[0001] Die Erfindung betrifft einen Gefahrenmelder, insbesondere Brand- oder Einbruchmelder,
der seine Versorgungsspannung über eine mindestens zweiadrige Leitung von einer Zentrale
oder aus einer eingebauten Batterie bezieht und mindestens einen für eine physikalische
Größe empfindlichen Sensor und eine Signalverarbeitungsschaltung umfasst, die u.a.
im Alarmzustand des Melders ein entsprechendes Datentelegramm an die Zentrale sendet.
[0002] Typische Gefahrenmelder sind deckenmontierte Branddetektoren, Einbruchmelder, insbesondere
Bewegungsmelder und von Hand auslösbare wandmontierte Gefahrenmelder, insbesondere
Feuermelder und Paniktaster. Die Melder kommunizieren entweder über eine mindestens
zweiadrige Leitung oder drahtlos mit einer Zentrale. Leitungsgebundene Melder beziehen
ihre Versorgungsspannung über die Leitung von der Zentrale. Funkmelder beziehen ihre
Versorgungsspannung gewöhnlich aus einer eingebauten Batterie. In beiden Fällen steht
nur eine begrenzte elektrische Speiseleistung für die Melderelektronik zur Verfügung.
Bei leitungsgebundenen Meldern ist die verfügbare elektrische Speiseleistung je Melder
dadurch beschränkt, dass eine große Anzahl von Meldern, häufig weit mehr als 100 Melder,
über eine gemeinsame Leitung, die dementsprechend mehrere hunder Meter lang sein kann,
von der Zentrale versorgt werden. Bei batteriegespeisten Meldern ist die Speiseleistung
im Interesse einer langen Lebensdauer der Batterie beschränkt.
[0003] Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gefahrenmelder der einleitend angegebenen
Gattung trotz der nur beschränkt verfügbaren elektrischen Speiseleistung mit der zusätzlichen
Funktion eines leuchtstarken optischen Gefahrenwarnsignals auszustatten, das auch
in einer akuten Gefahrensituation, z.B. in verrauchten Räumen oder in anderen Stresssituationen
wie etwa nach einem Einbruch sicher wahrgenommen werden kann.
[0004] Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß durch einen Melder mit den im Anspruch 1 angegebenen
Merkmalen gelöst.
[0005] Diese Lösung hat insbesondere den Vorteil, dass bei einer mit solchen Meldern ausgestatteten
Gefahrenmeldeanlage die im sogenannten Objektbereich häufig zusätzlich montierten
bzw. zu montierenden Alarmleuchten oder optischen Fluchtwegkennzeichnungen entfallen
können. Die Einsparung an Material und Installationszeit ist beträchtlich. Zudem können
bestehende Gefahrenmeldeanlagen nachträglich auf Melder nach der Erfindung umgerüstet
werden ohne dass die Grundinstallation, also insbesondere die Verkabelung der Melder
und/oder die zentrale Stromversorgung, geändert oder erneuert werden muss.
[0006] Die Erfindung ermöglich es, die Melder mit LEDs hoher Lichtabstrahlleistung auszurüsten,
die bisher wegen ihres hohen Strombedarfes von bis zu 1 A und mehr im konventionellen
Blinkmodus mangels hierfür ausreichender elektrischer Speiseleistung der Melder nicht
verwendbar waren, zumal in konventionellen LED-Blinkschaltungen der überwiegende Teil
der Speiseleistung wegen der im Vergleich zu der Speisespannung niedrigen Durchlassspannung
der LED in einem Vorwiderstand in Wärme umgewandelt wird. Im Vergleich zu einer konventionellen
Blinkschaltung für eine LED gleicher Lichtabstrahlleistung benötigt die vorgeschlagene
Schaltung nur etwa 10 bis 20 % an elektrischer Speiseleistung.
