CIRCUIT ELECTRONIQUE DE REFERENCE DE TENSION

Description

[0001] L'invention concerne les circuits intégrés électroniques et plus précisément elle concerne la réalisation d'un circuit de référence de tension indépendante de la température, fondé sur les propriétés des transistors bipolaires en silicium.

[0002] L'établissement d'une tension de référence dans un circuit intégré sur silicium comprend le plus souvent la réalisation d'un circuit appelé d'une manière générique "circuit de référence de type bandgap" en raison du fait qu'il utilise des propriétés physiques intrinsèques du silicium pour assurer une constance de la tension malgré les variations de température ; le terme bandgap fait référence à la différence d'énergie intrinsèque qui existe entre les bandes de valence et de conduction du silicium, différence qui ne dépend pratiquement pas de la température dans une large gamme de températures.

[0003] Un circuit de référence de type bandgap utilise classiquement la combinaison d'une tension base-émetteur d'un transistor, qui varie négativement (et à peu près linéairement) avec la température, et d'un courant ou d'une tension qui varie positivement (et à peu près linéairement) avec la température. Par exemple, la différence des tensions base-émetteur de deux transistors de surfaces d'émetteur différentes, montés en diode et alimentés par des sources de courant identiques, est une tension qui varie positivement avec la température.

[0004] Le résultat de cette combinaison n'est cependant pas parfait sur une large gamme de température, notamment une gamme qui irait de -50°C à +120°C : on constate que même avec des circuits de compensation et avec les réglages les plus fins des paramètres du circuit (tailles de transistors, valeurs de résistances, de courants, etc.) on aboutit à une courbe de variation de tension à peu près plate vers les températures ambiantes mais qui se courbe tant pour les températures basses que pour les températures élevées.

[0005] On trouvera dans la littérature des exemples de circuits de référence de type bandgap avec des corrections de courbure en fonction de la température, par exemple : "A curvature corrected low-voltage bandgap reference", de Gunawan, Meijer, Fondrie, Huijsing dans IEEE JSSC Juin 1993 ; ou encore "A new Fahrenheit temperature Sensor", de R. Pease dans IEEE JSSC Décembre 1984. Ces corrections sont complexes.

[0006] Le problème est rendu plus critique pour des circuits de technologie CMOS, dans lesquels les transistors bipolaires qui sont disponibles pour réaliser le circuit de référence de tension, sont des transistors PNP de propriétés médiocres et de caractéristiques très dispersées d'un circuit à l'autre ; ces transistors sont en effet principalement des transistors qu'on peut qualifier de transistors parasites constitués à partir du substrat de type P, des caissons de type N des transistors PMOS et des diffusions de source de ces transistors PMOS. Or il est important de pouvoir réaliser des tensions stables en température même dans des circuits de technologie CMOS qui n'ont pas d'autres transistors bipolaires disponibles.

[0007] De manière générale, l'obtention d'une tension de référence précise et reproductible, stable sur une large gamme de températures (-50°C à +120°C), pose des problèmes. L'invention a pour but de proposer une solution qui améliore les performances des circuits antérieurs. Le brevet US 7 091 713 décrit un circuit de type bandgap avec diverses compensations.

[0008] Selon l'invention, on propose un circuit de référence de tension, comportant un premier circuit de type bandgap fournissant une tension ou un courant stable en température au premier ordre, à partir d'un générateur de courant PTAT fournissant un courant proportionnel à la température absolue, ce générateur comprenant, entre une alimentation et une masse, deux branches parallèles, l'une comprenant un premier transistor MOS en série avec un transistor bipolaire monté en diode, l'autre comprenant un deuxième transistor MOS identique au premier, une résistance et un deuxième transistor bipolaire ayant une surface d'émetteur N fois plus grande que la surface d'émetteur du premier, avec un amplificateur différentiel qui commande les transistors MOS et qui établit dans la résistance une chute de tension égale à la différence des tensions base-émetteur des deux transistors bipolaires, caractérisé en ce qu'il est prévu des moyens pour injecter au point de jonction entre le premier transistor bipolaire et le premier transistor MOS un courant qui est égal au courant de base du premier transistor bipolaire et des moyens pour injecter au point de jonction du deuxième transistor bipolaire et de la résistance un courant qui est égal au courant de base du deuxième transistor bipolaire, de manière que le courant de sortie du générateur de courant proportionnel à la température soit égal au courant de collecteur et non au courant d'émetteur du deuxième transistor bipolaire.

