RESONANZKONVERTER UND VERFAHREN ZUM TREIBEN VON VERÄNDERLICHEN LASTEN

Beschreibung

[0001] Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzteil zum Treiben von veränderlichen ohmisch-kapazitiven oder ohmisch-induktiven Lasten, das einen Resonanzkreis, einen elektromechanischen Energiewandler, einen Schalter sowie eine Steuereinrichtung aufweist.

[0002] Schaltnetzteile mit oder ohne Resonanzkreis kommen meist nicht ohne induktive elektromagnetische Bauelemente aus. Zur Erzielung eines verlustarmen Schaltbetriebs können solche Schaltungen nur bis zu einer bestimmten Maximalfrequenz und nur mit resonanten induktiven Elementen oder breitbandigen Transformatoren oder Induktivitäten betrieben werden. Derartige Komponenten sind volumenintensiv und verursachen einen signifikanten Kostenanteil am gesamten Gerät.

[0003] Beispielsweise ist eine selbst- oder fremderregte Halbbrückenschaltung anzuführen, die mit Bipolartransistoren, Reversdioden, einem Serienresonanzkreis sowie induktiver Basisrückkopplung arbeitet. Eine beispielhafte Ausführungsform einer derartigen Halbbrückenschaltung ist in folgender Schrift (1) offenbart: S. Lowbridge, M. Maytum, K. Rutgers, "Electronic Ballasts for Fluorescent Lamps Using BUL 770/791 Transistors" (Texas Instruments, 1992). Dabei ist der Lastkreis vorwiegend induktiv ausgeprägt, wodurch ein verlustarmes Schalten in verschiedenen Lastfällen möglich wird. Diese Schaltung kann man auch als einen Verstärker der Klasse D einordnen. Sie hätte selbst unter Verwendung von minoritätsladungsfreien MOS-Transistoren (MOS; MOS = Metal-Oxid Semiconductor) den Nachteil kapazitiver Ausräumverluste, da die Schalter unter Spannung eingeschaltet werden müssen, falls nicht eine ausgangsseitige Resonanzdrossel die Spannung bei einem Einschalten etwa auf Null über einem jeweiligen Schalter ansteigen läßt. Somit wird das Nullspannungsschalten (ZVS; ZVS = Zero Voltage Switching), das sich dadurch auszeichnet, dass beim Schalten eine Spannung über einem Leistungshalbleiter vor und während eines Schaltvorgangs zu Null gemacht wird, durch eine ausreichend große (Resonanz-) Induktivität am Lastkreis erreicht.

[0004] Weiterhin gibt es HF-Verstärker (HF; HF = Hochfrequenz) der Klasse E mit nur einem Schalter und einem hohen Wirkungsgrad. Ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Schaltung ist in der folgenden Schrift (2) veröffentlicht: N. O. Sokal, A. D. Sokal, "Class E - A New Class of High Efficiency Tuned Single-Ended Switching Power Amplifiers", (IEEE, Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-10, Nr. 3, Juni 1975). Derartige Verstärker werden vorwiegend als Sendeverstärker benutzt und dabei mit einem extern erzeugten Takt bei einer optimalen Einschaltzeit betrieben. Die Einschaltzeit beträgt meistens etwa eine halbe Periodendauer (D = 0,5 entspricht Optimum). D bezeichnet dabei die relative (d.h. auf eine Periodendauer bezogene) Einschaltzeit. Diese Schaltung benötigt ebenfalls eine Resonanzinduktivität im Lastkreis, erreicht jedoch das Nullspannungsverhalten (ZVS) parallel zu einer ausreichend großen Kapazität. Während bei einer Halbbrückenschaltung die parallele Kapazität zum Schalter möglichst klein gewählt wird, um das Nullspannungsverhalten (ZVS) problemlos durch eine Resonanzinduktivität zu erreichen, wird bei der genannten Schaltung der Klasse E diese Parallelkapazität so groß wie möglich gemacht, um die maximale Spannung über dem Schalter während des Ausschaltens so klein wie möglich zu halten. Wird die Kapazität jedoch zu groß gewählt, so kann die Spannung nicht mehr auf Null zurückkehren, und es treten unzulässige Einschaltverluste auf.

[0005] Bei einem Einsatz von hochfrequenten piezoelektrischen Transformatoren (Piezotransformatoren) oder anderen Energieumformern mit einer elektromechanischen Energiewandlung lassen sich beliebige Transformationsverhältnisse realisieren, jedoch bieten diese Bauelemente meistens kein vorwiegend induktives Eingangsverhalten. Solche elektromechanischen Wandler sind meist auch sehr schmalbandig und können bezüglich ihres Frequenzverhaltens nur sinusförmige Schwingungen übertragen. Eine hart schaltende Konvertertopologie ist deshalb für deren Betrieb weniger geeignet. Somit muß der Resonanzbetrieb, günstigerweise auch in einer Resonanzkonvertertopologie, gewählt werden. Da durch ein piezokeramisches Material im wesentlichen ein kapazitives Eingangs- und Ausgangsverhalten vorgegeben ist, kann ein solcher Wandler die konventionellen Induktivitäten oder Transformatoren nur dann ersetzen, wenn im Fall eines gewünschten induktiven Lastkreisverhaltens für zusätzliche induktive Formung des Lastkreises Sorge getragen wird. Bei einer Halbbrückenschaltung ist ein solches induktives Lastkreisverhalten gefordert, um die Schaltverluste klein zu halten. Als einfachste Maßnahme läßt sich eine zusätzliche, wenn auch kleine konventionelle Induktivität in den Lastkreis einfügen. Wenn die Einschaltverluste aufgrund entsprechend niedriger Eingangsspannungspegel (z. B. Kleinspannungen bis 24 V) klein genug sind, kann auch ein kapazitives Verhalten des elektromagnetischen Wandlers in der Halbbrücke akzeptabel sein.

[0006] Schließlich kann auch das Schalten in einem Resonanzfall unter Verwendung eines piezoelektrischen Transformators so gestaltet werden, daß die Schaltverluste minimiert werden, wenn eine Umladezeit der relativ großen Eingangskapazitäten des piezoelektrischen Transformators durch ein exaktes Einhalten von erforderlichen Ansteuerzeiten durch ein zeitweises Ausschalten beider Schalter (Totzeiten) überbrückt wird. Hierzu ist jedoch eine genau einstellbare High-Side- und Low-Side-Treiberschaltung erforderlich, die ferner meist einen integrierten Schaltkreis aufweist. Ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Schaltung ist in der folgenden Schrift (3) veröffentlicht: R. L. Lin, F. C. Lee, E. M. Baker, D. Y. Chen, "Inductor-less Piezoelectric Transformer Electronic Ballast for Linear Fluorescent Lamps", APEC2001, Anaheim, CA, USA, Proceedings, Vol. 2, Seiten 664 - 669.

[0007] Bei einer Resonanzschaltung der Klasse E ist das vorwiegend kapazitive Eingangsverhalten eines Piezotransformators nutzbringend, indem die Größe der Eingangskapazität auf einen elektrisch erforderlichen Wert angepaßt werden kann und somit nicht störend wirkt, wie es bei einer Halbbrücke oder einer anderen zielgemäß induktiv wirkenden Lastkreisschaltung der Fall ist. Derartige Schaltungen der Klasse E mit einem piezoelektrischen Transformator sind bereits aus der folgenden Schrift (4) bekannt: T.Abe, Sh. Jomura, T. Tamakai, "Discharge tube driving device and piezoelectric transformer therefore", EP 0 665 600 B1, European Patent vom 21.07.1999.

[0008] Solche Schaltungen werden in Schrift (4) jedoch nicht für den technisch in Netzspannungsanwendungen gegebenen Fall einer großen Eingangsspannung und einer kleinen Ausgangsspannung eingesetzt, sondern zur Hochtransformation von einer kleineren Spannung auf eine größere verwendet. Diese Beschränkung auf kleine Eingangsspannungen war bisher vorwiegend durch die fehlende Verfügbarkeit dynamisch schneller, hochsperrender Leistungsschalter bestimmt, welche nun inzwischen kostengünstig hergestellt werden können, z. B. Fieldstop-IGBT (IGBT; IGBT = Integrated Gate Bipolar Transistor) bis 1700 V oder Cool-MOS-Transistoren bis 800 V.

[0009] Bei Kleinspannungsanwendungen wird eine Klasse-E-Schaltung nach Schrift (4) und nach Schrift (2) meist im optimalen Betrieb mit der relativen Einschaltzeit von D = 0,5 eingesetzt. Meistens benötigt eine solche Schaltung im Falle der Hochtransformation eine zusätzliche eingangsseitige Parallelkapazität, falls die Eingangskapazität des piezoelektrischen Transformators nicht ausreichend groß ist. Dies ist in einem Abtransformationsfall nicht gegeben, wo die Eingangskapazität mancher Ausführungsformen von piezoelektrischen Transformatoren zu groß sein kann.

[0010] Außerdem gibt es Eintransistorschaltungen mit einem Piezotransformator, die eine Resonanzinduktivität erfordern, die nicht, oder nicht ausschließlich, glättend wirkt und somit für eine hohe Frequenz von ca. 50 bis 200 kHz durch eine geeignete Wahl von einem Magnetmaterial und einem Litzendraht geeignet sein muß. Ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Anordnung ist in der Schrift (5), US-6,052,300, offenbart. Außerdem verhindert eine eingangsseitige Glättungsdrossel gegenüber einer nicht eingangsseitig wirkenden Glättungs- oder Resonanzinduktivität ein direktes Einwirken von hochfrequenten Stromschwingungen auf einen Eingang oder auf einen Glättungskondensator, so daß eine eingangsseitige Glättungsdrossel (im folgenden Drosselinduktivität genannt) anderen Anordnungen einer Induktivität vorzuziehen ist.

[0011] Bezüglich der Steuerung von Schaltungen mit einem piezoelektrischen Wandler ist die Phasenregelung (PLL; PLL= Phase Lock Loop) ein typischer Weg der Frequenzabstimmung. In der Schrift (7), US-5,866,968, wird eine Möglichkeit beschrieben, die Phasenverschiebung zwischen Ausgangsspannung und dem Treibersignal einer Schaltung nach (4) so einzustellen, daß eine PLL-Schaltung mit einem einfachen Oszillator/Treiber-IC realisierbar ist. Diese Regel-Schaltung für die Klasse E ist insbesondere für Piezotransformatoren mit Hochtransformationseigenschaften gut geeignet, da das Spannungsmaximum an dem Ausgang des Transformators einen markanten Punkt gleichzeitig für die Nennleistung darstellt. Wegen der geringen Strombelastung bei Hochtransformation wird die Frequenzcharakteristik der Ausgangsspannung nahezu einem Leerlauffall entsprechen, so daß sich das Transformationsverhältnis zwischen Leerlauf und Nennlast wenig ändert. In (8) ist also im wesentlichen eine Phasenregelung über die Spannungsverläufe zwischen Eingang und Ausgang gegeben, so daß sich immer eine maximale Ausgangsspannung einstellt, wenn die richtige Phasenlage (in diesem Fall ca. 90° oder etwas weniger) eingestellt wird. Dieses gilt auch für andere Topologien mit starker Hochtransformation der Spannung, zum Beispiel für die Halbbrückenschaltung. Für den Fall der Abtransformation ist ein Abflachen der Übertragungscharakteristik der Ausgangsspannung zu beobachten, da die sekundärseitige Strombelastung das Spannungsübertragungsverhältnis deutlich beeinflußt. In diesem Fall stellen sich bei einer ungenauen Fixierung des Nennpunktes in Anwendungen zum Beispiel für Niederdruckgasentladungslampen oder Stromversorgungen sehr unterschiedliche Ausgangsleistungen ein, wenn ein Abgleich auf die Phase zwischen den Spannungen erfolgen würde. Gasentladungslampen haben eine negative differentielle Widerstandskennlinie, und sind durch den Lampenstrom bezüglich ihrer Nennleistung ausreichend festgelegt. Wenn man die Phasenverschiebung zwischen dem Maximum des Ausgangsstroms und einer Eingangsgröße als Grundlage für eine Regelung verwendet, so wird durch die Exemplarstreungen von Lampe (Nennspannung) und Piezotransformator unabhängig von der Topologie kaum die erwünschte Nennleistung einstellbar sein. Somit muß die Regelung auf einen bestimmten Nennwert des Ausgangsstromes erfolgen, welcher nicht notwendigerweise der maximal übertragbare Strom ist. Eine grundsätzliche Lösung zur Einstellung einer PLL-Regelung nach diesem Prinzip mit ebendiesem Nachteil ist nach (3) bekannt geworden. Für die Einstellung des Lampenstroms in (3) muß demzufolge eine sehr genaue Regelschaltung eingesetzt werden, welche entweder für jedes Gerät einen besonderen Nennwertabgleich erforderlich macht, um den Nennpunkt zu erreichen. Oder der Wert des Ausgangsstroms wird mit großem Verarbeitungsaufwand genau genug abgetastet. Eine Phasenregelung durch Abtastung der Nulldurchgänge von Ausgangsspannung und Ausgangsstrom bei einer Halbbrückenschaltung ist wiederum ungenau wegen der Streuung von Umladezeiten am Eingang des Piezotransformators, so daß dort eine Auswertung der Amplitude des Ausgangsstroms erforderlich ist, um die Nennleistung einzustellen.

[0012] Aus "A Very Simple DC/DC Converter Using Piezoelectric Transformer", M.J. Prieto u.a., IEEE, 2001, Seiten 1755 bis 1760 sind Stromversorgungen mit Piezo-Trafo in einer Halbbrücken-Topologie bekannt.