[0007] Das Steuersignal kann als zusammengesetztes Steuersignal von der meldereigenen Signalverarbeitungsschaltung
erzeugt werden. Die Pulsdauer der kurzen Pulse ist so gewählt, dass der Halbleiterschalter
in den Sperrzustand schaltet, sobald der Strom durch die die Stromanstiegsgeschwindigkeit
beim durchlässig schalten des Halbleiterschalters begrenzende Induktivität und die
LED einen durch die Kenndaten letzterer festgelegten, zulässigen Höchstwert erreicht
hat. Anschließend sorgt die Freilaufdiode dafür, dass der Strom durch die LED weiterfließt,
bis die in der Induktivität gespeicherte Energie verbraucht ist. Auf diese Weise wird
während der "EIN"-Zeit eine rasche Folge von Lichtblitzen erzeugt, die das menschliche
Auge jedoch aufgrund seiner Trägheit als einen einzigen Lichtblink wahrnimmt, auf
den die "AUS"-Zeit des langsamen Blinktaktes folgt. Die Summe aus "EIN"-Zeit und "AUS"-Zeit
ist also gleich der Periodendauer der Blinkfrequenz, die in der Regel zwischen 0,5
Hz und 3 Hz liegt.
[0008] Der Blinktakt kann wie üblich eine Frequenz im Bereich von 1 Hz und eine "EIN"-Zeit
im Bereich von 30 ms haben (Anspruch 2).
[0009] Innerhalb der Folge kurzer Pulse kann die Pulsdauer zwischen 5 µs und 50 µs und das
Puls/Pausen-Verhältnis zwischen ca. 1:4 und ca. 1:10 liegen (Anspruch 3). Die Pulse
können, abhängig vom Wert der Induktivität, entsprechend dem im Wesentlichen linearen
Anstieg und dem exponentiellen Abfall des Stroms durch die LED mit einer Pulsperiode
von z.B. 200 µs aufeinanderfolgen, wobei das Maximum der Lichtintensität nur etwa
20 µs dauert. Während der "EIN"-Zeit von z.B. 30 ms strahlt die LED also ca. 150 Einzelblitze
ab. Daran schließt sich bei einer Blinkfrequenz von 1 Hz eine Pause von 970 ms an.
[0010] Die angegebenen Zeiten sind beispielhaft zu verstehen. Es hat sich jedoch in Versuchen
gezeigt, dass eine Verlängerung der "EIN"-Zeit über etwa 30 bis 50 ms hinaus die subjektiv
empfundene Helligkeit des Blinksignals nicht mehr vergrößert, also lediglich zu einem
unnötigen Mehrverbrauch an elektrischer Leistung führt. Umgekehrt nimmt bei einer
deutlichen Unterschreitung des genannten Wertes von 30 ms der subjektive Helligkeitseindruck
des Blinks ab. Ebenso wurde festgestellt, dass eine Erhöhung der Zahl der Einzelblitze
innerhalb der "EIN"-Zeit die subjektiv wahrgenommene Helligkeit nicht mehr steigert,
während umgekehrt eine erhebliche Verringerung der Zahl der Einzelblitze als Intensitätsverminderung
wahrgenommen wird.
[0011] An den Verbindungspunkt zwischen dem Halbleiterschalter und der Induktivität kann
ein Schaltelement angeschlossen sein, das den Halbleiterschalter im Sperrzustand hält,
bis der Strom in dem die Induktivität, die LED und die Freilaufdiode umfassenden Stromkreis
abgeklungen ist (Anspruch 4). Auf diese Weise wird bei rasch aufeinanderfolgenden
Strompulsen durch die LED vermieden, dass die LED durch einen zu frühzeitig einsetzenden
neuen Strompuls, also eine zu kurze Pulspause, überlastet wird.
[0012] Hierzu kann das Steuersignal den Halbleiterschalter über einen Steuertransistor schalten,
und das Schaltelement, das den Halbleiterschalter während des Abklingens des Stromes
in dem die Induktivität, die LED und die Freilaufdiode umfassenden Stromkreis im Sperrzustand
hält, kann aus einer Diode bestehen, die als Klemmdiode zwischen die Basis des Steuertransistors
und den Verbindungspunkt zwischen dem Halbleiterschalter und der Induktivität geschaltet
ist (Anspruch 5). Insbesondere in einer selbstschwingenden Ausführungsform wird dadurch
die in der Induktivität gespeicherte Energie noch besser ausgenutzt.