[0009] Le premier circuit de type bandgap fournit un courant ou une tension stable en température au premier ordre à partir

• d'une tension base-émetteur de transistor bipolaire ayant une pente de variation négative en fonction de la température
• et du courant issu du générateur de courant PTAT (ayant une pente de variation positive en fonction de la température).

[0010] Le circuit de référence de tension comprend de préférence un sommateur pour établir une combinaison linéaire, avec des coefficients de pondération respectifs, de trois valeurs qui sont respectivement

• la tension ou le courant de sortie du premier circuit de type bandgap,
• la tension ou le courant de sortie d'un deuxième circuit fournissant une tension ou un courant proportionnel à la différence entre la température absolue T et une température de référence Tr,
• la tension ou le courant de sortie d'un troisième circuit fournissant une tension ou un courant proportionnel au carré de cette différence.

[0011] De préférence, le premier circuit de type bandgap comprend, outre le générateur de courant PTAT fournissant un courant proportionnel à la température absolue, des moyens pour produire un courant qui est le rapport entre une tension base-émetteur de transistor bipolaire et une valeur de résistance, ce courant étant appliqué à une entrée d'un amplificateur opérationnel du sommateur.

[0012] Le circuit (dit circuit « thermomètre ») fournissant une tension proportionnelle à la différence (T-Tr) comprend de préférence un générateur de courant proportionnel à la température absolue (qui peut être le même que le précédent), des moyens pour appliquer ce courant à une résistance et à un transistor bipolaire, et un amplificateur différentiel pour établir une tension qui est la différence entre la tension base-émetteur de ce transistor bipolaire et la chute de tension aux bornes de la résistance.

[0013] La température de référence est de préférence la température ambiante d'environ 25°C.

[0014] D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels :

• la figure 1 représente le principe de base d'un circuit de type PTAT établissant un courant proportionnel à la température absolue, réalisé dans une technologie CMOS et utilisant les transistors PNP parasites de cette technologie ;
• la figure 2 représente le principe de base d'un circuit de type bandgap fondé sur l'équilibre au premier ordre entre la variation négative d'une tension base-émetteur de transistor bipolaire et la variation positive d'un courant de circuit de type PTAT ;
• la figure 3 représente un autre exemple de réalisation de circuit de type bandgap
• la figure 4 représente l'architecture générale d'un circuit de référence de tension stable en température selon l'invention ;
• la figure 5 représente l'utilisation d'un circuit classique de type bandgap, dans l'architecture selon l'invention ;
• la figure 6 représente un exemple de réalisation de circuit dit circuit "thermomètre" fournissant une tension proportionnelle à T-Tr ;
• la figure 7 représente un exemple de réalisation d'un circuit d'élévation au carré de la tension de sortie du circuit thermomètre ;
• la figure 8 représente un schéma de circuit permettant d'améliorer le comportement du circuit en éliminant l'influence néfaste du mauvais gain en courant des transistors bipolaires PNP utilisés dans le circuit lorsque celui-ci est réalisé dans une technologie purement CMOS.

[0015] Sur la figure 1, les transistors bipolaires PNP T1 et T2 et les transistors PMOS Q1 et Q2 forment avec un amplificateur différentiel A1 le coeur d'un générateur de courant PTAT, c'est-à-dire un circuit fournissant un courant proportionnel à la température absolue T. Les transistors T1 et T2 sont de surfaces d'émetteur différentes, le transistor T2 ayant une surface N fois supérieure à celle du transistor T1. Les transistors Q1 et Q2 sont identiques et constituent des sources de courant variables mais identiques. Leurs grilles sont portées à un même potentiel variable et leur source est à une tension d'alimentation Vdd. Le transistor T1 est monté en diode entre le drain de Q1 et une masse GND : base et collecteur de T1 sont réunis et reliés à la masse, l'émetteur est relié au drain de Q1. Le montage est le même pour T2 et Q2 mais une résistance R2 est interposée entre le drain de T2 et l'émetteur de Q2. L'amplificateur différentiel A1 a ses deux entrées reliées respectivement aux drains de Q1 et Q2 ; il réalise une contre-réaction en agissant sur le potentiel commun des grilles de ces deux transistors, donc sur les courants identiques qui les traversent, jusqu'à trouver un point d'équilibre où les potentiels des deux drains sont identiques (à la tension de décalage d'entrée près de l'amplificateur). La chute de tension R2.I2 dans la résistance R2 compense alors exactement la différence ΔVbe entre les tensions base-émetteur de T1 et T2 ; or on sait que cette différence est proportionnelle à la température absolue et au logarithme népérien du rapport N entre leurs surfaces d'émetteur si les deux transistors T1 et T2 sont de même technologie et placés dans les mêmes conditions de température ; l'équation est :


k est la constante de Boltzmann, q la charge de l'électron, T la température absolue, N le rapport des surfaces d'émetteur.