[0013] Aus der EP 0782374 A1 ist ein Invertierungsschaltkreis zum Zünden einer Leuchtröhre mit einer kalten Kathode durch Verwendung eines Piezo-elektrischen Transformators bekannt. Der Invertierungsschaltkreis beinhaltet einen Piezoelektrischen Transformator zum Liefern eines Spannungssignals zu der Leuchtröhre, einen Treiber zum Treiben des Piezo-elektrischen Transformators und einen Spannungsgesteuerten Oszillator zum Erzeugen eines Oszillationspulsspannungssignals mit einer Oszillationsfrequenz, die durch eine Steuerspannung gesteuert wird. Zum Erzeugen der Steuerspannung wird ein Steuerschaltkreis eingesetzt, der die Steuerspannung basierend auf einer detektierten Phasendifferenz zwischen einer Spannung am Ausgang des Treibers und einer Spannung an einem mit dem Ausgang des Piezo-elektrischen Transformators verbundenen Spannungsteiler erzeugt.

[0014] Ferner ist aus der US6188163B1 ein Invertierungsschaltkreis zum Zünden einer Leuchtröhre durch Verwendung eines piezo-elektrischen Transformators bekannt, wobei der piezo-elektrische Transformator ein Abtransformationsverhältnis im normalen Betrieb aufweist, und ein Auftransformationsverhältnis im Zündbetrieb aufweist.

[0015] Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Resonanzkonverter sowie ein Verfahren zum effizienten Treiben von veränderlichen Lasten zu schaffen.

[0016] Diese Aufgabe wird durch einen Resonanzkonverter zum Treiben von veränderlichen Lasten gemäß Anspruch 1 sowie ein Verfahren zum Treiben von veränderlichen Lasten gemäß Anspruch 16 gelöst.

[0017] Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß ein Piezotransformator zum Treiben von veränderlichen lasten in einem Nennlastbetrieb für den Abtransformationsfall eingesetzt werden kann, indem ein Schalter zum Schalten eines an den Piezotransformator anlegbaren Spannungssignals verwendet wird, dessen Schaltfrequenz auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Laststrom gesteuert wird.

[0018] Durch die vorgestellte Erfindung wird ein Schaltnetzteil oder Oszillator definiert, welches grundsätzlich wie ein Verstärker der Klasse E mit einem piezoelektrischen Transformator aufgebaut ist, jedoch in seiner Betriebsweise von einem Optimum, das durch D = 0,5 gegeben ist, nach unten hin abweicht, so daß der Schalterstrom während der Einschaltzeit nur ansteigend verläuft, wobei D typischerweise in einem Intervall von 0,25 bis 0,45 liegt, und ein Maximum einer Schalterspannung auf einen etwa dreifachen Wert der Eingangsspannung begrenzbar wird. D wird hierbei als relative Einschaltzeit nur des positiven Verlaufs des Schalterstroms betrachtet. Zusätzlich kann und sollte ein negativer Schalterstromverlauf durch z.B. eine antiparallele Diode zum Schalter in allen Betriebsfällen auftreten, wodurch das Nullspannungsschalten (ZVS) stets gewährleistet werden kann.

[0019] Diese Maßnahme zur sinnvollen Begrenzung der Schalterspannung in Netzspannungsanwendungen ist aus der Schrift (6), EP 0 681 759 B1, und ferner in der folgenden Schrift (8) bekannt: L. R. Nerone, "Novel Self-Oscillating Class E Ballast for Compact Fluorescent Lamps", IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 16, Nr. 2, März 2001, Seiten 175 - 183, beschrieben. Somit kann man eine gleichgerichtete Netzspannung von etwa 80 bis 150 Volt oder 170 bis 260 Volt an einen Eingang eines Klasse-E-Verstärkers legen, ohne daß ein jeweils erlaubtes Spannungsmaximum des Schalters überschritten wird (z. B. 600 V für 120 V Wechselspannung und 1200 V für 240 V Wechselspannung). Außerdem läßt sich ein piezoelektrischer Transformator eingangsseitig direkt parallel zu einem Schalter anschließen, welcher die Abtransformation zur Last übernimmt und durch sein kapazitives Eingangsverhalten eine erwünschte Rückkehr der Schalterspannung auf Null über einen definierten Last- oder Eingangsspannungsbereich garantiert.

[0020] Um in dieser Schaltung keine zusätzlichen reaktiven Lastkreiskomponenten zu benötigen, wird ein Spannungstransformationsverhältnis des piezoelektrischen Transformators gerade so gewählt, daß die Lastimpedanz angepaßt wird, und es wird eine Eingangskapazität des Piezotransformators so gewählt, daß sie den erforderlichen Blindleistungsanteil resonant speichern kann, so daß weder die Schalterspannung überschritten wird, noch die Spannungsrückkehr auf Null ausbleibt. Gegenüber der Schaltung nach Schrift (4) wird die dort gezeigte externe Kapazität parallel zu dem Schalter überflüssig, da die Eingangskapazität des piezoelektrischen Transformators für eine Netzspannungsanwendung ausreichend groß gewählt werden kann, während ihr Wert bei Kleinspannungsanwendungen von einem piezoelektrischen Transformator weniger gut erreicht wird und unter Umständen zu klein ist.

[0021] Außerdem benötigt die erfindungsgemäße Schaltung vergleichsweise zu Halbbrückenschaltungen für Netzspannungsanwendungen nur einen Low-Side-Treiber und weist damit einen vertretbaren Ansteueraufwand auf. Dadurch vereinfacht sich der Ansteueraufwand für die gesamte Schaltung und ist mit einem Ansteueraufwand eines hart schaltenden DC-DC-Konverters (Flyback- oder Boost-Anordnung) vergleichbar.

[0022] Außerdem kommt der Schalter nur kurzzeitig, und vergleichbar wie bei der Wirkung einer Stromquelle, in einen Reversbetrieb und arbeitet deshalb insbesondere bei einer Verwendung von MOS-Transistoren, aber auch bei einer Verwendung von IGBT mit Reversdiode selbst bei hohen Frequenzen bis über 100 kHz sehr verlustarm.

[0023] Die vorliegende Erfindung ermöglicht es, in gewissen Grenzen veränderliche Lasten verlustarm und mit einem einfachen Ansteueraufwand bei hohen Frequenzen zu treiben, wobei nur ein minimaler Schaltungsaufwand, einschließlich beispielsweise eines Schalters (MOSFET oder IGBT mit einer Reversdiode), einer Eingangsgleichstromdrossel (Drosselihduktivität) und eines elektromechanischen Energiewandlers (piezoelektrischer Transformator) anfällt. Dabei ist eine gleichgerichtete Netzspannung mit gewissen Schwankungen der Eingangsspannung ebenso verwendbar wie eine konstante Eingangsgleichspannung. Der Konverter (Resonanzkonverter) erzeugt wegen einer hohen Güte des elektromechanischen Transformators eine nahezu sinusförmige Ausgangsspannung, wodurch der Crestfaktor bei nachgeschalteten ohmschen Lasten, wie beispielsweise Gasentladungslampen, ausreichend klein gehalten werden kann. Dieses ist bei einer konventionellen Schaltung, wie sie beispielsweise in der Schrift (2) offenbart ist, nur bei einer großen Lastkreisgüte möglich, welche wiederum eine erhöhte Stromdichtebelastung einer entkoppelnden Kapazität, ebenso wie einer Schalterparallelkapazität zur Folge hätte. Die so verwendete Schaltung arbeitet insgesamt verlustarm und die maximal verwendbare Frequenz wird im wesentlichen nur durch die dynamischen Verluste des Schalters begrenzt. Ein Fieldstop-IGBT ist durch seine kurze Tailzeit und ein entlastetes Ausschalten für diese Anwendung sehr gut geeignet.

[0024] Somit werden in der Erfindung wenige kostengünstige Bauelemente so kombiniert, daß die technischen Erfordernisse der Abtransformation aus gleichgerichteter Netzspannung für typische Brennspannungen für Niederdruckgasentladungslampen erfüllt werden. Gleichzeitig erfüllt der elektromechanische Wandler (piezoelektrischer Transformator) die Forderung der Auftransformation in einem unbelasteten Zustand, so daß eine Niederdruckgasentladungslampe problemlos gezündet werden kann. Vor dem Zünden stellt eine solche Lampe einen sehr großen Widerstand dar, welcher in einem gezündeten Zustand (Brennbetrieb) in eine definierte Last mit einem negativen differentiellen Widerstand übergeht, und näherungsweise mit einem ohmschen Widerstand in einem Betriebspunkt angenähert werden kann. Die durch weitere Bauelemente in einem konventionellen Vorschaltgerät realisierte Zündschaltung kann in einem Vorschaltgerät mit einem piezoelektrischen Transformator ausschließlich durch diesen Transformator realisiert werden, wodurch eine weitere Kostenreduktion herbeigeführt wird.

[0025] Weiterhin wird durch eine Ausnutzung einer lastabhängigen Phasenverschiebung zwischen einem Laststrom und einem Schalterstrom ein solcher Nennlastpunkt eingestellt, daß dieser über einen Phasenregelkreis (PLL; PLL = Phase Lock Loop) geregelt werden kann. Dabei kann bei einer ausreichenden Bandbreite eines piezoelektrischen Transformators eine einfache integrierte Ansteuerschaltung verwendet werden. Eine Erfassung einer Eingangs- oder einer Lampenspannung ist dabei zu einer Einstellung eines Arbeitspunktes nicht erforderlich, da eine Parameterabhängigkeit einer Phasenverschiebung klein genug ist, um allein über einen Sollwertabgleich der Phasenverschiebung die Lampenleistung zu justieren. Ebenfalls muß die Amplitude des Ausgangsstromes zum Zwecke einer ungefähren Leistungseinstellung nicht abgetastet werden, da sich aufgrund der Änderung des Transformationsverhältnisses bei Laständerung die Nennleistung genau genug auf die Phasenverschiebung der Stromnulldurchgänge von Schalter- und Laststrom abbilden läßt.

[0026] Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1

ein grobes Blockschaltbild, das einen prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters zeigt;

Fig. 2

ein Schaltungsdiagramm eines Resonanzkonverters, wobei eine Steuereinrichtung zum Steuern der Schaltfrequenz des Schalters nicht dargestellt ist;

Fig. 3

ein detailliertes Schaltungsdiagramm des Resonanzkonverters aus Fig. 2;

Fig. 3a

eine frequenzabhängige Spannungsübertragungsfunktion eines piezoelektrischen Transformators im lastfreien Zündbetrieb und im Lastbetrieb.

Fig. 4

qualitative Kurvenverläufe von einem Schalterstrom I_S und einem Laststrom I_L;

Fig. 5

und 5a Verläufe eines Phasenwinkels Φ_LT in Abhängigkeit von der Frequenz, sowie frequenzabhängige Spannungsübertragungsfunktionen in Abhängigkeit von der Ausgangslast und der Eingangsspannung;

Fig. 6

den Phasenwinkel Φ_LT bei einer konstanten Frequenz in Abhängigkeit von einer Eingangsspannung U_in;

Fig. 7

eine Schaltung zum Treiben einer veränderlichen Last gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 8

eine Ansteuerschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

[0027] In Fig. 1 ist eine grobe Darstellung eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters gezeigt, der eine Quelle 101, einen Schalter 103, einen Piezotransformator 105, eine veränderliche Last 107 sowie eine Steuereinrichtung 109 umfaßt. Eine von der Quelle 101 gelieferte Spannung oder ein durch diese gelieferter Strom wird mittels des Schalters 103 mit einer Schaltfrequenz geschaltet, wodurch an dem Piezotransformator 105 ein Eingangssignal anliegt, das in ein Ausgangssignal umgesetzt wird, das eine Frequenz aufweist, die von der Schaltfrequenz des Schalters 103 abhängt. Dieses Ausgangssignal dient zum Treiben einer Last 107, beispielsweise einer Niederdruckgasentladungslampe, deren Lastcharakteristik veränderlich ist. Die Schaltfrequenz, mit der der Schalter 103 geschaltet wird, wird von der Steuereinrichtung 109 auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen dem Strom durch den Schalter 103 und dem Laststrom durch die Last 107 gesteuert. Diese Phasenverschiebung kann aus mehreren Signalen, die beispielsweise vor und nach dem Piezotransformator 105 sowie vor oder nach dem Schalter 103 abgegriffen werden können, ermittelt werden.

[0028] Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Resonanzkonverters, wobei eine Steuereinrichtung zum Steuern der Schaltfrequenz nicht dargestellt ist. Dabei ist die Quelle 101 mit einem ersten Anschluß 2011 einer Eingangsdrossel 201 gekoppelt. Ein zweiter Anschluß 2013 der Eingangsdrossel 201 ist mit einem ersten Eingang 1031 des Schalters 103 gekoppelt. Der erste Eingang 1031 des Schalters 103 ist mit einem ersten Anschluß 1051 eines Eingangstors 1052 des Piezotransformators gekoppelt. Die Quelle 101 ist ferner mit einem zweiten Eingang 1033 des Schalters 103 gekoppelt, der ferner mit einem zweiten Anschluß 1053 des Eingangstors 1052 des Piezotransformators 105 gekoppelt ist. Die veränderliche Last 107 ist zwischen einen ersten Anschluß 1055 eines Ausgangstors 1056 des Piezotransformators und einen zweiten Anschluß 1057 des Ausgangstors 1056 geschaltet. Der Schalter 103 weist ferner einen Steuereingang 1035 auf, an den ein Steuersignal anlegbar ist, der die Schaltfrequenz des Schalters 103 steuert. Im folgenden wird die Funktionsweise des in Fig. 2 gezeigten Resonanzkonverters näher beschrieben.