[0013] Bei einer bevorzugten Ausführungsform sperrt eine Strommeßschaltung den Halbleiterschalter
während der "EIN"-Zeit periodisch im Takt der kurzen Pulse, sobald der Strom durch
die LED einen vorgegebenen Höchstwert erreicht hat und schaltet nach dem Abklingen
des Stroms den Halbleiterschalter wieder durchlässig (Anspruch 6). Die Strommeßschaltung
bestimmt also die Pulsdauer der kurzen Pulse, die den Halbleiterschalter in rascher
Folge durchlässig schalten und wieder sperren, wodurch die kurzen Lichtblitze der
LED erzeugt werden. Diese Ausführungsform hat den großen Vorteil, dass der Energieinhalt
pro Einzelblitz im Wesentlichen unabhängig von der Speisespannung ist, also insbesondere
auch bei sinkender Speisespannung etwa konstant bleibt, weil der Halbleiterschalter
nicht nach einer fest vorgegebenen Pulsdauer sondern bei Erreichen eines vorgegebenen
Stromwertes, also bei hoher Speisespannung früher, bei niedriger Speisespannung später,
in den Sperrzustand geschaltet wird. Insbesondere wenn zahlreiche derartige Melder
parallel an eine gemeinsame Leitung angeschlossen sind und eine Meldelinie bilden,
ist diese Unabhängigkeit von der Speisespannung ein wesentlicher Vorteil, denn während
die Speisespannung am Anfang der Meldelinie z.B. 42 V betragen kann, kann sie am Ende
der Linie, d.h. am letzten Melder, auf z.B. 8 V abfallen, abhängig von den Betriebszuständen
der davorliegenden Melder.
[0014] Die Strommessschaltung kann sehr einfach durch einen Strommesswiderstand in Serie
zu der LED und einen Vergleicher realisiert werden, an dessen erstem Eingang eine
Referenzspannung und an dessen zweitem Eingang die an dem Strommesswiderstand abgegriffene,
stromproportionale Spannung anliegt und dessen Ausgangssignal die Folge kurzer Pulse
liefert, die den Halbleiterschalter schalten (Anspruch 7).
[0015] In einer Weiterbildung dieser Ausführungsform braucht die Signalverarbeitungsschaltung
nur den Blinktakt zu liefern, der als Betriebsspannung des Vergleichers verwendet
wird (Anspruch 8), so dass letzterer lediglich während der "EIN"-Zeit arbeitet.
[0016] Der Ausgang des Vergleichers kann über einen Mitkopplungswiderstand mit dessen ersten
Eingang verbunden sein, um eine Schalthysterese zu erzeugen (Anspruch 9), so dass
der Vergleicher den Halbleiterschalter erst dann wieder durchlässig schaltet, wenn
der Strom durch die LED weitgehend abgeklungen ist. Die Schaltung arbeitet somit bezüglich
der Folge kurzer Pulse selbstschwingend.
[0017] Stattdessen kann, wie oben erwähnt, die ohnehin vorhandene Signalverarbeitungsschaltung,
die in der Regel einen anwendungsspezifisch programmierbaren Mikroprozessor enthält,
auch ein zusammengesetztes Steuersignal aus einer Folge kurzer Pulse während der "EIN"-Zeit
eines langsamen Blinktaktes liefern. In dieser Ausführungsform erübrigt sich die Strommessschaltung.
Sofern der Vorteil der zuvor genannten Ausführungsform, bei der die subjektive Helligkeit
des Blinks unabhängig von der Speisespannung ist, erhalten bleiben soll, muss die
Signalverarbeitungsschaltung so ausgelegt sein, dass sie die Pulsdauer der kurzen
Pulse in Abhängigkeit von der Speisespannung variiert.
[0018] Zur Verbesserung des Wirkungsgrades kann der Halbleiterschalter aus mindestens zwei
parallel geschalteten und parallel angesteuerten bipolaren Schalttransistoren bestehen
(Anspruch 10), denn zwei Schalttransistoren benötigen wegen ihrer bei kleineren Strömen
höheren Stromverstärkung gemeinsam weniger Steuerleistung und haben eine niedrigere
Sättigungsspannung als ein einziger bipolarer Transistor, der die gleiche Leistung
schaltet.