[0016] Il en résulte que le courant I2 traversant la résistance R2 s'ajuste automatiquement à une valeur de la forme

[0017] 12= (kT/q)(LogN)/R2 (pour des transistors ayant un gain en courant suffisamment élevé pour que le courant de base soit négligeable devant le courant de collecteur).

[0018] Le circuit de la figure 1 constitue donc un générateur de courant I2 de valeur proportionnelle à la température absolue et variant linéairement et positivement avec la température.

[0019] A partir de ce courant 12, à variation positive, et d'une résistance R3, on peut facilement réaliser une tension à variation positive R3.I2, et on peut ajouter à la tension R3.I2 une tension base-émetteur de transistor bipolaire qui varie négativement avec la température.

[0020] Cette addition de deux tensions à sens de variation inverses est réalisée par exemple par le circuit de la figure 2 : la partie gauche de la figure 2 reprend exactement le circuit de la figure 1 et constitue un générateur de courant PTAT. Le courant 12 est recopié par un transistor PMOS Q3 monté en miroir de courant des transistors Q1 et Q2 (même potentiel de source Vdd, même potentiel de grille fourni par la sortie de l'amplificateur A1). Le transistor Q3 est de préférence identique aux transistors Q1 et Q2 mais ce n'est pas obligatoire ; s'il ne leur est pas identique il faut en tenir compte dans les calculs.

[0021] Une résistance R3 est reliée entre le drain de Q3 et l'émetteur d'un transistor PNP T3 monté en diode comme T1 et T2, ayant son collecteur et sa base reliés à la masse. L'ensemble en série Q3, R3, T3 est donc monté comme l'ensemble Q2, R2, T2 et le courant qui parcourt la résistance R3 est identique au courant I2 qui parcourt R2.

[0022] Le potentiel du point de jonction de Q3 et R3 est donc la somme de la tension base-émetteur Vbe3 de T3 et de la chute de tension R3.I2 qui a pour valeur R3.I2 = (kT/q)(LogN)R3/R2. On notera que seul le rapport des résistances joue un rôle dans la valeur de la chute de tension R3.12, ce rapport étant pratiquement indépendant de la température. Le coefficient de variation positive avec la température est (k/q)(LogN)R3/R2.

[0023] La variation négative de la tension base-émetteur Vbe3 du transistor T3 dépend de paramètres technologiques du transistor. Elle est linéaire au premier ordre, et l'ordre de grandeur du coefficient de variation est par exemple de -2mV/°C. Il peut être déterminé expérimentalement pour une technologie donnée. Par conséquent, en choisissant correctement la résistance R3 et en additionnant la tension R3.I2 et la tension Vbe du transistor T3, on peut aboutir à une tension ayant un coefficient de variation global nul au premier ordre. La valeur choisie pour R3 dans ce but dépend évidemment des valeurs choisies pour N et pour R2 ainsi que de la surface d'émetteur du transistor T3.

[0024] Le circuit de la figure 2 est un circuit qu'on peut appeler "coeur de circuit bandgap" et la tension EG(T)=R3(kT/q)(LogN)/R2 + Vbe3 qui apparaît entre la sortie de ce circuit et la masse est une tension qui, au premier ordre, est indépendante de la température.

[0025] Toutefois, il y a des effets du deuxième ou du troisième ordre qui font que la tension EG(T) présente une certaine dispersion de fabrication et n'est pas complètement constante avec la température ; ceci est d'autant plus vrai que la qualité des transistors PNP est plus mauvaise. Or, dans beaucoup de circuits de technologie MOS, on ne dispose que de transistors PNP de mauvaise qualité (transistors à faible béta, c'est-à-dire à faible gain en courant). La tension de décalage d'entrée de l'amplificateur différentiel A1 est aussi un facteur qui détériore la constance de la tension de sortie EG(T).

[0026] Un autre exemple de réalisation est montré à la figure 3 ; ce circuit fonctionne d'une manière très semblable à celui de la figure 2 et il est présenté ici car il est plus facile à utiliser dans l'architecture de la présente invention. Dans cet exemple, au lieu d'additionner deux tensions Vbe3 et R3.12 dans une branche Q3, R3, T3 comme c'était le cas à la figure 2, on effectue une addition de deux courants avant de convertir la somme de ces courants en une tension EG(T). On obtient un résultat très similaire en termes d'addition de tensions dont l'une varie positivement et l'autre varie négativement. Les éléments identiques à ceux de la figure 2 portent les mêmes références et jouent le même rôle ; il s'agit principalement du générateur PTAT qui établit un courant 12 = (kT/q)(LogN)/R2 à partir des transistors T1 et T2 de surfaces d'émetteur différentes.