[0029] Von der Quelle 101, die eine Gleichspannungsquelle sein kann, wird ein etwa konstanter oder auch sägezahnförmiger Gleichstrom über die Eingangsdrossel 201 eingespeist. Der Schalter 103 wird dabei mit einer relativen Einschaltzeit D und einer Betriebsfrequenz f betrieben, so daß eine Resonanz des Wandlers 105 erreicht wird, und ein Ausgangssignal, beispielsweise eine Spannung, die veränderliche Last 107, beispielsweise eine Gasentladungslampe oder eine andere ohmisch-kapazitive Last, treibt.

[0030] Fig. 3 zeigt ein detailliertes Schaltungsdiagramm eines Resonanzkonverters, der einen Verstärker der Klasse E umfaßt. Die Quelle 101 ist zunächst mit dem ersten Anschluß 2011 der Eingangsdrossel 201 gekoppelt. Der zweite Anschluß der Drosselinduktivität ist mit dem ersten Eingang 1031 des Schalters 103 gekoppelt, wobei der erste Eingang 1031 ferner mit dem ersten Anschluß 1051 des Wandlers 105 gekoppelt ist. Die Quelle 101 ist darüber hinaus mit dem zweiten Eingang 1033 des Schalters 103 gekoppelt, wobei der zweite Eingang 1033 ferner mit dem zweiten Anschluß 1053 des Wandlers 105 gekoppelt ist. Zwischen dem ersten Anschluß 1055 und dem zweiten Anschluß 1057 des Ausgangstors des Wandlers 105 ist die Last 107 angeordnet. Der Schalter 103 umfaßt in diesem Ausführungsbeispiel einen spannungsgesteuerten Leistungsschalter 1037, dessen Source oder Emitter mit dem ersten Eingang 1031 des Schalters und dessen Drain oder Kollektor mit dem zweiten Eingang 1033 des Schalters 103 gekoppelt sind. Der Steuereingang 1035 des Schalters 103 ist in diesem Ausführungsbeispiel gleichzeitig als ein Gate des spannungsgesteuerten Leistungsschalters 1037 ausgeführt. Zwischen dem zweiten Eingang 1033 und dem ersten Eingang 1031 ist in Flußrichtung eine Diode 1039 geschaltet.

[0031] Weiterhin ist in Fig. 3 ein vereinfachtes Ersatzschaltbild eines Piezotransformators 105 gezeigt. Das Ersatzschaltbild umfaßt eine Eingangskapazität 10501, die zwischen den ersten Anschluß 1051 und den zweiten Anschluß 1053 des Eingangstors des Piezotransformators 105 geschaltet ist und somit parallel zum Schalter 103 angeordnet ist. Ferner umfaßt das Ersatzschaltbild des Wandlers 105 einen Resonanzkreis, der aus einer seriellen Schaltung aus einer Kapazität 10502, einer Induktivität 10503 sowie einem Widerstand 10504 besteht. Darüber hinaus umfaßt das Ersatzschaltbild des Wandlers 105 eine Übertrageranordnung 10505, deren inverses Übertragungsverhältnis 1/ü (1/ü = effektive Eingangsspannung zu effektive Ausgangsspannung) frequenzabhängig ist und erfindungsgemäß bei einem Nennlastbetrieb, bei dem der Blindleistungsanteil kleiner als der Wirkleistungsanteil ist, zwischen 1,5:1 und 5:1 beträgt. Der Resonanzkreis, der sich ferner durch eine hohe Güte auszeichnet, besteht aus der Kapazität 10502, der Induktivität 10503 sowie dem Widerstand 10504, ist zwischen dem ersten Anschluß 1051 des Wandlers 105 und einem weiteren Anschluß 10506 einer Primärseite der Übertrageranordnung 10505 geschaltet. Parallel zu einer Sekundärseite der Übertragungsanordnung 10505 ist eine Ausgangskapazität 10508 angeordnet.

[0032] Der Piezotransformator 105 zeichnet sich dadurch aus, daß das Übertragungsverhältnis ü in Abhängigkeit von der Last 107 einer Änderung unterworfen ist. Die zwischen den Anschlüssen 1055 und 1057 geschaltete Gasentladungslampe 301, die durch den Lastwiderstand 107 verkörpert ist, ist an den Wandler als Last angeschlossen. Der spannungsgesteuerte Leistungsschalter 1037 kann beispielsweise ein schneller IGBT (z. B. ein Fieldstop-IGBT) oder ein MOS-Transistor (z.B. ein Cool-MOS-Transistor) sein, der zusammen mit einer antiparallelen Reversdiode verwendet wird. Im folgenden wird die Funktionsweise der in Fig. 3 dargestellten Schaltung erläutert.

[0033] Wird der spannungsgesteuerte Leistungsschalter 1037 durch ein Anlegen eines Steuersignals an den Steuereingang 1035 leitend gemacht, so kann ein Strom, der durch den spannungsgesteuerten Leistungsschalter fließt, aufgrund der Eingangsdrossel 201 nicht sprunghaft ansteigen. Darüber hinaus wird die Eingangskapazität 10501 des Wandlers 105 entladen. Wird der spannungsgesteuerte Leistungsschalter 1035 durch ein Anlegen eines entsprechenden Steuersignals wieder abgeschaltet, d. h. in einen Sperrzustand überführt, so wächst eine Spannung über dem spannungsgesteuerten Leistungsschalter nur langsam an, da sich die Eingangskapazität 10501 auflädt. Durch die Wirkung des Resonanzkreises des Wandlers 105 im eingeschwungenen Zustand wird trotz positiv weiterfließendem Eingangsstrom durch die Drossel 201 eine Stromumkehr im Schalter erreicht, wodurch auch die Kapazität 10501 wieder entladen wird. Die Spannung über dem Schalter 103 wird somit wieder zu null, und es beginnt ein negativer Strom durch den Schalter zu fließen. Die Freilaufdiode 1039 hat die Aufgabe, schon vor einem Einschalten des spannungsgesteuerten Leistungsschalters 1037 einen Reversstrom zu führen. Dabei kann eine relative bzw. eine absolute Einschaltzeit des Schalters nahe zu konstant bleiben, da die Diode nicht geschaltet werden muß, sondern einer stromgeführten Betriebsweise unterliegt. Solange die Diode den Reversstrom führt, kann der spannungsgesteuerte Leistungsschalter am Gate 1035 daher bezüglich Kollektor/Emitter oder Drain/Source spannungslos geschaltet werden, so daß keine Einschaltverluste anfallen. Eine solche stromgesteuerte antiparallele Diode ist nicht notwendigerweise als eine schnelle Diode auszuführen, so daß hierbei auch eine kostengünstige langsame Diode eingesetzt werden kann.

[0034] Wird nun der Schalter 103 mit einer vorbestimmten Frequenz betrieben, so wird der Resonanzkreis, bestehend aus der Kapazität 10502, der Induktivität 10503 und dem Widerstand 10504, angeregt. Wird dabei eine Resonanzfrequenz des Resonanzkreises erreicht, so erreicht der Wandler 105 ein maximales Spannungsübertragungsverhältnis ü. Bei einer Verwendung eines piezoelektrischen Transformators läßt sich beispielsweise eine Spannungsübertragungsfunktion (bei einer definierten Eingangsspannung 101 und einer definierten Last 107) bezüglich der Frequenz etwa durch eine Gauß'sche Funktion (Glockenkurve) beschreiben, wie es beispielsweise in Fig. 3a veranschaulicht ist. Bei einer Resonanzfrequenz f_R erreicht die Spannungsübertragungsfunktion im Lastzustand einen Maximalwert. Wird die Resonanzfrequenz f_R überschritten, was einem überresonanten Fall entspricht, so sinkt die Spannungsübertragungsfunktion derart, daß sie einem Verlauf der Gauß'schen Kurve folgt. Beispielweise bei einer Frequenz f₁ oberhalb der Resonanzfrequenz hat die Spannungsübertragungsfunktion einen Wert angenommen, der deutlich geringer ist als der Wert der Spannungsübertragungsfunktion in dem resonanten Fall. Wird bei dem überresonanten Betrieb die Frequenz wieder geringer, so steigt das Spannungsübertragungsverhältnis ü wieder an.

[0035] Dieses frequenzabhängige Spannungsübertragungsverhältnis eines piezoelektrischen Transformators, das in Fig. 3a dargestellt ist, wird nun gemäß der vorliegenden Erfindung ausgenutzt, um veränderliche Lasten zu treiben. Die an der Sekundärseite der Transformationsanordnung 10505 beispielhaft angeschlossene Gasentladungslampe zeichnet sich durch eine veränderliche Lastcharakteristik aus. Um eine Gasentladungslampe zu zünden, ist es notwendig, daß an dem Ausgangstor des Wandlers 105 eine hohe Spannung anliegt, die das Zünden der Gasentladungslampe 301 ermöglicht. Wird die Gasentladungslampe 301 im lastfreien Zustand gezündet, so sinkt die an der Gasentladungslampe 301 anliegende Spannung, während der durch die Gasentladungslampe fließende Laststrom wächst. Wird ein Nennlastbetrieb (Lastzustand) erreicht, d. h. wird die Gasentladungslampe in einen Brennbetrieb überführt, so kann ihr Lastverhalten, wie bereits ausgeführt, durch einen veränderlichen ohmschen Widerstand in jedem Betriebspunkt angenähert werden, wobei eine negative differentielle Kennlinie des ohmschen Widerstands auftritt.

[0036] Wird nun die Spannungsübertragungsfunktion durch eine geeignete Auslegung des elektromechanischen Wandlers 105 so breit gewählt, daß bei einer Abweichung von der Resonanzfrequenz eine geeignete Verkleinerung des Spannungsübertragungsverhältnisses auftritt, so kann einem Ansteigen einer Spannung an der Gasentladungslampe im Lastbetrieb entgegengewirkt werden. Steigt die Ausgangsspannung zwischen dem ersten Anschluß 1055 und dem zweiten Anschluß 1057 des Wandlers 105 an, so wirkt der piezoelektrische Transformator wegen seines kapazitiven Ausgangs aufgrund der Kapazität 10508 wie ein Klasse-E-Konverter mit einer vorwiegend kapazitiven Ausgangslast. Dadurch sinkt die übertragene Gesamtleistung nicht in einem solchen Maße ab, als wenn ein konstanter ohmscher Widerstand bei einer gleichen Frequenzänderung als Last betrieben würde. Die übertragene Gesamtleistung teilt sich in die über die Kapazität 10508 geführte Blindleistung und die über die Last 107 geführte Wirkleistung auf. Durch ein Absinken des Laststroms, aber einem gleichzeitigen Ansteigen der Lastspannung (Brennspannung) kann die übertragene Gesamtleistung bei einer Abweichung von der Resonanzfrequenz weniger stark absinken als bei einer konstanten ohmschen Last mit dem gleichen Wandler, da eine aufgrund größerer Ausgangsspannung größere kapazitive Blindleistung über die Kapazität 10508 geführt wird.

[0037] Ferner wird der Piezotransformator 105 so ausgelegt, daß er bei etwa einer gleichen oder nur einer geringfügig abweichenden Resonanzfrequenz gegenüber dem Lastfall (d. h. Brennbetrieb der Gasentladungslampe) eine belastungslose Hochtransformation der Ausgangsspannung erzeugt, so daß ein Zünden der Gasentladungslampe ermöglicht wird. Diese Eigenschaft ist bei piezoelektrischen Transformatoren aufgrund einer ungedämpften mechanischen Schwingung in einem belastungslosen Zustand auf eine einfache und kostengünstige Weise erreichbar, indem die in Fig. 3a gezeigte Resonanzkurve im belastungslosen Zustand schmalbandiger wird, und die breitbandige Resonanzkurve im Lastzustand die schmalbandige lastfreie Kurve umschließt.

[0038] Fig. 4 zeigt ein Diagramm der qualitativen Kurvenverläufe des Schalterstroms I_S, Laststroms I_L und dem zu detektierenden Phasenwinkel Φ_LT. Außerdem sind eine Periodendauer T, eine Ausschaltzeit t_off, eine Reverszeit t_rev und die Einschaltzeit t_on dargestellt. Der Phasenwinkel Φ_LT, der durch die Nulldurchgänge des Schalterstroms I_S und des Laststroms I_L bestimmt wird, ist in diesem beispielhaften Diagramm ungleich Null und relativ groß, da der Laststrom I_L einen größeren kapazitiven Anteil aufweist, was gleichbedeutend damit ist, daß die Gasentladungslampe noch nicht in ihren Nennbetrieb (näherungsweise ohmscher Wiederstand) überführt worden ist, wo der Phasenwinkel Φ_LT kleiner wird und sogar fast zu null werden kann. Gleichzeitig wird dann auch die Reverszeit t_rev immer kleiner und kann nahezu null werden, so daß der negativ fließende Reversstrom durch die Diode 1039 verschwindet.

[0039] Das frequenzabhängige Spannungsübertragungsverhältnis eines piezoelektrischen Transformators wird in dem in Fig. 3 gezeigten Ausführungsbeispiel erfindungsgemäß ausgenutzt, um eine frequenzabhängige Leistungsübertragung in Abhängigkeit von einer veränderlichen Last zu realisieren, wie es bereits anhand von Fig. 3a erläutert worden ist. Dies wird im folgenden anhand des in Fig. 5 dargestellten Spannungsübertragungsverhältnisses eines piezoelektrischen Transformators 105 in Abhängigkeit von einer Lastcharakteristik einer Gasentladungslampe 301 detailliert erklärt.