[0019] Als Freilaufdiode eignet sich wegen ihrer niedrigen Durchlassspannung insbesondere
eine Schottkydiode (Anspruch 11).
[0020] Zur Vermeidung von Rückwirkungen der kurzen, hohen Strompulse auf die Speise- oder
Linienspannung und von Belastungen der Speiseleitungen, d.h. der Meldelinie, durch
starke r Stromspitzen ist zweckmäßig dem Halbleiterschalter ein Speicherkondensator
vorgeschaltet ist, der über einen Serienwiderstand mit dem Speisespannungsanschluss
verbunden ist. (Anspruch 12).
[0021] Der langsame Blinktakt und, bei einem zusammengesetzten Steuersignal, auch die Folge
kurzer Pulse entsprechend einer Serie von Einzelblitzen können mit geringem Aufwand
aus dem internen Arbeitstakt des üblichen Mikroprozessors der Signalverarbeitungsschaltung
abgeleitet werden.
[0022] Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigt:
- Fig. 1
- eine Prinzipschaltbild
- Fig. 2
- ein Spannungs-/Zeitdiagramm des Steuersignals in Fig. 1 und
- Fig. 3
- ein Schaltbild einer beispielhaften Ausführungsform.
[0023] Die Schaltung gemäß Fig. 1 ist zum Einbau in einen Gefahrenmelder beliebiger, bekannter
und deshalb nicht dargestellter Art bestimmt, der in seinem Gehäuse eine Sensorsignalverarbeitungs-
und Kommunikationsschaltung enthält, die einen Mikroprozessor umfasst. An den Anschlüssen
1 und 2 der Schaltung liegt die Speisegleichspannung oder Linienspannung des Melders.
Diese kann zwischen 42 V und 8 V schwanken. In Serie mit einem Schalttransistor Q1
liegen eine Induktivität L1 und eine leuchtstarke, z.B. rot leuchtende LED D1, die
in geeigneter Orientierung ihrer Hauptstrahlachse in den Melder oder ggf. in dessen
Sockel eingebaut ist. Parallel zu der Serienschaltung aus L1 und D1 liegt eine Freilaufdiode
D4. An einem Anschluss 3 der Schaltung liegt ein Steuersignal an, dessen zeitabhängiger
Verlauf genauer in Fig. 2, oberes Diagramm dargestellt ist. Das Steuersignal wird
über einen Spannungsteiler R21, R22 der Basis eines Steuertransistors Q3 zugeführt.
Die Basis von Q3 ist über eine Klemmdiode D2 mit dem Kollektor von Q1 verbunden. Im
Emitterzweig von Q3 liegt ein Strombegrenzungswiderstand R23. Der Kollektor von Q3
ist mit der Basis von Q1 verbunden. Ein Widerstand R24 zwischen der Basis und dem
Emitter von Q1 hält diesen im stromlosen Zustand von Q3 gesperrt. Zwischen den Anschlüssen
1 und 2 kann ein Siebglied aus einem niederohmigen Serienwiderstand und einem Speicherkondensator,
analog R1, C1 in Fig. 3, liegen.
[0024] Gemäß dem oberen Diagramm in Fig. 2 besteht das Steuersignal am Anschluss 3 in Fig.
1 aus einer raschen Folge von Rechteckpulsen innerhalb eines langsamen Grundtaktes
T1 entsprechend dem gewünschten Blinktakt der Warnleuchte von z.B. 1 Hz. Jeder Grundtakt
umfasst eine (kurze) "EIN"-Zeit T2 von z.B. 30 ms und eine (lange) "AUS"-Zeit T3 von
dementsprechend 970 ms. Die rasche Folge von Rechteckpulsen innerhalb der "EIN"-Zeit
T2 hat eine Periodendauer t1 von etwa 200
µs, eine Pulsdauer von t2 von beispielsweise 20 µs und dementsprechend eine Pulspause
t3 von 180
µs. Ein Steuersignal mit diesem dargestellten Verlauf kann mit einer der üblichen und
dem Fachmann bekannten Taktgeneratorschaltungen erzeugt werden, die daher nicht beschrieben
werden. Insbesondere wenn die Melderspeisespannung keinen sehr großen Schwankungen
unterliegt, kann das Steuersignal mit dem dargestellten Verlauf durch entsprechende
Beschaltung und Programmierung des meldereigenen Microprozessors erzeugt werden.
