Technisches Gebiet
[0001] Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb kapazitiver Lasten am
Netz am Beispiel von elektrischen Vorschaltgeräten für Lampen, insbesondere Niederdruckentladungslampen.
Stand der Technik
[0002] Schaltungsanordnungen zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen sind in vielfältigen
Ausführungen bekannt. I. d. R. enthalten sie eine Gleichrichterschaltung zur Gleichrichtung
einer Wechselspannungsversorgung und zum Aufladen eines häufig als Glättungskondensator
bezeichneten Kondensators. Die an diesem Kondensator anliegende Gleichspannung dient
zur Versorgung eines Wechselrichters bzw. Inverters (im Folgenden Inverter), der die
Niederdruckentladungslampe betreibt. Ähnliche Gestaltungen sind auch für andere Lampentypen
bekannt, beispielsweise in Form von elektronischen Transformatoren für Halogenlampen.
Die Erfindung betrifft darüber hinaus ganz allgemein Schaltungsanordnungen zum Betrieb
kapazitiver Lasten, wobei der Begriff "kapazitiv" den sog. Glättungskondensator am
Eingang des Inverters meint. Unter kapazitiven Lasten sollen im folgenden insbesondere
solche Lampen verstanden werden, die mit einem elektrischen Vorschaltgerät mit kapazitiven
Eigenschaften ausgestattet sind.
Darstellung der Erfindung
[0003] Der Erfindung liegt das technische Problem zu Grunde, eine Schaltungsanordnung zum
Betrieb kapazitiver Lasten am Netz anzugeben, die erweiterte Einsatzmöglichkeiten
für die Lasten, und zwar insbesondere für elektrische Lampen, schafft.
[0004] Erfindungsgemäß ist hierzu eine Schnittstellenschaltung zum Betrieb einer kapazitiven
Last an einer Netzversorgungsschaltung, insbesondere einem Phasenanschnittsdimmer,
vorgesehen, die dadurch gekennzeichnet ist, dass die Schnittstellenschaltung einen
ersten Schalter aufweist, der ausgelegt ist, den Eingang der Last kurzzuschließen,
wenn keine Netzversorgung an den Eingang der Last erfolgt.
[0005] Beispielhaft richtet sich die Erfindung auf ein elektronisches Vorschaltgerät für
eine Lampe mit einer integrierten Schnittstellenschaltung der oben erwähnten Art zum
Betrieb der Lampe an einem Phasenanschnittsdimmer. Die Lampe ist vorzugsweise eine
Niederdruckentladungslampe, die Erfindung ist jedoch auf andere Lampentypen wie z.
B. Hochdruckentladungslampen oder Halogenlampen übertragbar.
[0006] Die Erfinder sind von der Erkenntnis ausgegangen, dass die Möglichkeiten des Dimmens
bzw. der Leistungsregulierung bei kapazitiven Lasten verbesserungswürdig sind. Insbesondere
neigen kapazitive Lasten wie Niederdruckentladungslampen (CFL), die an Netzversorgungsschaltungen
betrieben werden, bei nicht konstanter Leistungsversorgung, wie z. B. beim Dimmen,
zu Instabilitäten. Dies äußert sich zum Beispiel bei CFLs durch ein Flackern, was
allgemein als störend empfunden wird.
[0007] Zwar wurden bei CFLs bislang auch komplexe Pumpschaltungen (bekannt als Schaltungen
zur Reduzierung der Netzstromoberschwingungen) eingesetzt, die längere Stromflusswinkel,
also eine zeitlich verstetigte Stromaufnahme, und damit auch verbesserte Dimmmöglichkeiten
ermöglichen. Als besonders störend wirkt sich dabei jedoch aus, dass diese Pumpschaltungen
einen hohen Bauteileaufwand sowie eine deutlich komplexere Funkentstörung erforderlich
machen. Nachteilig ist hierbei auch, dass die verwendeten Pumpschaltungen so ausgelegt
sein müssen, dass beim Betrieb dieser Lampen ohne Dimmer die auftretenden Netzstromoberschwingungen
die geltenden Grenzwerte nicht übersteigen. Ein weiterer Nachteil besteht darin, dass
bei den meisten Pumpschaltungen die Pumpleistung von der momentanen Spannung des Gleichspannungszwischenkreises
abhängt und sich somit Unsymmetrien des Dimmers zwischen zwei aufeinanderfolgenden
Netzhalbwellen aufgrund von Mitkopplungseigenschaften der eingesetzten Pumpschaltung
verstärken können, was zu deutlichen Flackererscheinungen führen kann.