[0040] Bei den meisten Piezotransformatoren ist die Resonanzfrequenz in einem unbelasteten Betrieb höher als die optimale Frequenz unter Last (beispielsweise für eine maximale Leistung oder auch für einen maximalen Wirkungsgrad). Um diese Eigenschaft für eine Steuerung an einer Gasentladungslampe zu nutzen, wird die Resonanzfrequenz des elektromechanischen Wandlers ohne Last nur wenig oberhalb der Resonanzfrequenz unter Last realisiert, was technisch problemlos durch eine geeignete Auslegung eines piezoelektrischen Transformators möglich ist. Die Nennfrequenz für den Nennlastbrennbetrieb soll dabei etwa mit der Resonanzfrequenz in einem lastfreien Zustand übereinstimmen. Zum Einschalten der Gasentladungslampe wird zunächst ausgehend von der Resonanzfrequenz der Konverter mit einer um den lastlosen Resonanzpunkt herum vorzugsweise veränderlichen Frequenz angesteuert, welche periodisch langsam ansteigt und/oder langsam wieder abgesenkt wird, und einem Verlauf einer in Fig. 5 dargestellten Kurve 501 des Spannungsübertragungsverhältnisses folgt.

[0041] Nach einer Detektion eines kleiner werdenden Reversstroms, der durch den Schalter 103 fließt, und eines ausreichend großen Gasentladungslampenstroms kann eine Zündung der Gasentladungslampe festgestellt werden, wie es in Fig. 5 für den überresonanten Fall dargestellt ist. Direkt nach der Zündung der Gasentladungslampe sinkt die an ihr anliegende Spannung, wobei der Laststrom anwächst, was zur Folge hat, daß das Spannungsübertragungsverhältnis geringer wird, wie es durch die Kurve 503 dargestellt ist (kapazitive Last). Der Verlauf des Spannungsübertragungsverhältnisses bei einem Brennbetrieb der Gasentladungslampe ist durch die Kurve 505 beschrieben. Ausgehend von den in Fig. 5 dargestellten Verläufen der verschiedenen Spannungsübertragungsverhältnisse in Abhängigkeit von dem Lastverhalten der Gasentladungslampe sowie der Frequenz wird nun deutlich, daß das frequenzabhängige Spannungsübertragungsverhältnis zu einer effizienten Steuerung einer an die Gasentladungslampe abgegebenen Leistung herangezogen werden kann, indem der Piezotransformator 105 bei verschiedenen nahe beieinander liegenden Frequenzen angeregt wird, was sich beispielsweise durch eine geeignete Schaltfrequenz des Schalters 103 realisieren läßt.

[0042] Erfindungsgemäß wird zu einer Steuerung und einer Regelung des so aufgebauten Konverters ein Phasenwinkel Φ_LT zwischen dem Laststrom und dem Schalterstrom ausgewertet, um beispielsweise eine überresonante Regelung zu realisieren.

[0043] In Fig. 5 ist ferner ein beispielhafter Verlauf des Phasenwinkels Φ_LT zum Beispiel bei Nennlast in Abhängigkeit von der Frequenz (Kurve 507) zusammen mit den Spannungsübertragungsfunktionen in einem lastlosen Zustand (Zünden) und in einem Lastzustand (Nennlast) veranschaulicht. Es ist zu erkennen, daß sich der Phasenwinkel Φ_LT bis zu einem Erreichen einer maximalen Leistungsübertragung stetig verkleinert, während er in Richtung eines lastfreien Betriebs ansteigt. Dabei verändert sich die Last so, daß unterhalb von f_OPT die Nennlast oder eine noch größere Last (kleines Spannungsübertragungsverhältnis ü) auftritt, und oberhalb von f_OPT eine kleinere Last (größeres Spannungsübertragungsverhältnis ü) bis hin zur lastlosen Zündcharakteristik in Zuordnung zur Funktion des Phasenwinkels Φ_LT 507 auftritt.

[0044] Zu einer Steuerung oder einer Regelung der Gasentladungslampenleistung kann daher beispielsweise der überresonante Bereich oberhalb von einer Frequenz f_opt verwendet werden. Hiernach ist es daher nicht notwendig, einen Maximalwert des Gasentladungslampenstroms zu erfassen, um die Steuerung bzw. um die Regelung des Konverters vorzunehmen. Es ist ausreichend, den Phasenwinkel Φ_LT zwischen dem Schalter- und dem Laststrom abzutasten und auf einen Nominalwert einzustellen. Wird die Frequenz kleiner, so steigt die Wirkleistungsübertragung bei einem überresonanten Betrieb bis zu ihrem Maximum bei der Resonanzfrequenz an.

[0045] Dies hat zur Folge, daß ein kapazitiver Anteil des Laststroms abnimmt und der Gasentladungslampenstrom, welcher bei der gezündeten Gasentladungslampe (Brennbetrieb) näherungsweise in Phase mit der Lampenspannung fließt, näher an die Phase des Schalterstroms herankommt. Der Schalterstrom verkörpert während des Einschaltens etwa den Eingangsstrom des Piezotransformators 105, welcher sich über das Transformationsverhältnis auf die Last (Gasentladungslampe) und auf die Ausgangskapazität 10508 des Wandlers 105 verteilt.

[0046] Weiterhin ist in Fig. 5a eine Abhängigkeit der Ausgangsleistungsübertragung von der Eingangsspannung bei einer konstanten Ausgangsimpedanz gezeigt. Die Leistung kann unter Nennlast durch Ansteigen der Eingangsspannung von einer minimalen Nenneingangsspannung 505' über eine höhere Eingangsspannung 503' bis zu einer Maximallastkennlinie 501' gesteigert werden. Darüber hinaus kann die Ausgangsleistung nicht mehr wesentlich erhöht werden, wobei dieses vom verwendeten Volumen des Piezotransformators abhängig ist. Ein kleineres Volumen erlaubt nur eine kleinere Maximallast. Es ist deshalb darauf zu achten, daß der Piezotransformator mindestens für eine um etwas größere Last als die Nennlast ausgelegt wird, damit die Regelschaltung nach Fig. 8 über die Nennlast hinaus funktionstüchtig bleibt.

[0047] Der Verlauf des Phasenwinkels Φ_LT bei einer konstanten Frequenz ist noch einmal in Fig. 6 in Abhängigkeit von einer an der Gasentladungslampe anliegenden Eingangsspannung U_in gezeigt. Bei einer steigenden Spannung U_in sinkt der Phasenwinkel Φ_LT, da in diesem Fall mehr Wirkleistung an die Gasentladungslampe übertragen wird, siehe z.B. Fig. 5a, überresonanter Betrieb. Dies hat zur Folge, daß der Wirkanteil des Lampenstroms zunimmt. Anhand dieses Beispiels wird deutlich, daß Schwankungen der Eingangsspannung U_in sich auch in der Größe des Phasenwinkels Φ_LT wiederspiegeln. Darüber hinaus können solche Schwankungen der Spannung U_in ausgeglichen werden, indem bei einer sinkenden Eingangsspannung U_in bei der überresonanten Betriebsweise mehr Leistung an die Gasentladungslampe durch Frequenzabsenkung weitergegeben wird. Bei einer steigenden Eingangsspannung kann weniger Leistung an die Gasentladungslampe übertragen werden, indem die Frequenz erhöht wird. Wird der Phasenwinkel dabei etwa konstant gehalten, so bleibt auch die übertragene Wirkleistung an der Last etwa konstant. Indem die Gasentladungslampe aufgrund ihres schwach negativen differentiellen ohmschen Widerstands die Ausgangsspannung nahezu konstant hält, ist durch die Einstellung eines in Abhängigkeit von der Eingangsspannung unterschiedlichen Übertragungsverhältnisses ü durch Frequenzänderung ein etwa konstanter Phasenwinkel Φ_LT einstellbar. Dieser Phasenwinkel ist bei konstanter Ausgangsspannung aufgrund der Parallelschaltung der etwa konstanten Kapazität 10508 und der Last 107 im Lastbetrieb ein Maß für die Größe des Laststroms, und somit für die Ausgangsleistung.

[0048] In Fig. 7 ist ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters für Niederdruckgasentladungslampen inklusive Schaltfrequenzsteuerung gezeigt. Da dieses Ausführungsbeispiel auf dem in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel basiert, werden im folgenden die Funktionalitäten mit gleichen Bezugszeichen nicht noch einmal beschrieben.

[0049] Zusätzlich zu dem in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel umfaßt das in Fig. 7 dargestellte Ausführungsbeispiel zunächst einen Eingangsgleichrichter 701 mit einem ersten Netzanschluß 70101 und einen zweiten Netzanschluß 70103. Zwischen einem Ausgang 7015 und einem Eingang 7017 des Eingangsgleichrichters 701 ist eine Kapazität 703, die beispielsweise ein Ladekondensator sein kann, gekoppelt. Parallel zu der Kapazität 703 ist ferner ein Ansteuerteil 705 zusammen mit einem Widerstand 70501 gekoppelt. Der Ausgang 7015 des Eingangsgleichrichters 701 ist ferner mit dem ersten Anschluß 2011 der Eingangsdrossel 201 gekoppelt. Das Ansteuerteil 705 weist ferner einen Steuerausgang 7051 auf, der gemäß der vorliegenden Erfindung mit dem Steuereingang 1035 des Schalters 103, der in diesem Ausführungsbeispiel den stromgesteuerten Leistungsschalter 1037 umfaßt, gekoppelt ist. Das Ansteuerteil 705 weist ferner einen ersten Eingang 7053 sowie einen zweiten Eingang 7055 auf. Der erste Eingang 7053 ist mit dem zweiten Eingang 1033 des Schalters gekoppelt. Zwischen dem ersten Eingang 7053 des Ansteuerteils 705 und dem Eingang 7017 des Eingangsgleichrichters 701 ist ferner ein Sense-Widerstand 707 angeordnet. Zwischen der Last 107 und dem zweiten Anschluß 1057 des Wandlers 105 ist ein zweiter Sense-Widerstand 709 angeordnet. Der zweite Eingang 7055 des Ansteuerteils 705 ist zwischen die Last 107 und dem zweiten Sense-Widerstand 709 gekoppelt.

[0050] Das Ansteuerteil 705 weist ferner einen Stromversorgungseingang 7057 auf, der mit dem Eingang 7017 des Eingangsgleichrichters 701 über eine Kapazität 70111, die beispielsweise als ein Blockkondensator ausgeführt sein kann, gekoppelt ist. Zwischen dem zweiten Anschluß 1053 des Wandlers 105 und dem Stromversorgungseingang 1057 des Ansteuerteils 705 ist eine erste Diode 70131 in Flußrichtung gekoppelt. Zwischen dem Eingang 7017 des Eingangsgleichrichters 701 und dem ersten Anschluß 1051 des Eingangstors des Wandlers 105 ist ferner eine Parallelschaltung, bestehend aus einer externen Kapazität 70151 sowie einer Diode 70171, die in Flußrichtung betrieben wird, gekoppelt. Im folgenden wird die Funktionsweise des in Fig. 7 dargestellten Resonanzkonverters erklärt. Dabei wird jedoch nicht noch einmal auf der Funktionalitäten eingegangen, die anhand des in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiels bereits diskutiert worden sind.

[0051] Die Aufgabe des Ansteuerteils 705 besteht darin, den in Fig. 7 mit einem Pfeil gekennzeichneten Schalterstrom I_S sowie dem Laststrom I_L geeignet zu erfassen, um eine Phasendifferenz zwischen den beiden Strömen zu bestimmen, und so an dem Steuerausgang 7051 ein Steuersignal zum Steuern der Schaltfrequenz des Schalters 103 auszugeben. Dazu wird zunächst eine von dem Schalterstrom I_S abhängige Größe erzeugt, die an dem ersten Eingang 7053 des Ansteuerteils 705 anlegbar ist. In diesem Ausführungsbeispiel wird der Schalterstrom I_S an dem ersten Sense-Widerstand 707 in eine Spannung umgewandelt, die an dem ersten Eingang 7053 anliegt. An dieser Stelle sei jedoch darauf hingewiesen, daß die von dem Schalterstrom abhängige Größe mit Hilfe einer beliebigen Funktionalität generiert werden kann, beispielsweise durch einen Stromspiegel oder durch eine stromgesteuerte Spannungsquelle.

[0052] Ausgangsseitig treibt der Piezotransformator 105 mit einem Spannungsübertragungsverhältnis ü eine Gasentladungslampe mit dem Lastwiderstand 107, durch den der Laststrom I_L fließt. Zum Erfassen einer von dem Laststrom I_L abhängigen Größe wird in dem in Fig. 7 gezeigten Ausführungsbeispiel ein zweiter Sense-Widerstand 709 verwendet, so daß der Laststrom I_L über dem Widerstand 709 eine Spannung erzeugt, die an dem zweiten Eingang 7055 des Ansteuerteils 705 anliegt. Auf der Basis dieser beiden Spannungen wird in dem Ansteuerteil 705 zunächst die Phasendifferenz zwischen dem Schalterstrom I_S und dem Laststrom I_L bestimmt, und es wird, wie es bereits oben beschrieben worden ist, ein Steuersignal ausgegeben, das die Schaltfrequenz des Schalters 103 steuert.