[0025] Mit der ansteigenden Flanke jedes Pulses des Steuersignales schaltet Q1 durchlässig,
so dass die Speisespannung (abzüglich der Sättigungsspannung von Q1) an L1, D1 anliegt.
Durch L1 und D1 fließt ein Strom I, der bis zu der fallenden Flanke des Pulses etwa
linear ansteigt. Die Pulsdauer t2 ist deshalb in Abhängigkeit von den Kennwerten von
L1 und D1 so bemessen, dass die fallende Flanke des Pulses den Schalttransistor Q1
in den Sperrzustand schaltet, wenn der Strom durch D1 den zulässigen Maximalwert erreicht
hat. Infolge der Freilaufdiode D4 klingt der Strom in dem aus L1, D1 und D4 bestehenden
Stromkreis exponentiell ab. Die Pulspause t3 ist so bemessen, dass der Strom etwa
auf Null abgeklungen ist, bevor die ansteigende Flanke des nächsten Pulses den Schalttransistor
Q1 wieder durchlässig schaltet. Dies zeigt das untere Diagramm in Fig. 2. Sollte der
Strom am Ende von t3 nicht hinreichend abgeklungen sein, so hält die Klemmdiode D2
die Basis des Steuertransistors Q3 auf einem negativen Potential nahe demjenigen des
Anschlusses 2, so dass der Steuertransistor Q3 nicht bereits mit der ansteigenden
Flanke des nächsten Pulses sondern erst nach dem Abklingen des Stromes in dem Kreis
L1, D1, D4 durchlässig schalten kann.
[0026] Die LED D1 strahlt während jeder "EIN"-Zeit T2 von z.B. 20 bis 40 ms des langsamen
Blinktaktes etwa 100 bis 200 Einzelblitze ab. Die Summe dieser Einzelblitze wirkt
für das menschliche Auge jedoch wie ein einziger Blink. Bei Verwendung einer LED mit
einem zulässigen Spitzenstrom von etwa 450 mA und einer Induktivität von 1 mH bei
einem möglichst niedrigen Ohm
'schen Widerstand von z.B. 1 Ω (womit die genannten Werte der schnellen Pulsfolge kompatibel
sind), hat dieses (scheinbare) Blinksignal für das menschliche Auge subjektiv die
gleiche Intensität und damit die gleiche Warnfunktion wie ein ununterbrochenes Blinksignal
mit dem langsamen Blinktakt.
[0027] Der hohe Wirkungsgrad und dementsprechend der geringe Leistungsverbrauch dieser Schaltung
beruht des Weiteren darauf, dass die Verlustleistung der Schaltung wegen der niedrigen
Durchlasswiderstände von Q1, D1 und D4 sowie des geringen Ohm'schen Widerstandes von
L1 sehr klein und der Verbrauch an Steuerleistung gering ist, im Gegensatz zu Schaltungen,
bei denen die LED über einen Vorwiderstand betrieben wird, der den größten Teil der
elektrischen Speiseleistung in Verlustwärme umwandelt.
[0028] Fig. 3 zeigt das vollständige Schaltbild einer verbesserten Ausführungsform der Schaltung.
Über den Anschluss 1 und ein Siebglied, bestehend aus einem niederohmigen Widerstand
R1 und einem Speicherkondensator C1, liegt die Linienspannung an den Emittern von
zwei parallelgeschalteten Schalttransistoren T1, T2 mit gemeinsamem Emitter/Basis-Widerstand
R2 an. Der Anschluss 3 ist mit einem Port eines Microprozessors verbunden, der ein
Taktsignal mit dem langsamen Blinktakt von ca. 1 Hz und einer "EIN"-Zeit von ca. 30
ms einem Operationsverstärker OP1 als dessen Betriebsspannung von z.B. 3,3 V zuführt.