[0008] Der Grundgedanke der Erfindung besteht darin, die erwähnten kapazitiven Lasten durch
eine Schnittstellenschaltung mit Dimmerschaltungen kompatibel zu machen und dabei
die erwähnten Instabilitäten zu vermeiden. Dabei richtet sich die Erfindung insbesondere
auf den Betrieb an Phasenanschnittsdimmern, die in Folge der zeitlich unstetigen Stromaufnahme
der kapazitiven Last - wenn nämlich der Momentanwert der anliegenden Wechselspannung
größer als die an dem Kondensator anliegende Spannung ist - bei kapazitiven Lasten
auf Schwierigkeiten stoßen. Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung soll dabei
auch in den übrigen Zeiten einen Stromfluss durch den Phasenanschnittsdimmer ermöglichen,
so dass ein in dem Dimmer enthaltenes Zeitglied von diesem Strom durchflossen wird.
[0009] Hierzu wird ein Schalter, vorzugsweise ein erster Transistor, der Schnittstellenschaltung
immer eingeschaltet, sobald die Netzwechselspannung ihren Nulldurchgang erreicht.
Das Einschalten des Transistors kann alternativ auch kurze Zeit nach dem Nulldurchgang
erfolgen. Der erste Schalter wird vorzugsweise sofort wieder ausgeschaltet, sobald
der Momentanwert der Netzspannung an die Last angelegt wird. Dadurch ist es bei Einsatz
an einem Dimmer möglich, dass der zum Aufladen des dimmerinternen Zeitkondensators
erforderliche Strom nur durch den Widerstandswert des Dimmerzeitglieds definiert wird
und nahezu ungedämpft durch die Last fließen kann. Es entsteht insbesondere praktisch
keine zusätzliche Stromdämpfung. Die Steuerung des Schalters erfolgt vorzugsweise
über einen zweiten Schalter, vorzugsweise über einen zweiten Transistor. Vorzugsweise
ist dieser zweite Transistor am Lasteingang über zwei Widerstände mit der Netzversorgung
selbst (also vor der Gleichrichtung) verbunden. Hierdurch kann der zweite Transistor
die Eingangsspannung an der Last praktisch "auslesen" und feststellen, wann eine Leistungsversorgung
erfolgt und der Schalter ein- bzw. auszuschalten ist, ohne dabei von der Gleichrichterschaltung
oder etwa Filterkapazitäten gestört zu werden.
[0010] Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung kann weiter eine Steuerschaltung aufweisen,
die ein von der Netzversorgung zur Verfügung gestelltes Signal, vorzugsweise die Versorgungsspannung
selbst, auswertet. Hierzu kann zum Beispiel das Tastverhältnis des ersten Transistors
ausgewertet und ein hierzu proportionales Signal erzeugt werden, das zur Regelung
der Leistungsaufnahme der Last eingesetzt werden kann.
[0011] Eine bevorzugte Ausgestaltung dieser Steuerschaltung weist eine Parallelschaltung
aus einer Serienschaltung mit einem dritten Widerstand und einem dritten Transistor,
dessen Basis mit der Basis des ersten Transistors verbunden ist, einem zweiten Glättungskondensator
und einem vierten Widerstand auf, wobei die Parallelschaltung mit einem fünften Widerstand
in Reihe geschaltet ist, wobei der Abgriff des Steuersignals für die Steuerung der
Leistungsaufnahme der Last zwischen dem vierten Widerstand und dem fünften Widerstand
vorgesehen ist. Der fünfte Widerstand kann dabei in Reihe mit der genannten Parallelschaltung
parallel zur Last geschaltet sein. Alternativ ist es möglich, den fünften Widerstand
beispielsweise im zur Versorgung der Last vorgesehenen Inverter zu integrieren. Im
Gegensatz zum ersten Fall, in dem der fünfte Widerstand hochohmig sein muss, kann
im letzteren Fall der fünfte Widerstand niederohmig sein, so dass Spannungsverluste
reduziert werden können. Zur Erläuterung wird auf das Ausführungsbeispiel gemäß Fig.
5 verwiesen.