[0053] Der Widerstand 70501 liefert eine Startversorgung des Ansteuerteils 705. Die Stromversorgung des Ansteuerteils 701 wird über einen primärseitigen Anschluß des piezoelektrischen Transformators 105 über eine Pumpschaltung mit den Dioden 70131 und 70171, sowie über die externe Kapazität 70151 realisiert, während die Kapazität 70111 (Blockkondensator) die Versorgungsspannung des Ansteuerteils 701 glättet. Somit enthält ein einfaches Energieversorgungsgerät gemäß der vorliegenden Erfindung ohne besondere Anforderungen an eine elektromagnetische Verträglichkeit und ohne weitere Optionen für Dimmen oder Leistungsfaktorkorrektur nur noch drei Kapazitäten 703, 70111 und 70151, die beispielsweise als Kondensatoren ausgeführt werden, einen Eingangsgleichrichter 701 (Netzgleichrichter), eine Eingangsdrossel 201, einen Piezotransformator 105, beispielsweise einen schnellen IGBT 1037 mit einer Reversdiode 1039, ein möglicherweise integriertes Ansteuerteil 705, zwei Dioden 70131 und 70171 sowie einige Kleinstwiderstände.

[0054] Das somit erhaltene Vorschaltgerät läßt sich damit in kompakter Bauweise auf kleinstem Raum unterbringen, wobei beispielsweise eine Bauhöhe von 10 mm leicht erreichbar ist. Für die Eingangsdrossel 201 (Drosselinduktivität) ist beispielsweise eine Baugröße EF 13 bis zu einer Leistung von 18 Watt ausreichend. Für den piezoelektrischen Transformator 105 kann beispielsweise eine zylinderförmige Ausführung bei einer Höhe von 9 mm und einem Durchmesser von 20 mm ebenfalls für 18 Watt als genügend angesehen werden. Der Transistor 1037, beispielsweise als Fieldstop-IGBT ausgeführt, kann in einem kleinen SOT-Gehäuse untergebracht werden, und der Ansteuer-IC (IC; IC = Integrated Circuit) für die Ansteuerschaltung 705 läßt sich in einem 8-poligen Standardgehäuse verpacken. Eine Komplettintegration von der Reversdiode 1039, beispielsweise einem Fieldstop-IGBT 1037 sowie einem Ansteuer-IC, ist in einem 8-poligen Gehäuse als eine Multi-Chip-Lösung ebenfalls kostengünstig realisierbar.

[0055] In Fig. 8 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Steuereinrichtung 109 zusammen mit dem Schalter 103 sowie dem Lastwiderstand 107 dargestellt.

[0056] Die Steuereinrichtung 109 umfaßt zunächst eine Einrichtung 801 zum Erfassen einer von dem Schalterstrom I_S abhängigen Größe, eine Einrichtung 803 zum Erfassen einer von dem Laststrom I_L abhängigen Größe sowie eine Phasenregelschleife 805. Die Phasenregelschleife 805 umfaßt in diesem Ausführungsbeispiel eine Einrichtung 807 zum Ermitteln der Phasenverschiebung zwischen Schalterstrom und Laststrom aus den von der Einrichtung 801 und von der Einrichtung 803 erfaßten Größen. Die Einrichtung 807 weist einen ersten Eingang 8071, einen zweiten Eingang 8073 sowie einen Ausgang 8075 auf. Der Ausgang 8075 der Einrichtung 807 ist über einen Widerstand 8091 und eine Kapazität 8093 mit einem Referenzpotential, beispielsweise Masse, gekoppelt.

[0057] Die Einrichtung 805 weist ferner einen spannungsgesteuerten Oszillator 811 (VCO; VCO = Voltage Controlled Oscillator) sowie einen Gate-Treiber 813 auf. Ein Eingang 81101 des VCO 811 ist zwischen dem Widerstand 8091 und der Kapazität 8093 gekoppelt. Ein Ausgang 81103 des VCO ist mit einem Eingang des Gate-Treibers 813 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem Steuereingang 1035 des Schalters 103 gekoppelt ist. Die Einrichtung 801 weist in diesem Ausführungsbeispiel einen Komparator 8011 auf mit einem ersten Eingang 80111, einem zweiten Eingang 80112 sowie einem Ausgang 80113 auf. Der erste Eingang 80111 des Komparators 8011 ist mit dem zweiten Eingang 1033 des Schalters 103 gekoppelt. Der zweite Eingang 80112 ist mit dem Ausgang 80131 einer Referenzquelle 8013 gekoppelt. Der Ausgang 80113 des Komparators 8011 ist mit dem ersten Eingang 8071 der Einrichtung 107 gekoppelt. Die Einrichtung 803 umfaßt einen Komparator 8031 mit einem ersten Eingang 80311 und einem zweiten Eingang 80312 sowie einem Ausgang 80313. Der erste Eingang 80311 des Komparators 80131 ist zwischen den Widerständen 107 und 709 gekoppelt. Der zweite Eingang 80312 des Komparators 8031 ist mit dem Ausgang 8031 der Referenzquelle 8013 gekoppelt. Der Ausgang 80313 des Komparators 8031 ist ferner mit dem zweiten Eingang 8073 der Einrichtung 807 gekoppelt.

[0058] Im folgenden wird die Funktionsweise des in dem in Fig. 8 gezeigten Ausführungsbeispiels erläutert.

[0059] In dem in Fig. 8 dargestellten Ausführungsbeispiel wird der Schalterstrom an dem Sense-Widerstand 707 in eine Spannung umgewandelt, die an dem ersten Eingang 80111 des Komparators 8011 anliegt. An dem zweiten Eingang 80112 des Komparators 8011 liegt ein Referenzsignal an, das von der Referenzquelle 8013 geliefert wird. Der Komparator 8011 tastet somit die Nulldurchgänge des Schalterstroms I_S durch einen Vergleich zwischen der an dem Sense-Widerstand 707 abfallenden Spannung und dem Referenzsignal nahe Null ab. An dem Ausgang 80113 des Komparators 8011 wird somit ein Ausgangssignal ausgegeben, dessen momentane Phase aus dem Vergleich zwischen den an den Eingängen 80111 und 80112 anliegenden Signale resultiert und das in diesem Ausführungsbeispiel eine von dem Schalterstrom I_S abhängige Größe repräsentiert. Eine dazu symmetrische Anordnung befindet sich auf der Lastseite. An dem Sense-Widerstand 709 wird der Laststrom I_L in eine Spannung umgewandelt, die an dem ersten Eingang 80311 anliegt. An dem zweiten Eingang 80312 liegt ebenfalls das Referenzsignal 80131 an, das von der Referenzquelle 8013 geliefert wird. Durch einen Vergleich mit dem Referenzsignal nahe Null wird der Laststrom über den Sense-Widerstand 709 abgetastet und der Komparator 8031 gibt an seinem Ausgang 80313 ein Ausgangssignal aus, das eine von dem Schalterstrom I_L abhängige Größe repräsentiert. In diesem Ausführungsbeispiel sind die beiden zweiten Eingänge 80112 und 80312 mit demselben Ausgang 80131 der Referenzquelle 8013 gekoppelt. Diese Referenzquelle ist in diesem Ausführungsbeispiel als eine Gleichspannungsquelle ausgeführt. An dieser Stelle sei angemerkt, daß die Referenzquelle 8013 eine beliebige Quelle sein kann, wie z.B. eine Wechselspannungsquelle, oder eine andere Anordnung wie beispielsweise eine strom- oder spannungsgesteuerte Spannungsquelle, die ein vorbestimmtes z.B. zeitabhängiges Referenzsignal liefert.

[0060] In dem in Fig. 8 dargestellten Ausführungsbeispiel werden der Schalterstrom und der Laststrom an den beiden Sense-Widerständen 707 und 709 abgetastet. An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß wie der Schalterstrom auch der Laststrom mit Hilfe einer beliebigen Funktionalität abgetastet werden kann, wie z. B. einem Stromspiegel mit einem Widerstand als Last oder auch einer stromgesteuerten Spannungsquelle, oder durch eine gesonderte Last- oder Schalterstromproportionale Signalquelle, z.B. als Anzapfung des Übertragers 105 (Piezo-Trafo) in Fig. 7.

[0061] Die Einrichtung 807 dient zum Ermitteln der Phasenverschiebung zwischen dem Schalterstrom und dem Laststrom aus den erfaßten Größen, die an den beiden Eingängen 8071 und 8073 anliegen. In diesem Ausführungsbeispiel ist die Einrichtung 807 als ein Phasendetektor ausgeführt, der ein Teil der Phasenregelschleife 805 ist. Das von dem Phasendetektor 807 ermittelte Phasendifferenzsignal, das ferner bezüglich seiner Frequenzabhängigkeit davon abhängt, ob ein überresonanter oder ob ein unterresonanter Betrieb herrscht, wird durch die Integratoreinrichtung 809, in diesem Ausführungsbeispiel als ein Filter ausgeführt, bestehend aus einem Widerstand und einem Kondensator, aufintegriert. Das Filterausgangssignal liegt an dem Eingang 81101 des VCO 811 an, der ausgehend von dem Filterausgangssignal eine geeignete Frequenz f und einen dazugehörigen Duty-Cycle D_f erzeugt. Dieses Ausgangssignal wird an den Steuereingang 8035 der Schalter 103 weitergeleitet. An dieser Stelle sei angemerkt, daß die Integratoreinrichtung 809, die in diesem Beispiel besonders kostengünstig ausgeführt ist, auch in anderer Weise implementiert sein kann, wie beispielsweise durch einen geeignet verschalteten Operationsverstärker, oder eine andere zeitverzögernde Schaltung.

[0062] Bei diesem Ausführungsbeispiel umfaßt der Schalter 103 einen spannungsgesteuerten Leistungsschalter 1037. Das Ausgangssignal des VCO 813 wird dem Gate-Treiber 813 zugeführt, dessen Ausgangssignal auf ein Gate von beispielsweise einem Fieldstop-IGBT oder einem MOSFET als mögliche Ausführungsformen des spannungsgesteuerten Leistungsschalters weitergegeben wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Einrichtung 807 als ein Phasendetektor zum Ermitteln der Phasendifferenz und zum Erzeugen eines Differenzsignals ausgeführt. Dies hat den Vorteil, daß zum Steuern des Schalters 103 die Phasenregelschleife 805 verwendet werden kann, die sich kostengünstig realisieren läßt.

[0063] Die Regelung nach Fig. 8 funktioniert wie folgt: Wenn sich die Ausgangslast vergrößert (kleinerer ohmscher Widerstand), so wird sich nach Fig. 5 ein kleineres Übertragungsverhältnis einstellen. Gleichzeitig verkleinert sich dabei aber im überresonanten Fall der Phasenwinkel φ_LT, so daß die Spannung Up, die am Ausgang der Einrichtung 809 ausgegeben wird, ansteigt. Über den VCO 811 wird zeitverzögert durch das Filter 809 eine größere Frequenz an dem Gate des beispielsweise Fieldstop-IGBT 1037 eingestellt, welche eine Reduzierung der übertragenen Leistung bewirkt. Damit gelangt man auf den überresonanten Kennlinie nach Fig. 5 zu einem kleineren Übertragungsverhältnis ü. Da jedoch die Ausgangslast, wenn es sich um eine Gasentladungslampe (Leuchtstofflampe) handelt, einen negativen differentiellen Widerstand besitzt, erhöht sich die Ausgangsspannung, und der Lampenstrom sinkt überproportional ab. Somit gelangt man auf eine Übertragungskennlinie oberhalb der bisherigen Kennlinie nach Fig. 5, so daß durch die Veränderung der Ausgangsimpedanz wieder ein größerer Phasenwinkel φ_LT eingestellt wird, wie es in Fig. 5 ebenfalls gezeigt ist (gepunktete Kennlinie 507). Wenn sich der Phasenwinkel erhöht, so wird auch die Phasendifferenzspannung U_p wieder absinken, und die Regelung kommt zu einem statischen Endwert.

[0064] Gleiches gilt für Änderungen der Eingangsspannung: Wenn die Eingangsspannung des Konverters ansteigt, so verkleinert sich der Phasenwinkel φ_LT nach Fig. 6. Damit wird nach Fig. 5a eine größere Ausgangsleistung übertragen. Die Phasendifferenzspannung U_p steigt dadurch wieder an und erhöht zeitverzögert über die Einrichtung 809 die Frequenz f, so daß sich entsprechend Fig. 5a die übertragene Leistung reduziert. Dieses hat wiederum einen Anstieg des Phasenwinkels φ_LT zur Folge, so daß die Regelung zum Stillstand kommt.

[0065] Gelangt die Regelung aus irgendeinem Grund in den unterresonanten Betrieb (Fig. 5, Fig. 5a), so würde sie nicht mehr funktionieren. Der VCO 811 verfügt deshalb gegebenenfalls über eine nicht gezeigte Einrichtung, um die angelege Frequenz zum Zeitpunkt des Zündens zu speichern. Bei einer erfindungsgemäßen Ausführung des Piezotransformators 105 befindet sich die Zündfrequenz im überresonanten Zweig der Lastkurve in Fig. 3a. Diese Zündfrequenz wird dann zielgemäß während der Regelung unter Last nicht, oder nur um einen durch die Parameter des Piezotransformators 105 definierten Betrag unterschritten, so daß auch eine überproportionale Änderung der Phasenspannung U_p zu kleineren Werten keine Frequenzabsenkung in den unterresonanten Betrieb zuläßt. Hierzu kann der VCO 811 weiterhin über eine nicht gezeigte Einrichtung zur Sicherstellung einer minimalen, unteren Grenzfrequenz im Lastbetrieb verfügen, welche dieses Verhalten sicherstellt.