Dessen erster, nichtinvertierender Eingang ist mit dem Abgriff eines Spannungsteilers
R3, R4 zwischen der Betriebsspannung des OP1 und dem Bezugspotential und über einen
Mitkopplungswiderstand R5 mit dem Ausgang von OP1 verbunden. Das Ausgangssignal von
OP1 wird über R6 der Basis eines Transistors T3 zugeführt, der die Rolle des Steuertransistors
Q3 in Fig. 1 spielt. In seinem Emitterzweig liegt dementsprechend ein Strombegrenzungswiderstand
R7, während sein Kollektor mit den Basen der zwei parallelgeschalteten Schalttransistoren
T1 und T2 verbunden ist, die die Rolle des Schalttransistors Q1 in Fig. 1 spielen.
In deren gemeinsamen Kollektorzweig liegt dementsprechend die Serienschaltung der
Drossel L1 und der LED D1, deren Kathode jedoch abweichend von Fig. 1 nicht unmittelbar
sondern über einen sehr niederohmigen Strommesswiderstand R8 mit dem Bezugspotential
und mit dem zweiten, invertierenden Eingang des OP1 verbunden ist. Parallel zu der
Serienschaltung aus L1, D1 und R8 liegt die Freilaufdiode D4, hier in Form einer Schottky-Diode
mit einer entsprechend niedrigen Durchlassspannung von etwa 0,4 V. Zwischen der Basis
von T3 und den Kollektoren von T1, T2 liegt analog Fig. 1 die Klemmdiode D2.
[0029] Wenn am Anschluss 3 das langsame Taktsignal anliegt, das in der "EIN"-Zeit die Betriebsspannung
für OP1 liefert, liegt dessen invertierender Eingang auf dem Bezugspotential von Null
Volt des Anschlusses 2, und der nichtinvertierende Eingang über R3 auf einer positiven
Spannung, so dass der Ausgang von OP1 ein nahe der Betriebs- oder Taktspannung liegendes
Signal liefert, das T3 über R6 durchlässig schaltet, wodurch wiederum T1 und T2 durchlässig
schalten. Entsprechend dem Spannungsteilerverhältnis von R4 zu (R5 näherungsweise
parallel R3) stellt sich an dem nichtinvertierenden Eingang von OP1 eine Referenzspannung
von ca. 100 mV ein. Gleichzeitig beginnt der Strom in der Serienschaltung L1, D1,
R8 linear zu steigen, bis der Spannungsabfall über R8 einen positiven Wert erreicht,
der gleich oder etwas größer als die Referenzspannung an dem nichtinvertierenden Eingang
von OP1 ist. Infolgedessen kippt das Ausgangssignal von OP1 auf Null Volt, wodurch
T3 und damit auch T1 und T2 sperren. Gleichzeitig ändert sich die Referenzspannung
am nichtinvertierenden Eingang von OP1 auf den viel kleineren Wert entsprechend dem
nunmehrigen Teilverhältnis von R3 zu (R5 parallel R4), d.h. auf ca. 10 mV. Infolge
dieser Hysterese erzeugt OP1 den nächsten Puls erst dann wenn der Strom durch R8 soweit
abgeklungen ist, dass die Spannung am invertierenden Eingang von OP1 kleiner als dieser
niedrige Referenzwert am nichtinvertierenden Eingang geworden ist. Die Diode D2 sperrt
T3 jedoch noch solange bis auch D4 sperrt, d.h. bis die in L1 gespeicherte Energie
(fast) vollständig verbraucht ist.
[0030] Die Schaltung benötigt deshalb zur Erzeugung des schnellen Taktes mit der kurzen
Periodendauer t1 keinen eigenen Taktgenerator, sondern ist selbstschwingend.
[0031] Mit den gewählten Werten, nämlich einer Linienspannung von 42 V, einer Induktivität
von L1 von 1 mH bei einem Widerstand von 1,12 Ω und 0,22 Ω für R8 erreicht der Strom
durch L1, D1, R8 nach t2 gleich etwa 17 µs seinen durch R8 und die Referenzspannung
am nichtinvertierenden Eingang von OP1 festgelegten Maximalwert von 450 mA, bei dem
T1 und T2 in den Sperrzustand geschaltet werden.