[0012] Das oben dargelegte Funktionsprinzip lässt sich für alle gängigen Netzspannungen
unabhängig von der tatsächlichen Eingangsschaltung von Lasten anwenden. Sie eignet
sich sowohl für Lasten mit einer Brückengleichrichtung im Eingang und einer einzelnen
Sieb- oder Glättungskapazität als auch für andere Eingangsschaltungen, die z.B. mindestens
zwei Dioden und mindestens zwei Glättungskondensatoren (sog. "3D-2C-Schaltung" vgl.
Fig. 4b oder "Spannungsverdoppler" vgl. Fig. 4c) aufweisen. Bei der "2C-3D-Schaltung"
wird anstelle eines einzelnen Glättungskondensators eine Anordnung aus 2 Kondensatoren
und 3 Dioden verwendet. Beim Spannungsverdoppler werden zwei Kondensatoren über zwei
Dioden netzseitig angeschlossen und mit der Inverterschaltung verbunden. Hierdurch
kann der Last insgesamt die doppelte Netzspitzenspannung zur Verfügung gestellt werden,
was zum Beispiel ermöglicht, Lampen, die für ein 220 V-Netz ausgelegt sind an einer
110 V-Netzversorgung zu betreiben.
[0013] Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung kann in einem eigenen Gehäuse separat
ausgeführt sein, um sie zum Beispiel parallel zu mehreren kapazitiven Teillasten an
einem Dimmer anzuschließen. Dadurch können mehrere kapazitive Lasten ohne integrierte
Schnittstellenfunktion an einem Dimmer kostengünstig betrieben werden.
[0014] Sie kann aber auch vorteilhaft mit einem elektronischen Vorschaltgerät und insbesondere
in einer Kompaktleuchtstofflampe integriert sein.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
[0015] Im Folgenden soll die Erfindung anhand mehrerer Ausführungsbeispiele näher erläutert
werden. Die Ausführungsbeispiele zeigen dabei den bevorzugten Einsatz der Schnittstellenschaltung
zum Betrieb mit einer CFL an einem Phasenanschnittsdimmer. Es zeigen:
- Figur 1
- eine Schaltung eines herkömmlichen Phasenanschnittsdimmers, an dem eine kapazitive
Last betrieben wird,
- Figur 2
- den Spannungs-Stromverlauf für eine Schnittstellenschaltung gemäß Figur 4a, wobei
a) der Verlauf der Netzspannung der Last, b) der Ladestrom eines Glättungskondensators
an der Last, c) die Steuerung des zweiten Transistors und d) der Spannungsverlauf
am Kollektor des zweiten Transistors als Funktionen der Zeit zeigt,
- Figur 3
- eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einer separaten Schnittstellenschaltung,
- Figur 4a
- einen beispielhaften Aufbau für eine erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung,
- Figur 4b
- einen zu Figur 4a ähnlichen Aufbau der Schnittstellenschaltung, wobei der Glättungskondensator
durch eine Kondensator/Dioden-Schaltungsanordnung ersetzt ist;
- Figur 4c
- eine für die Ausführungsform nach Fig. 3 beispielhafte Schaltungsanordnung in Verbindung
mit einer Spannungsverdopplerschaltung;
- Figur 5
- eine weitere erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einer Steuerschaltung (REG)
zu Bildung eines zum Phasenanschnittwinkel des Dimmers proportionalen Signals.
Bevorzugte Ausführungen der Erfindung
[0016] Ein Beispiel für den Einsatz der erfindungsgemäßen Schnittstellenschaltung ist in
Fig. 1 gezeigt. Zu sehen ist eine Schaltung, in der eine Kompakt-Leuchtstofflampe
CFL über eine Wechselspannungs-Netzversorgung betrieben wird. Die Last CFL wird von
dieser Spannungsquelle über einen Phasenanschnittsdimmer (zwischen den Punkten N und
P) versorgt. Phasenanschnittsdimmer liefern eine periodische Netzversorgung an die
Last, die durch Zünden eines Leistungsschalters Triac über ein variables Zeitglied
Diac, TR, TC freigeschaltet wird. Durch die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung
kann das Zeitglied auch im nicht leitenden Zustand des Leistungsschalters (wenn also
keine Netzspannung an die Last gelegt wird) arbeiten. Die eigentliche Last ist bei
nicht vorhandener Leistungsversorgung für das Zeitglied nicht vorhanden, so dass die
Schaltungsanordnung der eigentlichen Last keinen Einfluss auf den Zündvorgang des
Leistungsschalters hat. So kann vermieden werden, dass etwa Phasenverschiebungen auftreten,
die die Zündzeitpunkte in jeder Netzhalbwelle verschieben und bei der Last letztlich
zu unerwünschten Flackererscheinungen oder dergleichen führen können.