[0066] Wie bereits erwähnt, zeichnet sich der VCO 811 ferner durch einen Duty-Cycle D_f aus, der einstellbar ist. Um die Funktionsweise des Oszillators 811 zu erklären, wird erneut zu Fig. 4 zurückgekehrt. Der erfindungsgemäße Verstärker der Klasse E wird so betrieben, daß der Schalter nach Nullwerden der Schalterspannung, gegebenenfalls zeitverzögert, eingeschaltet wird. Dabei ergeben sich Einschaltzeiten von typischerweise DE = 0,25 ... 0,45, um eine optimale Begrenzung der Schalterspannung zu erreichen. Diese Einschaltzeiten werden erfindungsgemäß von dem spannungsgesteuerten Oszillator 811 geliefert, und zwar derart, daß der Strom im Schalter während der Einschaltzeit nur ansteigend verläuft, wie es in Fig. 4 durch den Verlauf von I_S in einem durch t_on markierten Intervall verdeutlicht ist. Der VCO 811 ist daher so ausgeführt, daß er einen hierzu notwendigen Duty-Cycle D_f liefert. Dies kann beispielsweise durch eine in Fig. 8 nicht eingezeichnete Einrichtung zum Einstellen eines vorbestimmten Tastverhältnisses des Ausgangssignals des Oszillators 811 realisiert werden.

[0067] Aus den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen gemäß der vorliegenden Erfindung wird deutlich, daß die Verbesserungen gegenüber dem Stand der Technik bedeuten, daß ein resonanter Wechselrichter, bestehend aus einem selbst- oder einem fremderregten Verstärker der Klasse E, mit einer auf Resonanzfrequenz abgestimmter Betriebsweise bei einer hohen Frequenz unter Verwendung eines elektromechanischen Energiewandlers mit hoher Lastkreisgüte, einen hohen Wirkungsgrad sowie eine begrenzte Laständerung und eine begrenzte Eingangsspannungsschwankung zuläßt, indem ein dynamisch schneller Schalter mit mindestens etwa dreifacher Sperrspannung gegenüber der maximalen Eingangsgleichspannung verwendet wird. Da nur ein Schalter und eine relativ einfache Ansteuerschaltung erforderlich sind, läßt sich die Schaltung als eine Ein-Chip-Lösung (z. B. in einer SMART-POWER-Technologie) realisieren, oder in bekannter kostengünstiger Multi-Chip-Ausführung ohne eine Notwendigkeit einer brückenfähigen Hochvolt-Technologie für die Ansteuerschaltung. Unter Verwendung von beispielsweise üblichen Hochvoltleistungsschaltern (z. B. Fieldstop-IGBT bis 1700V, Cool-MOS bis 800V) ist ein Betrieb an gleichgerichteter Netzspannung möglich. Die benötigte Ansteuerschaltung arbeitet insbesondere bei Verwendung von MOS-Transistoren oder schnellen IGBT wegen des kapazitiven Gateverhaltens sehr verlustarm, ebenso der Schalter und der elektromechanische Wandler. Durch die Verwendung von MOS-Schaltern oder auch schnellen IGBT ist eine hohe Schaltgeschwindigkeit erzielbar. Wegen daraus resultierender möglicher Frequenzerhöhung bis etwa 200 kHz oder auch mehr verkleinern sich die kapazitiven und die induktiven Bauelemente der Gesamtanordnung, wie beispielsweise die Eingangsdrossel. Eine Resonanzinduktivität ist somit nicht mehr erforderlich, ebensowenig wie eine High-Side-Treibereinrichtung, was für vergleichbare Halbbrückenlösungen mit schmalbandigen Energiewandlern nicht, oder nur unter Einschränkungen bezüglich der Ansteuergenauigkeit, gegeben ist. Außerdem sind im Lastkreis keine reaktiven Bauelemente (Kondensatoren, Induktivitäten) erforderlich und werden vollständig durch den piezoelektrischen Transformator ersetzt.

[0068] Gegenüber einer aufwendigen Auswertung des Laststromes zur Einstellung der Nennleistung nach Schrift (3) ist für die gewählte Klasse-E-Schaltung nur ein Phasenvergleich zwischen den Nulldurchgängen von Laststrom und Schalterstrom erforderlich, um die Nennleistung einzustellen. Dadurch vereinfacht sich die Regelschaltung und läßt sich als Analogschaltung auf einer kleineren Chipfläche integrieren als wenn aufwendige Auswerteschaltungen für die Amplitude des Laststroms verwendet würden, oder diese Auswertung durch kostenintensive Brückentreiber-Ics vorgenommen wird.

[0069] Das inverse Spannungsübertragungsverhältnis 1/ü (Eingangsspannung/Ausgangsspannung) des elektromechanischen Wandlers wird bezüglich einer Sinusübertragung bei Resonanzfrequenz in Anpassung an typische Netzanwendungen für Entladungslampen (z. B. Niederdrucklampen) erfindungsgemäß mit 1,5:1 bis 5:1 gewählt. Dabei kann die Eingangsnetzspannung zwischen 80 und beispielsweise 260 Volt Wechselspannung betragen. Aus dem elektrischen Filterverhalten des elektronmechanischen Wandlers (z. B. piezoelektrischer Transformator) ergibt sich dann eine Lastspannung (Brennspannung) im typischen Bereich der Niederdruckentladungslampen von z. B. 50 bis 160 V. Bei anderen Übersetzungsverhältnissen wäre in dieser Schaltungstopologie eine Lastenanpassung mit optimaler Schalterspannungsbegrenzung für die beschriebenen Netzanwendungen nicht erreichbar, weshalb das richtig dimensionierte Übersetzungsverhältnis im Nennlastbetrieb ein wesentlicher Grundgedanke der erfindungsgemäßen Lösung ist.

[0070] Weiterhin ist die Eingangskapazität des elektromechanischen Wandlers so zu wählen, daß neben dem parallel zu dem Wandlereingang geschalteten Halbleiterschalter keine weitere Parallelkapazität benötigt wird. Der Wert dieser Eingangskapazität wird bei einer Frequenz von typischerweise 100 kHz und einer Leistung von 10 bis 20 Watt je nach Eingangsspannung zwischen 100 pF und 1 nF betragen. Bei kleiner Eingangsspannung (80 bis 160 V Wechselspannung) ist der Wert der Kapazität etwa 500 pF bis 1 nF zu wählen, bei einer großen Eingangsspannung (160 bis 260 V Wechselspannung) ist dieser Wert etwa mit 100 pF bis 500 pF zu wählen.

[0071] Die parallel hierzu wirkende Kapazität des Schalters liegt dabei in einer Größenordnung von weniger als 200 pF. Für andere Leistungsbereiche verschiebt sich der Wert der Eingangskapazität nach oben (größere Leistung) oder auch nach unten (kleinere Leistung). Eine solche Anpassung ist durch eine Konstruktion eines piezoelektrischen Transformators möglich. Bevorzugt wird hierbei ein zirkular oder auch ein lateral schwingender piezoelektrischer Transformator eingesetzt. Hingegen ist ein piezoelektrischer Transformator, der auf der Basis einer Dickenschwingung arbeitet, oder ein Rosen-Typ-Transformator weniger für diese Anwendung geeignet, da diese ein entsprechendes Abtransformationsverhältnis in dem vorgegebenen Leistungsbereich und der geforderten Eingangskapazität nicht bei einem ausreichenden Wirkungsgrad zulassen. An dieser Stelle sei jedoch darauf hingewiesen, daß auch diese beiden Typen von Piezotransformatoren erfindungsgemäß eingesetzt werden können.

[0072] Außerdem hilft der negative differentielle Widerstand einer Gasentladungslampe im Brennbetrieb, die Nullspannungsschaltung der Klasse E zu stabilisieren, und ist als Last in Verbindung mit einem schmalbandigen elektromechanischen Wandler hierzu besser geeignet als ein konstanter ohmscher Widerstand. Dazu wird der piezoelektrische Transformator so ausgelegt, daß seine Spannungsübertragungsfunktion eine ausreichende Bandbreite besitzt, die, wie es bereits erwähnt worden ist, bezüglich der Frequenz etwa einer Gauß'schen Funktion folgt, und so breit gewählt wird, daß bei einer Abweichung von der Resonanzfrequenz eine Verkleinerung des Spannungsübertragungsverhältnisses ü auftritt, dem das Ansteigen der Spannung an der Gasentladungslampe entgegenwirkt. Dadurch läßt sich eine Steuerung oder Regelung für Gasentladungslampen über eine Erfassung des Lampenstroms technisch zuverlässig implementieren, wenn die Frequenzbandbreite bis zum Abfall auf eine halbe Leistung wenigstens etwa 5 bis 10 % der Nennfrequenz beträgt. In diesem Bereich, und durch die Wirkung der Ausgangskapazität bei einer steigenden Lampenspannung, ändert sich das Verhalten der Klasse-E-Schaltung bezüglich der Nullspannungsschaltung und der Schalterstrombelastung kaum, so daß keine wesentlichen Änderungen bezüglich des Schaltermaximalstroms, des Schalterreversstroms und der Schaltermaximalspannung bei etwa konstanter relativer Einschaltzeit auftreten. Dieses ist dadurch bedingt, daß die Ausgangskapazität des piezoelektrischen Transformators groß genug ist (z.B. einige Nanofarad), um auch im belastungsfreien Zustand genügend Blindleistung aufzunehmen, und an den Eingang resonant zurückzuspeisen, wenn die Wirklast gegenüber ihrem Nennwert kleiner wird.

[0073] Der Klasse-E-Konverter reagiert auf eine verstärkt kapazitive oder eine weniger ohmsche Ausgangsbelastung mit einer Erhöhung des Blindstromanteils, ohne daß die Nullspannungsbedingung verletzt wird. Hierbei wirkt sich die inhärente Ausgangskapazität des piezoelektrischen Transformators in diesem Sinne stabilisierend aus. Somit kehrt die Schalterspannung weiterhin auf Null zurück, auch wenn die Gasentladungslampe wieder verloschen oder entfernt worden ist. Damit erhöht sich lediglich der Reversstromanteil in dem Schalter. Für den Fall, daß keine Wirkleistung mehr an die Last übertragen wird, ist der maximale Reversstrom gleich dem maximalen Einschaltstrom des Schalters (Zündbetrieb). Somit kann eine Detektion von End-Of-Life-Effekten oder Lastkreisunterbrechung durch ein Abtasten des Reversstroms in dem Schalter erfolgen, ohne daß die Lampenspannung überwacht werden muß. Allerdings ändert sich die optimale relative Einschaltzeit mit der Frequenz und muß bei größeren Frequenzänderungen innerhalb der Bandbreite nachgeführt werden. Solches ist für eine Festpunktlast innerhalb einer PLL-Regelung jedoch seltener oder gar nicht erforderlich und wird nur bei einer Leistungsstellung in einem größeren Bereich anzuwenden sein, oder wenn ein Zündbetrieb mit Vorheizen der Gasentladungslampe vorgesehen ist. Wegen der stärkeren Verluste während des Vorheizens im piezoelektrischen Transformator ist ein vorheizungsfreier Instant-Start für diese Lösung jedoch zu bevorzugen.

[0074] Bei einer Schwankung der Eingangsspannung ändert sich das Transformationsverhältnis des elektromechanischen Wandlers wenig, so daß sich die Leistung etwa mit dem Quadrat der Eingangsspannung ändert. Wird die Eingangsgleichspannung des Konverters kleiner, so sinken der Wirkstrom und der Blindstrom in dem Lastkreis entsprechend ab, und der Schalterreversstrom nimmt ab. Wenn die Sperrspannungsreserve des Schalters groß ist, kann die Eingangskapazität des piezoelektrischen Transformators verkleinert werden, um ein Nullspannungsschalten (ZVS) bis zu kleineren Eingangsspannungen zu erreichen. Ist die Sperrspannungsreserve des Schalters hingegen klein, so darf die Eingangsspannung nicht unter einen bestimmten Minimalwert sinken. Dieser Wert ist wegen der ausreichend großen Ausgangskapazität eines piezoelektrischen Transformators bei sinkender ohmscher Belastung aber klein genug, um die üblichen Spannungsschwankungen der Netze auszugleichen und um zusätzlich eine größere Spannungsschwankung an dem Eingangsladekondensator zuzulassen. Wird die Last entfernt oder ist die lastseitige Gasentladungslampe ungezündet, so bewirkt die konstante oder geringfügig ansteigende kapazitive Ausgangslast des piezoelektrischen Transformators einerseits eine Aufrechterhaltung des Nullspannungsschaltens, indem der steigende Blindstromanteil den fehlenden Laststromanteil kompensiert. Andererseits wird die Schaltermaximalspannung jedoch nicht wesentlich größer, da der effektive Eingangsstrom abnimmt und von einem kleineren Anteil des Laststroms kompensiert werden muß, wobei auch die gesamte relative Einschaltzeit konstant bleibt.

