeffekttransistor ist.