[0017] Neben dem Leistungsschalter Triac und dem Zeitglied, das aus einem Diac, einem Kondensator
TC und einem regelbaren Widerstand TR gebildet wird, sind in der Dimmerschaltung üblicherweise
noch eine Sicherung F und zur Glättung und Funkentstörung außerdem ein Kondensator
C und eine Induktivität L vorgesehen. Die Schnittstellenschaltung kann in das Vorschaltgerät
der Lampe CFL integriert werden; diese Ausführung ist detailliert in Figur 4a und
4b zu sehen. Die Last CFL kann auch mit separater Schnittstellenschaltung betrieben
werden. Figur 3 zeigt schematisch einen solchen Aufbau für den Betrieb mehrerer Lampen
CFL (CFL 1, CFL 2, CFL 3) an einem einzigen Dimmer unter Verwendung einer separaten
Schnittstellenschaltung IF.
[0018] Die Funktion der Schnittstellenschaltung wird anhand von Figur 4a beschrieben, in
der ein beispielhafter Schaltungsaufbau gezeigt ist, der das oben beschriebene Funktionsprinzip
realisiert.
[0019] Die Netzwechselspannung wird in einem Gleichrichter GL in eine pulsierende Gleichspannung
umgewandelt.
[0020] Ein Kondensator C1 wird über eine Diode D1 und den Gleichrichter GL auf den Spitzenwert
der an die Last angelegten Eingangsspannung aufgeladen und stellt beispielsweise einem
nicht näher beschriebenen Inverter INV (oder Wechselrichter) eine Gleichspannung zur
Verfügung, die in diesem in eine hochfrequente Wechselspannung zur Versorgung einer
Niederdruckentladungslampe CFL mit vorgebbarem Lampenstrom umgewandelt wird.
[0021] Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung IF wird im in Figur 4 gezeigten Beispiel
durch die Widerstände R1, R2, R3, R4, die Diode D1, die Widerstände R5, R6, und die
Transistoren T1 und T2 gebildet. Die Schaltstrecke des ersten Transistors T1 verläuft
in Serie mit der Diode D1 parallel zum Glättungskondensator C1, der die für die Inverterschaltung
INV zum Erzeugen einer Hochfrequenzwechselspannung für die Lampe CFL nötige Spannung
liefert. Der Transistor schließt die Versorgungseingänge der Last kurz. Ein zweiter
Transistor T2 dient zum Ein- bzw. Ausschalten des Transistors T1 und ist mit seinem
Kollektor (über einen Widerstand R5) mit der Basis des Transistors T1 verbunden. Die
Schaltstrecke des zweiten Transistors T2 verläuft dabei parallel zur Serienschaltung
aus dem Widerstand R5 und der Steuerstrecke vom ersten Transistor T1 (T2 schaltet
also T1 aus und ein). So kann der erste Transistor ausgeschaltet werden, indem der
zweite Transistor eingeschaltet wird.
[0022] Die Funktionsweise der Schaltung ist die folgende: Der Transistor T1 bildet in eingeschaltetem
Zustand über den Brückengleichrichter GL einen Kurzschluss zwischen den beiden Netzeingangsanschlüssen.
Die Polung der Diode D1 verhindert, dass der Transistor T1 im eingeschalteten Zustand
auch den Kondensator C1 kurzschließt. Durch die Anordnung des Transistors T1 am Ausgang
des Brückengleichrichters GL wird erreicht, dass die Eingangsimpedanz der Last (CFL)
sowohl bei positiven als auch bei negativen Halbwellen der Netzwechselspannung (VS,
siehe Figur 1) auf ein Minimum ("Kurzschtuss") reduziert ist.
[0023] Mit den Widerständen R1, R2 und R3 wird ein Abbild der momentanen Eingangsspannung
der Schaltung gebildet und über den Widerstand R4 an die Basis des Transistors T2
angelegt.