[0075] Wird die ohmsche Belastung größer, so sinkt der Blindstromanteil auf kleinere Werte, so daß die Schaltermaximalspannung auch in diesem Fall nicht überschritten wird. Bei einen zu großen ohmschen Last würde das Nullspannungsverhalten nicht mehr erreicht, weil die Übertragungskennlinie des piezoelektrischen Wandlers nur eine begrenzte Leistungsübertragung (Maximallast) zulässt. Eine Lasterhöhung stößt auf die gleiche Begrenzung bei der Leistungsübertragung wie eine Eingangsspannungserhöhung nach Fig. 5a. Somit wird die zusätzlich aufgenommene Leistung an dem Schalter in Wärme umgesetzt, wenn bei einer Spannung größer als null eingeschaltet werden muß. Damit wird die Schaltermaximalspannung ebenfalls nicht überschritten, indem die übertragene Leistung nicht mehr erhöht wird. Für den Fall, daß eine zu große Last verwendet wird, kann diese durch eine Detektion der Spannungsrückkehr an dem Schalter erkannt werden, so daß eine Überlastung des Schalters vermieden werden kann, indem der Konverter abgeschaltet wird. Somit kann man als Schalter ein Bauelement einsetzen, dessen erlaubte Maximalspannung in keinem möglichen Betriebszustand einer Gasentladungslampe mit elektromechanischem Wandler (piezoelektrischer Transformator) überschritten wird. Deshalb ist auch ein nicht-avalanchefester Schalter (MOSFET oder IGBT) für diese Anwendung gut geeignet, da sich die an den Eingang zurückwirkende Ausgangskapazität des Wandlers bei sinkender ohmscher Last kompensierend auswirkt, und eine maximal übertragbare Leistung nicht überschritten werden kann. Diese Eigenschaften sind durch den Einsatz von erfindungsgemäß dimensionierten piezoelektrischen Transformatoren meist gegeben.

[0076] Durch den Einsatz nicht-avalanchefester Bauelemente, insbesondere Fieldstop-IGBT als Schalter, wird die vorliegende Anwendung kostengünstiger, indem kein Schutzelement gegen Überspannungen an dem Schalter eingesetzt werden muß, da der Ausgangskreis den Schutz des Schalters durch seine elektromechanischen und damit elektrischen Eigenschaften bereits gewährleistet.

[0077] Wie es bereits erwähnt worden ist, kann man zu einer Steuerung und Regelung eines so aufgebauten Konverters den Phasenwinkel zwischen Laststrom und Schalterstrom auswerten. Der Schalterstrom wird nur durch den Gleichanteil der Eingangsdrossel überlagert, welche die Phasenverschiebung um einen festen Betrag verändert, und deshalb nicht oder nur wenig von der Leistung oder Eingangsspannung abhängig ist. Wird die Eingangsdrossel des Konverters so klein gewählt, daß der Drosselstrom auf Null abklingen oder kleiner als Null werden kann, so kann man den Anteil des überlagerten Gleichstroms von Seiten der Drossel deutlich reduzieren oder fast zu Null machen, weil dann der Drosselstrom typischerweise in dem Moment des Einschaltens des Schalters etwa einen Nulldurchgang erreicht. Auch wenn die Eingangsdrossel größer gewählt wird, ist eine Phasendetektion zur Leistungsregelung möglich und muß nur wenig an den jeweiligen Wert der Eingangsdrossel angepaßt werden, da der effektive Eingangsstrom in dieser Anwendung wesentlich kleiner als der Laststrom ist.

[0078] Auch die Schwankung der Eingangsspannung läßt sich über die Phasendetektion und eine entsprechende Frequenzveränderung ausgleichen, da der kapazitive Anteil des Ausgangsstroms im Wandler ansteigt, wenn aufgrund sinkender Eingangsspannung die Wirkleistung kleiner wird.

[0079] Wenn eine zu kleine Eingangsspannung anliegt, wird das zielgemäße Transformationsverhältnis bei Nennfrequenz nicht erreicht, wenn die Lastimpedanz aufgrund des negativen differentiellen Widerstands einer Gasentladungslampe zu groß wird. Der elektromechanische Wandler hat in der Regel die Eigenschaft, bei einer kleiner werdenden Eingangsspannung eine mit dieser quadratisch abnehmende Leistung zu übertragen.

[0080] Wenn andererseits die ohmsche Ausgangsimpedanz größer wird, kann der Wandler nur mit einer Erhöhung der Ausgangsspannung reagieren, selbst wenn eine kleine Eingangsspannung anliegt. Dadurch verschiebt sich das Transformationsverhältnis zu größeren Werten hin und die wandlerinternen Verluste nehmen geringfügig zu. Gleichzeitig wird aber die inhärente Ausgangskapazität des Wandlers mit einer größeren Spannung beaufschlagt, wodurch der kapazitive Stromanteil zunimmt und der ohmsche Stromanteil abnimmt. Die Vergrößerung des Transformationsverhältnisses kann durch ein Design des elektromechanischen Wandlers so eingestellt werden, daß die Ausgangsspannung von Maximallast (minimal möglicher Lastwiderstand) zu kleineren Lasten hin (größerer Lastwiderstand) so zunimmt, daß der resultierende Ersatzwiderstand bezüglich des Eingangs etwa konstant bleibt oder sich wenig ändert.

[0081] Dadurch kann der Klasse-E-Konverter bei veränderlicher Last in einem weiten Eingangsspannungsbereich betrieben werden, ohne daß die Nullspannungsbedingung verletzt wird und indem die übertragene Leistung nur durch kleine Frequenzänderungen variiert werden kann. Es ist demzufolge auch möglich, den Phasenwinkel zwischen Last- und Schalterstrom etwa konstant zu halten und dadurch sowohl Änderungen der Eingangsspannung als auch Änderungen der Ausgangslast bei Einhaltung der ZVS-Bedingung auszugleichen. Diese Möglichkeit ist bei einem Übertrager mit konstanten Parametern, insbesondere mit konstantem Übersetzungsverhältnis, nicht in einem derart weiten Bereich von Last- und Eingangsspannungsänderung gegeben.

[0082] Die Größe der Eingangsdrossel kann ferner benutzt werden, um die Leistung in gewissen Grenzen bei einer vorgegebenen Frequenz einzustellen. Wird die Eingangsdrossel größer gemacht, so steigt die Übertragungsleistung an, indem bei gleicher Frequenz wegen der elektrischen Charakteristik des Klasse-E-Konverters die effektive gespeicherte Energie in der Eingangsdrossel zunimmt, welche an den Lastkreis weitergegeben wird. Die Einstellung der Leistung über die Eingangsdrossel ist jedoch wegen der begrenzten Bandbreite des elektromechanischen Wandlers nur in kleineren Grenzen möglich und wird innerhalb der üblichen Toleranzen induktiver Bauelemente unwesentlich die Gesamtleistung beeinflussen. Andererseits kann der Abgleich der Eingangsdrossel zur Justierung des Arbeitspunktes verwendet werden, falls ein anderer Abgleich nicht erfolgen soll. Ein Vorteil der endlichen Ausführung der Eingangsdrossel ist somit die Möglichkeit zum Abgleich der Lampenleistung. Wird die Eingangsdrossel zu groß ausgeführt, kann sie zwar eine verbesserte Glättung der Stromoberwellen zum Netz bewirken (Störspannung), verursacht aber auch eine notwendige Anpassung der Eingangskapazität des Wandlers zu kleineren Werten bei einer Leistungserhöhung und bei einem gleichbleibenden Transformationsverhältnis oder zu einem kleineren Abwärtstransformationsverhältnis und gleichbleibender oder größerer Eingangskapazität des Wandlers.

[0083] Für das typische Abwärtstransformationsverhältnis von 1,5:1 bis 5:1 in einem Nennlastbetrieb und bei den übrigen genannten elektrischen Daten sind die zu einer typischen Erfindungsausführung erforderlichen Werte für die Eingangsdrossel bei einer typischen Frequenz von 100 kHz zwischen 3 mH und 20 mH zu wählen.

[0084] Zur Einstellung der jeweils gewünschten Nennleistung wird zeitlich nach der Detektion des Zündens eine PLL-Regelschleife in Betrieb gesetzt, in welcher die Nulldurchgänge von Schalter- und Laststrom abgetastet und auf einen Phasendetektor weitergegeben werden. Weiterhin wird diese Phasendifferenz auf ein Filter geleitet, welches eine geglättete Ausgangsspannung erzeugt. Diese wird auf einen geeigneten VCO (spannungsgesteuerten Oszillator) aufgeschaltet, welcher auf einen Sollwert abgeglichen sein soll (Sollwertvergleich) und eine geeignete Verstärkung aufweist. Das Ausgangssignal des VCO wird als Frequenzsignal mit zugehörigen erfindungsgemäßen Duty-Cycle (konstant oder leicht veränderlich innerhalb des genannten Bereichs) über einen Treiber an den Schalter (Gate eines IGBT oder MOSFET) zurückgeführt. Dabei kann sich der Duty-Cycle mit sinkender Frequenz geringfügig erhöhen und mit steigender Frequenz geringfügig verringern oder er wird konstant gehalten.

[0085] Bei dem oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das Phasendifferenzsignal positiv aufgeschaltet, wodurch eine etwa konstante Leistung erzeugt wird. Wenn eine Gasentladungslampe z.B. durch Alterung eine größere Brennspannung besitzt, dann fließt ein überproportional kleinerer Lampenstrom, was als Laständerung (Lastverringerung) bezeichnet werden kann. Dabei wird der Konverter die Leistung aber etwa konstant halten, indem er zunächst "feststellt", dass der Phasenwinkel wegen sinkender Wirklast größer geworden ist. Die daraus gebildete Phasenspannung Up ist laut Diagramm aber damit kleiner geworden. Wird sie positiv auf den VCO gegeben, dann sinkt die Frequenz etwas ab, und die Leistung wird wieder erhöht. Dadurch verkleinert sich der Phasenwinkel wieder, und die Phasendifferenzspannung steigt wieder laut Diagramm an. Somit kommt die Regelung irgendwann zu einem neuen Istwert der Lampenleistung, der aber nicht sehr stark vom Ausgangswert abweicht. Es ist also eine Regelung, die nur 100% genau wäre, wenn man die Parameter so einstellen könnte, dass die Verstärkungen des VCO, der Phasendifferenzspannungsbildung, und der Regelstrecke selbst (Klasse E mit Piezo-Trafo), vollständige Kompensation der Leistungsänderung zulassen würden. Das ist in der Praxis nicht der Fall, wobei jedoch eine Toleranz der Leistung von +/- 10 bis 15 % durchaus akzeptierbar ist. Bei der Eingangsspannung ist es ähnlich. Wenn sich diese erhöht, steigt die Leistung bei gleichbleibender Frequenz an. Dadurch sinkt der Phasenwinkel ab, und die Phasendifferenzspannung steigt. Damit wird aber auch eine grössere Frequenz eingestellt, womit man über die Regelstrecke (insbes. durch Übertragungskurve des Piezotrafos) wieder ein kleineres Übersetzungsverhältnis einstellt. Damit sinkt die Leistung wieder ab, und auch hier erwartet man, dass sich Leistungsschwankungen im Rahmen der Eingangsspannun sänderungen in kleinen Grenzen halten werden, da die Regelung auch nicht völlig exakt ist.

Ansprüche

1. Resonanzkonverter zum Treiben von veränderlichen Lasten, mit folgenden Merkmalen:

einem Piezotransformator (105) mit einem Eingangstor und einem Ausgangstor zum Liefern eines Ausgangssignals zum Treiben der veränderlichen Last (107);

einem Schalter (103) zum Liefern eines Eingangssignals aus einer Quelle (101) an das Eingangstor des Piezotransformators (105);

einer Steuereinrichtung (109) zum Steuern einer Schaltfrequenz des Schalters;

dadurch gekennzeichnet, dass der Piezotransformator (105) derart dimensioniert und beschaltet ist, daß bei Lieferung einer Nennleistung an die veränderliche Last (107), ein Abtransformationsverhältnis zwischen Eingangssignal und Ausgangssignal von 1,5:1 bis 5:1 beträgt; und

dass die Steuereinrichtung (109) zum Steuern der Schaltfrequenz des Schalters (103) auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen dem Schalterstrom und dem Laststrom bei veränderlicher Last und/oder veränderlicher Eingangsspannung ausgelegt ist.

2. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 1, mit einem Eingangstor, das mit einer Quelle (101) verbunden ist, die eine Eingangsspannung liefert, aus der der Schalter (103) das Eingangssignal für das Eingangstor des Piezotransformators (105) erzeugt, wobei eine Eingangskapazität des Piezotransformators (105) abhängig von der Größe der Eingangsspannung und der Nennausgangsleistung fest eingestellt ist.

3. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 2, bei dem die Eingangskapazität des Piezotransformators (105) auf einen Wert zwischen 100 pF und 1 nF fest eingestellt ist.

4. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 2 oder 3, bei dem die Eingangsspannung zwischen 80 und 160 Volt und die Eingangskapazität des Piezotransformators (105) zwischen 500 pF und 1 nF beträgt.

5. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 2 oder 3, bei dem die Eingangsspannung zwischen 160 und 260 Volt beträgt und die Eingangskapazität des Piezotransformators (105) zwischen 100 pF und 500 pF beträgt.

6. Resonanzkonverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, der eine Eingangsdrossel (201) aufweist, welche zwischen die Quelle (101) und den parallel zum Eingangstor des Piezotransformators (105) angeordneten Schalter (103) geschaltet ist.

7. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 6, bei dem die Induktivität der Eingangsdrossel (201) einen Wert von 3 mH bis 20 mH aufweist.

8. Resonanzkonverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem der Schalter (103) einen spannungsgesteuerten Leistungsschalter (1037), der als Fieldstop-IGBT oder als Cool-MOS-Transistor ausgeführt sein kann, mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Steuereingang, an den ein Steuersignal anlegbar ist, umfaßt.

9. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 8, wobei zwischen dem zweiten Eingang und dem ersten Eingang des spannungsgesteuerten Leistungsschalters eine Diode (1039) geschaltet ist.

10. Resonanzkonverter gemäß einem der Patentansprüche 1 bis 9, wobei die Steuereinrichtung (109) eine Einrichtung zum Erfassen (801) einer von dem Schalterstrom abhängigen Größe, eine Einrichtung (803) zum Erfassen einer von dem Laststrom abhängigen Größe und eine Einrichtung (807) zum Ermitteln der Phasenverschiebung zwischen dem Schalterstrom und dem Laststrom aus den erfaßten Größen umfaßt.

11. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 10, bei dem die Steuereinrichtung (109) eine Phasenregelschleife (805) zum Regeln einer mittleren Phasenverschiebung auf einen konstanten Soll-Wert aufweist.

12. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 10 oder 11, bei dem die Steuereinrichtung (109) ferner einen Oszillator (811), dessen Frequenz abhängig von der ermittelten Phasenverschiebung einstellbar ist, und dessen Ausgangssignal zum Steuern des Schalters (103) dient, umfaßt.

13. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 12, der ferner eine Einrichtung zum Einstellen eines vorbestimmten Tastverhältnisses des Ausgangssignals des Oszillators (811) aufweist.

14. Resonanzkonverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 13, bei dem die veränderliche Last eine Gasentladungslampe umfaßt.

15. Verfahren zum Treiben von veränderlichen Lasten durch einen Resonanzkonverter, der einen Piezotransformator (105) mit einem Eingangstor enthält, wobei der Piezotransformator (105) derart dimensioniert ist, daß bei Lieferung einer Nennleistung an die veränderliche Last (107) das Spannungsabtransformationsverhältnis zwischen Eingangssignal und Ausgangssignal von 1,5:1 bis 5:1 beträgt, der weiterhin einen Schalter (103) und eine Steuereinrichtung (109) umfaßt, mit folgenden Schritten:

Steuern einer Schaltfrequenz des Schalters (103) durch die Steuereinrichtung (109) auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen dem Schalterstrom und dem Laststrom bei veränderlicher Last und/oder veränderlicher Eingangsspannung, um ein Eingangssignal an das Eingangstor des Piezotransformators (105)anzulegen und dadurch ein Ausgangssignal zum Treiben der veränderlichen Last zu erzeugen.

16. Verfahren gemäß Anspruch 15, mit folgenden Schritten:

Erfassen einer von dem Schalterstrom abhängigen Größe;

Erfassen einer von dem Laststrom abhängigen Größe;

Ermitteln der Phasenverschiebung zwischen dem Schalterstrom und dem Laststrom aus den erfaßten Größen.

17. Verfahren gemäß Anspruch 16 mit einem Schritt eines Regelns einer mittleren Phasenverschiebung auf einen nominalen Wert unter Verwendung einer Phasenregelschleife (805).

18. Verfahren gemäß Anspruch 16 oder Anspruch 17, mit folgenden Schritten:

Steuern eines spannungsgesteuerten Oszillators (811) basierend auf der mittleren Phasenverschiebung; und

Verwenden des Ausgangssignals des Oszillators als Steuersignal für den Schalter (103).

19. Verfahren gemäß Anspruch 18, mit einem Schritt eines Einstellens eines vorbestimmten Tastverhältnisses des Ausgangssignals des Oszillators (811).

20. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 14 bis 19, bei dem als veränderliche Last eine Gasentladungslampe verwendet wird.

Claims

1. Resonance converter for driving variable loads, comprising:

a piezo-transformer (105) with an input gate and an output gate for providing an output signal for driving the variable load (107);

a switch (103) for providing an input signal from a source (101) to the input gate of the piezo-transformer (105);

control means (109) for controlling a switching frequency of the switch;

characterized in that the piezo-transformer (105) is dimensioned and connected such that a downward transformation ratio between the input signal and the output signal is from 1.5:1 to 5:1 when providing nominal power to the variable load (107); and

that the control means (109) for controlling the switching frequency of the switch (103) is designed on the basis of a phase shift between the switch current and the load current at variable load and/or variable output voltage.

2. Resonance converter of claim 1 with an input gate connected to a source (101), which provides an input voltage from which the switch (103) generates the input signal for the input gate of the piezo-transformer (105), wherein an input capacity of the piezo-transformer (105) is adjusted depending on the amount of the input voltage and the nominal output power.

3. Resonance converter of claim 2, wherein the input capacity of the piezo-transformer (105) is fixedly adjusted to a value between 100 pF and 1 nF.

4. Resonance converter of claim 2 or 3, wherein the input voltage is between 80 and 160 volts and the input capacity of the piezo-transformer (105) is between 500 pF and 1 nF.

5. Resonance converter of claim 2 or 3, wherein the input voltage is between 160 and 260 volts and the input capacity of the piezo-transformer (105) is between 100 pF and 500 pF.

6. Resonance converter of one of claims 1 to 5, comprising an input choke (201) connected between the source (101) and the switch (103) arranged in parallel to the input gate of the piezo-transformer (105).

7. Resonance converter of claim 6, wherein the inductance of the input choke (201) has a value of 3 mH to 20 mH.

8. Resonance converter of one of claims 1 to 7, wherein the switch (103) includes a voltage-controlled power switch (1037), which may be implemented as a fieldstop IGBT or a cool MOS transistor, with a first input, a second input, and a control input to which a control signal can be applied.

9. Resonance converter of claim 8, wherein a diode (1039) is connected between the second input and the first input of the voltage-controlled power switch.

10. Resonance converter of one of claims 1 to 9, wherein the control means (109) includes means for detecting (801) a quantity dependent on the switch current, means (803) for detecting a quantity dependent on the load current, and means (807) for determining the phase shift between the switch current and the load current from the detected quantities.

11. Resonance converter of claim 10, wherein the control means (109) comprises a phase-locked loop (805) for regulating a mean phase shift to a constant target value.

12. Resonance converter of claim 10 or 11, wherein the control means (109) further includes an oscillator (811), whose frequency is adjustable depending on the determined phase shift and whose output signal serves for controlling the switch (103).

13. Resonance converter of claim 12, further comprising means for adjusting a predetermined duty cycle of the output signal of the oscillator (811).

14. Resonance converter of one of claims 1 to 13, wherein the variable load includes a gas discharge lamp.

15. Method of driving variable loads by a resonance converter including a piezo-transformer (105) with an input gate, wherein the piezo-transformer (105) is dimensioned such that the voltage downward transformation ratio between the input signal and the output signal is from 1.5:1 to 5:1 when providing nominal power to the variable load (107), a switch (103) and control means (109), comprising the steps of:

controlling a switching frequency of the switch (103) by the control means (109) on the basis of a phase shift between the switch current and the load current at variable load and/or variable input voltage, in order to apply an input signal to the input gate of the piezo-transformer (105) and thereby generate an output signal for driving the variable load.

16. Method of claim 15, comprising the steps of:

detecting a quantity dependent on the switch current;

detecting a quantity dependent on the load current;

determining the phase shift between the switch current and the load current from the detected quantities.

17. Method of claim 16, with a step of regulating a mean phase shift to a nominal value using a phase-locked loop (805).

18. Method of claim 16 or claim 17, comprising the steps of:

controlling a voltage-controlled oscillator (811) based on the mean phase shift; and

using the output signal of the oscillator as control signal for the switch (103).

19. Method of claim 18, with a step of adjusting a predetermined duty cycle of the output signal of the oscillator (811).

20. Method of one of claims 14 to 19, wherein a gas discharge lamp is used as variable load.

Revendications

1. Convertisseur à résonance pour alimenter des charges variables, aux caractéristiques suivantes:

un transformateur piézoélectrique (105) avec une porte d'entrée et une porte de sortie pour fournir un signal de sortie, pour alimenter la charge variable (107);

un interrupteur (103) destiné à fournir un signal d'entrée d'une source (101) à la porte d'entrée du transformateur piézoélectrique (105);

un moyen de régulation (109) destiné à réguler une fréquence de commutation de l'interrupteur;

caractérisé par le fait que le transformateur piézoélectrique (105) est dimensionné et disposé de sorte que, en cas de fourniture d'une puissance nominale à la charge variable (107), un rapport de transformation en abaissement entre le signal d'entrée et le signal de sortie soit de 1,5:1 à 5:1; et

que le moyen de régulation (109) destiné à réguler la fréquence de commutation (103) est conçu sur base d'un déphasage entre le courant d'interrupteur et le courant de charge à charge variable et/ou à tension d'entrée variable.

2. Convertisseur à résonance selon la revendication 1, avec une porte d'entrée qui est reliée à une source (101) fournissant une tension d'entrée à partir de laquelle l'interrupteur (103) génère le signal d'entrée pour la porte d'entrée du transformateur piézoélectrique (105), une capacité d'entrée du transformateur piézoélectrique (105) étant réglée de manière fixe en fonction de la grandeur de la tension d'entrée et de la puissance de sortie nominale.

3. Convertisseur à résonance selon la revendication 2, dans lequel la capacité d'entrée du transformateur piézoélectrique (105) est réglée de manière fixe à une valeur comprise entre 100 pF et 1 nF.

4. Convertisseur à résonance selon la revendication 2 ou 3, dans lequel la tension d'entrée est comprise entre 80 et 160 volts et la capacité d'entrée du transformateur piézoélectrique (105) est comprise entre 500 pF et 1 nF.

5. Convertisseur à résonance selon la revendication 2 ou 3, dans lequel la tension d'entrée est comprise entre 160 et 260 volts et la capacité d'entrée du transformateur piézoélectrique (105) est comprise entre 100 pF et 500 pF.

6. Convertisseur à résonance selon l'une des revendications 1 à 5, qui présente une bobine d'induction (201) qui est connectée entre la source (101) et l'interrupteur (103) disposé en parallèle avec le transformateur piézoélectrique (105).

7. Convertisseur à résonance selon la revendication 6, dans lequel l'inductance de la bobine d'induction (201) présente une valeur de 3 mH à 20 mH.

8. Convertisseur à résonance selon l'une des revendications 1 à 7, dans lequel l'interrupteur (103) comporte un disjoncteur commandé par la tension (1037), qui peut être réalisé sous forme de 'Fieldstop IGBT' ou de transistor ,Cool MOS', avec une première entrée, une deuxième entrée et une entrée de régulation à laquelle peut être appliqué un signal de régulation.

9. Convertisseur à résonance selon la revendication 8, entre la deuxième entrée et la première entrée du disjoncteur commandé par la tension étant connectée une diode (1039).

10. Convertisseur à résonance selon l'une des revendications 1 à 9, le moyen de régulation (109) comportant un moyen pour détecter (801) une grandeur fonction du courant d'interrupteur, un moyen (803) pour détecter une grandeur fonction du courant de charge et un moyen (807) pour détecter le déphasage entre le courant d'interrupteur et le courant de charge à partir des grandeurs détectées.

11. Convertisseur à résonance selon la revendication 10, dans lequel le moyen de régulation (109) présente une boucle de réglage de phase (805) destinée à régler un déphasage moyen à une valeur de consigne constante.

12. Convertisseur à résonance selon la revendication 10 ou 11, dans lequel le moyen de régulation (109) comporte, par ailleurs, un oscillateur (811) dont la fréquence peut être réglée en fonction du déphasage moyen et dont le signal de sortie sert à la régulation de l'interrupteur (103).

13. Convertisseur à résonance selon la revendication 12, présentant, par ailleurs, un moyen de réglage d'un rapport de balayage prédéterminé du signal de sortie de l'oscillateur (811).

14. Convertisseur à résonance selon l'une des revendications 1 à 13, dans lequel la charge variable comporte une lampe à décharge de gaz.

15. Procédé pour alimenter des charges variables par un convertisseur à résonance qui contient un transformateur piézoélectrique (105) avec une porte d'entrée, le transformateur piézoélectrique (105) étant dimensionné de sorte que, en cas de fourniture d'une puissance nominale à la charge variable (107), le rapport de transformation en abaissement de la tension est compris entre 1,5:1 et 5:1, qui comprend, par ailleurs, un interrupteur (103) et un moyen de régulation (109), aux étapes suivantes consistant à:

réguler une fréquence de commutation de l'interrupteur (103) par le moyen de régulation (109) sur base d'un déphasage entre le courant d'interrupteur et le courant de charge à charge variable et/ou à tension d'entrée variable, pour appliquer un signal d'entrée à la porte d'entrée du transformateur piézoélectrique (105) et générer, de ce fait, un signal de sortie pour alimenter la charge variable.

16. Procédé selon la revendication 15, aux étapes suivantes consistant à:

détecter une grandeur fonction du courant d'interrupteur;

détecter une grandeur fonction du courant de charge;

déterminer le déphasage entre le courant d'interrupteur et le courant de charge à partir des grandeurs détectées.

17. Procédé selon la revendication 16 avec une étape de réglage d'un déphasage moyen à une valeur nominale à l'aide d'une boucle de réglage de phase (805).

18. Procédé selon la revendication 16 ou la revendication 17, aux étapes suivantes consistant à:

réguler un oscillateur commandé par la tension (811) sur base du déphasage moyen; et

utiliser le signal de sortie de l'oscillateur comme signal de commande pour l'interrupteur (103).

19. Procédé selon la revendication 18, avec une étape de réglage d'un rapport de balayage prédéterminée du signal de sortie de l'oscillateur (811).

20. Procédé selon l'une des revendications 14 à 19, dans lequel est utilisée, comme charge variable, une lampe à décharge de gaz.

Zeichnung