1. Gefahrenmelder, insbesondere Brand- oder Einbruchmelder, der seine Versorgungsspannung
über eine mindestens zweiadrige Leitung von einer Zentrale oder aus einer eingebauten
Batterie bezieht und mindestens einen für eine physikalische Größe empfindlichen Sensor
und eine Signalverarbeitungsschaltung umfasst, die u.a. im Alarmzustand des Melders
ein entsprechendes Datentelegramm an die Zentrale sendet, dadurch gekennzeichnet, dass der Melder eine Serienschaltung aus einem Halbleiterschalter (Q1), einer Induktivität
(L1) und einer leuchtstarken LED (D1) umfasst, dass parallel zu der Induktivität (L1)
und der LED (D1) eine Freilaufdiode (D4) liegt, dass an den Anschlüssen der Serienschaltung
die Versorgungsspannung des Melders anliegt, und dass die Signalverarbeitungsschaltung
im Alarmzustand des Melders ein Steuersignal erzeugt, das den Halbleiterschalter während
einer einem langsamen Blinktakt entsprechenden "EIN"-Zeit in einer Folge kurzer Pulse
durchlässig schaltet und sperrt.
2. Gefahrenmelder nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Blinktakt eine Frequenz im Bereich von 0,5 bis 3 Hz und eine "EIN"-Zeit im Bereich
von 30 ms hat.
3. Gefahrenmelder nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass innerhalb der Folge kurzer Pulse die Pulsdauer zwischen 5 µs und 50 µs und das Puls/Pausen-Verhältnis
zwischen ca. 1:4 und ca. 1:10 liegen.
4. Gefahrenmelder nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass an den Verbindungspunkt zwischen dem Halbleiterschalter (Q1; T1, T2) und der Induktivität
(L1) ein Schaltelement (D2) angeschlossen ist, das den Halbleiterschalter (Q1; T1,
T2) im Sperrzustand hält, bis der Strom in dem die Induktivität (L1), die LED (D1)
und die Freilaufdiode (D4) umfassenden Stromkreis abgeklungen ist.
5. Gefahrenmelder nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuersignal den Halbleiterschalter (Q1; T1, T2) über einen Steuertransistor
(Q3; T3) schaltet und dass das Schaltelement, das den Halbleiterschalter während des
Abklingen des Stromes in dem die Induktivität, die LED und die Freilaufdiode umfassenden
Stromkreis im Sperrzustand hält, aus einer Diode (D2) besteht, die als Klemmdiode
zwischen die Basis des Steuertransistors (Q3; T3) und den Verbindungspunkt zwischen
dem Halbleiterschalter (Q1; T1, T2) und der Induktivität (L1) geschaltet ist.
6. Gefahrenmelder nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass eine Strommeßschaltung (OP1, R8) den durchlässig geschalteten Halbleiterschalter
(T1, T2) jeweils sperrt, sobald der Strom durch die LED (D1) einen vorgegebenen Höchstwert
erreicht hat.
7. Gefahrenmelder nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Strommeßschaltung einen Messwiderstand (R8) in Serie zu der LED (D1) und einen
Vergleicher (OP1) umfasst, dass an dem ersten Eingang des Vergleichers eine Referenzspannung
und an dem zweiten Eingang die an dem Messwiderstand (R8) abgegriffene, stromproportionale
Spannung anliegt, und dass das Ausgangssignal des Vergleichers die Folge kurzer Pulse
liefert, die den Halbleiterschalter (T1, T2) schalten.
8. Gefahrenmelder nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungsschaltung als Steuersignal nur den Blinktakt liefert und dieser
an dem Betriebsspannungsanschluss des Vergleichers (OP1) anliegt.
9. Gefahrenmelder nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Vergleichers (OP1) über einen Mitkopplungswiderstand (R5) mit dessen
ersten Eingang verbunden ist.
10. Gefahrenmelder nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Halbleiterschalter aus mindestens zwei parallel geschalteten und parallel angesteuerten
Schalttransistoren (T1, T2) besteht.
11. Gefahrenmelder nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Freilaufdiode eine Schottky-Diode (D4) ist.
12. Gefahrenmelder nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass dem Halbleiterschalter ein Speicherkondensator (C1) vorgeschaltet ist, der über einen
Serienwiderstand (R1) mit dem Speisespannungsanschluss (1) verbunden ist.