[0024] Die Anordnung der Widerstände R1 und R2, die erfindungsgemäß netzseitig angeschlossen
sind, stellt sicher, dass die Nulldurchgänge der Netzeingangsspannung (Umkehrung der
Polarität von VS) sicher und unabhängig von eventuell vorhandenen Filterkapazitäten
oder auch parasitären Kapazitäten detektiert werden können.
[0025] Der Transistor T1 wird bei ausgeschaltetem Transistor T2 über die Widerstände R5
und R6 eingeschaltet. Allerdings kann T1 statt von C1 über R6 und R5 auch durch ein
zeitkontinuierliches Signal, das in der Last bzw. dem Inverter INV verfügbar (beispielsweise
die Versorgung eines im Inverter INV vorhandenen Steuer-IC) ist, eingeschaltet werden.
[0026] Wenn T2 durch einen positiven, ausreichend großen Spannungsabfall an R3 über R4 eingeschaltet
wird, wird der Transistor T1 ausgeschaltet. Die Widerstände R4 und R5 dienen dabei
der Verbesserung des Schaltverhaltens von T2 und T1.
[0027] Durch die invertierende Funktion von T2 wird erreicht, dass T1 immer während der
Zeit ta (vgl. Fig. 2) eingeschaltet ist, in der der Momentanwert der Netzwechselspannung
VS über dem Dimmer ansteht und der im Dimmer als Schaltelement vorgesehene Triac nicht
leitend ist. Sobald der Triac im Dimmer gezündet wird (Zeitpunkt t2 in Figur 2) und
dadurch der Momentanwert der Netzwechselspannung VS an die Last (CFL) gelegt wird,
wird T1 ausgeschaltet und der Kondensator C1 wird über D1 auf den Spitzenwert der
Eingangsspannung der Last (CFL) aufgeladen (vgl. Zeit tb in Figur 2b).
[0028] Als Transistor T1 kann ein Kleinleistungstransistor verwendet werden, der zwar eine
Durchbruchsspannung größer als die maximale Netzspannung VS aufweisen muss, an den
jedoch bezüglich der Stromtragfähigkeit und Stromverstärkung keinerlei kritische Anforderungen
gestellt werden.
[0029] Der als Schalttransistor arbeitende Transistor T2 wird üblicherweise mit einer kleinen
Basis/Emitterspannung von etwa 0,6 V betrieben. Diese Spannung ist jedoch temperaturabhängig,
so dass infolge des Betriebs der Schaltung und der damit verbundenen Temperaturänderung
die Schaltspannung variieren kann (beispielsweise zwischen 0,4 V und 0,6 V). Deshalb
könnten ggf. Maßnahmen ergriffen werden, die die temperaturabhängige Schwankung der
Steuerspannung kompensieren. Beispielsweise kann zu diesem Zweck eine Zenerdiode in
Serie zu dem in Figur 4a gezeigten Widerstand R4 geschaltet werden. Dadurch kann die
über R3 abfallende Spannung (beispielsweise um 20 V) erhöht werden, so dass die relative
Schwankung der zum Einschalten des Transistors T2 erforderlichen Spannung verkleinert
wird.
[0030] Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung funktioniert unabhängig von der verwendeten
Eingangsschaltung für die Lampe. Figur 4b zeigt eine Variante der Eingangsschaltung,
bei der der in Figur 4a gezeigte einzelne Kondensator C1 durch eine Schaltung aus
drei Dioden D2 - D4 und 2 Kondensatoren C1a, C1b ("2C-3D-Schaltung") ersetzt ist.
Im Betrieb erfolgt in dieser (Puffer-) Schaltung eine serielle Aufladung der beiden
Kondensatoren.
[0031] Soll, wie in Figur 3 gezeigt, die Schnittstellenfunktion als separates Gerät IF ohne
Last aufgebaut werden, ist es erforderlich, den zum Einschalten des Transistors T1
erforderlichen Strom über einen Widerstand aus einem zusätzlichen Kondensator zu speisen.
In diesem Fall kann dieser Kondensator eine relativ geringe Kapazität haben, da er
nicht die Energie zum Speisen einer Last sondern nur die Energie zur Steuerung von
T1 über R6 bereitstellen muss. Ein Beispiel für eine derartige Schaltung ist in Figur
4c gezeigt. Die Last ist dabei über eine aus zwei Dioden D2, D3 und zwei Kondensatoren
C1a, C1b bestehende, als "Spannungsverdoppler" dienende Eingangsschaltung mit dem
Netz verbunden. Die Schnittstellenschaltung ist parallel dazu geschaltet und enthält
einen (oben erwähnten) Kondensator C3. Bei dieser "Spannungsverdoppler"-Schaltung
werden die Kondensatoren C1a und C1b abwechselnd (d. h. einer durch die positive und
der andere durch die negative Netzhalbwelle) auf die Netzspitzenspannung aufgeladen.
Insgesamt steht der Last INV, CFL damit die doppelte Netzspitzenspannung zur Verfügung.
Diese Schaltung kann ausgenutzt werden, um beispielsweise Lampen CFL, die für 220
V-Netze ausgelegt sind, an einem 110 V-Netz (wie z. B. in den USA) zu betreiben.
[0032] Die Erfindung kann auch zur Steuerung der Leistungsaufnahme einer Last eingesetzt
werden. Zur Steuerung der Leistungsaufnahme einer Last (CFL) bzw. zur Helligkeitssteuerung
einer Niederdruckentladungslampe (CFL) ist es erforderlich, ein zu dem am Dimmer eingestellten
Phasenanschnittwinkel proportionales Signal zu erzeugen, das beispielsweise für eine
Regelung des Lampenstroms in einem Inverter als Sollwert benötigt wird.
[0033] Vorzugsweise soll dabei die Größe des Sollwerts umgekehrt proportional zum Phasenanschnittwinkel
sein (großer Sollwert bei geringem Phasenanschnittwinkel); auf diese Weise erhält
man bei der in Figur 5 gezeigten Anordnung bei "wenig" Dimmen (d. h. hoher Helligkeit
bei einer Lampe) einen hohen Sollwert und umgekehrt. Es ist jedoch auch die Erzeugung
eines direkt proportionalen Verhältnisses zwischen Phasenanschnittwinkel und Sollwert
möglich.
[0034] Erfindungsgemäß wird das genannte Signal aus dem Tastverhältnis des Transistors T1
abgeleitet. Dieses Tastverhältnis entspricht dem Verhältnis der Zeiten ta (Triac ausgeschaltet)
und tb (Triac teilweise eingeschaltet) innerhalb einer Netzhalbwelle (vgl. Figur 2a).
[0035] Eine beispielhafte Schaltung zur Realisierung dieser Steuerung ist in Figur 5 gezeigt.
Gezeigt ist eine Ausführungsform, bei der die Schnittstellenschaltung IF (wie in Figur
4) in die Last integriert ist und zwischen Gleichrichter GL und Glättungskondensator
C1 geschaltet ist. Zwischen Schnittstellenschaltung IF und Glättungskondensator C1
ist eine Steuerschaltung REG als Teil der Schnittstellenschaltung IF oder separat
von dieser geschaltet. Die Steuereinheit umfasst einen dritten Transistor T3, dessen
Basis mit dem Kollektor des zweiten Transistors T2 (über den Widerstand R7) verbunden
ist und der in Serie mit dem Widerstand R9 Teil einer Parallelschaltung aus einem
weiteren Glättungskondensator C2 und einem Widerstand R10 ist. Diese Parallelschaltung
ist in Reihe mit einem weiteren Widerstand R8 geschaltet, so dass diese Reihenschaltung
parallel zum Glättungskondensator C2 verläuft. Zur Steuerung der Leistungsaufnahme
der Lampe CFL wird der durch den Kondensator C2 geglättete Spannungsabfall über eine
Leitung als Steuersignal DL ausgekoppelt.
[0036] Zur Bildung eines Gleichspannungssignals, dessen Größe proportional zum Tastverhältnis
ta / tb ist, werden die Widerstände R7, R8, R9 und R10 sowie der Glättungskondensator
C2 und der Transistor T3 verwendet.
[0037] Durch das Verhältnis der Widerstandswerte von R8 und R10 wird ein Maximalwert für
das an den Inverter INV weitergegebene Signal DL definiert. Dieses Signal DL dient
im Inverter als Sollwertgröße für eine Regelung oder Steuerung der Leistungsaufnahme
der Last bzw. der Helligkeit einer Lampe CFL. Diese Größe DL kann dann im Inverter
INV z. B. über eine integrierte Schaltung verarbeitet werden, die die Leistungsaufnahme
(Helligkeit) der Lampe CFL entsprechend regelt. Der durch R8 und R10 definierte Maximalwert
von DL definiert die maximale Leistungsaufnahme der Last bzw. die maximale Helligkeit
der Lampe.
[0038] Wenn der Transistor T3 dauerhaft eingeschaltet ist, wird durch das Verhältnis aus
dem Widerstandswert von R8 und dem Gesamtwiderstand der Parallelschaltung von R10
und R9 ein Minimalwert für das an den Inverter INV weitergegebene Signal DL definiert.
[0039] Durch das Schalten des Transistors T3, das zeitlich dem von T1 entspricht, stellt
sich für DL eine vom Tastverhältnis von T1 bzw. T3 abhängige und durch den Kondensator
C2 geglättete Gleichspannung ein. Der Widerstand R7 dient dabei der Verbesserung des
Schaltverhaltens von T3.
[0040] Anstelle der Speisung des Signals DL über R8 aus dem Kondensator C1 kann auch ein
anderes Signal verwendet werden, das in der hier nicht näher beschriebenen Inverterschaltung
INV vorhanden ist.
1. Schnittstellenschaltung (IF) zum Betrieb einer kapazitiven Last (CFL) an einer Netzversorgungsschaltung,
insbesondere einem Phasenanschnittsdimmer, dadurch gekennzeichnet, dass die Schnittstellenschaltung einen ersten Schalter (T1) aufweist, der ausgelegt ist,
den Eingang der Last (CFL) kurzzuschließen, wenn keine Netzversorgung an den Eingang
der Last (CFL) erfolgt.
2. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Schalter zum Kurzschließen ein erster Transistor (T1) vorgesehen ist.
3. Schnittstellenschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass weiter ein zweiter Schalter (T2) vorgesehen ist, der ausgelegt ist, den Kurzschluss
des Eingangs der Last (CFL) aufzuheben, wenn eine Netzversorgung an den Eingang der
Last (CFL) erfolgt.
4. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 3 dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schalter ein zweiter Transistor (T2) ist.
5. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Basis des zweiten Transistors (T2) über einen ersten und einen zweiten Widerstand
(R1, R2) mit jeweils einem netzseitigen Eingang eines Gleichrichters (GL) verbunden
ist.
6. Schnittstellenschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuerschaltung (REG) vorgesehen ist, die ausgelegt ist, ein von der Netzversorgungsschaltung
erzeugtes Signal auszuwerten und ein Signal (DL) zur Steuerung der Leistungsaufnahme
der Last (CFL) zu erzeugen.
7. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Signal der Netzversorgungsschaltung um die Versorgungsspannung (VS)
handelt.
8. Schnittstellenschaltung nach einem der Ansprüche 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (REG) ausgelegt ist, auf der Grundlage des Tastverhältnisses
des Schalters (T1) ein dazu proportionales Signal (DL) zur Steuerung der Leistungsaufnahme
der Last (CFL) zu erzeugen.
9. Schnittstellenschaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (REG) eine Parallelschaltung aus einer Serienschaltung aus einem
dritten Widerstand (R9) und einem dritten Transistor (T3), dessen Basis mit der Basis
des ersten Transistors (T1) verbunden ist, einem Glättungskondensator (C2) und einem
vierten Widerstand (R10) aufweist, wobei die Parallelschaltung mit einem fünften Widerstand
(R8) in Reihe geschaltet ist, wobei der Abgriff des Steuersignals (DL) für die Steuerung
der Leistungsaufnahme der Last zwischen dem vierten Widerstand (R10) und dem fünften
Widerstand (R8) vorgesehen ist.
10. Schnittstellenschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, die separat von Last
(CFL1, CFL2, CFL3) und Netzversorgung in einem getrennten Aufbau ausgeführt ist.
11. Schaltungsanordnung zum Betrieb von kapazitiven Lasten, insbesondere Niederdruckentladungslampen,
am Netz mit einem Phasenanschnittsdimmer, der einen Leistungsschalter (Triac) und
ein Zeitglied (Diac, TR, TC) aufweist, und der kapazitiven Last (CFL), dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Last (CFL) und dem Phasenanschnittsdimmer eine Schnittstellenschaltung
nach einem der Ansprüche 1 bis 10 vorgesehen ist.
12. Elektronisches Vorschaltgerät für eine Lampe mit einer integrierten Schnittstellenschaltung
nach einem der Ansprüche 1 bis 9 zum Betrieb an einem Phasenanschnittsdimmer.