[0027] Un amplificateur différentiel A2 contrôle la grille d'un transistor PMOS Q4 qui est en série avec une résistance R4, de manière à faire passer dans la résistance R4 un courant tel que la chute de tension dans cette résistance soit égale à la tension base-émetteur Vbe2 du transistor T2. Pour cela, l'amplificateur différentiel A2, à grand gain, reçoit la différence entre la tension aux bornes de R4 et la tension base-émetteur Vbe2 ; le courant dans le transistor Q4 s'ajuste automatiquement à une valeur 14 telle que R4.I4 = Vbe2. Ce montage convertit donc la tension Vbe2 en un courant Vbe2/R4 dans la résistance R4 et dans le transistor Q4. Un transistor PMOS Q5 recopie le courant Vbe2/R4 qui passe dans Q4 (même tension de grille que Q4, même tension de source Vdd) ; un autre transistor PMOS Q6 recopie le courant 12 qui passe dans le transistor Q2 (même tension de grille que Q2, même tension de source Vdd). Les courants de Q5 et Q6, respectivement égaux à Vbe2/R4 et 12=(kT/q)(LogN)/R2 sont additionnés dans une résistance de charge R6. Sur le schéma de la figure 3, la résistance de charge est reliée entre d'une part les drains réunis de Q5 et Q6 et d'autre part la masse. On verra que la résistance de charge peut aussi être une résistance d'entrée ou une résistance de bouclage d'un amplificateur opérationnel.

[0028] La tension de sortie EG(T) aux bornes de la résistance R6 est alors : EG(T) = R6.(kT/q)(LogN)/R2 + Vbe2.R6/R4. Le résultat est donc sensiblement identique à celui que procure le schéma de la figure 2.

[0029] La figure 8 représente le principe de la présente invention.

[0030] Comme on l'a dit, les transistors PNP peuvent être de mauvaise qualité et notamment ils peuvent avoir un gain en courant béta faible et fortement dispersé. C'est le cas en particulier lorsque le circuit de référence de tension est réalisé dans une technologie CMOS où les seuls transistors bipolaires disponibles sont des transistors PNP formés entre le substrat de type P, les caissons de type N et les diffusions de source et drain des PMOS formés dans ces caissons. Ces transistors sont de mauvaise qualité. C'est pourquoi il est préférable de prévoir un circuit de compensation du générateur de courant PTAT, qu'on va décrire en référence à la figure 8.

[0031] Le circuit représenté à la figure 8 comprend, sur sa partie droite, le générateur de courant PTAT de la figure 1, et sur sa partie gauche le circuit de compensation dont la fonction est d'injecter dans l'émetteur du transistor T1 et dans l'émetteur du transistor T2 un courant égal au courant de base Ib qui parcourt ces transistors lorsque la résistance R2 est parcourue par le courant 12 proportionnel à la température absolue. En injectant ces courants, on fait en sorte que les courants égaux qui traversent Q1 et Q2 et donc le courant I2 qui traverse la résistance R2 ne soient pas le courant d'émetteur des transistors T1 et T2 mais soient le courant de collecteur Ic. Lorsque c'est le courant émetteur, il y a des imprécisions car les équations de fonctionnement du générateur PTAT se fondent sur le calcul des courants de collecteur des transistors T1 et T2 de taille différente. Cela n'a pas d'importance lorsque le gain en courant est fort car la différence entre courant collecteur et courant émetteur est insignifiance. Cela a plus d'importance lorsque le gain est faible. Avec la compensation introduite, on fait fonctionner véritablement le générateur PTAT à partir de courants de collecteur même si le gain est faible.

[0032] Pour atteindre ce résultat, le courant I2 dans Q1 est recopié dans une branche Q10, T10. Le transistor Q10 est identique à Q1 et a sa grille et sa source aux mêmes potentiels que la grille et la source de Q1. Le transistor T10 est identique à T1 et a son émetteur relié à la masse comme T1. La base de T10 n'est cependant pas connectée directement à la masse comme celle de T1, elle est connectée à la masse par l'intermédiaire d'un transistor NMOS Q11 monté en diode. Ce transistor Q11 est donc parcouru par un courant Ib qui est le courant de base de T10, identique au courant de base de T1.

[0033] Le courant dans Q11 est recopié à l'identique dans une branche à deux transistors Q12 NMOS), Q13 (PMOS monté en diode) ; de là, ce courant Ib est encore recopié

• à l'identique par un transistor Q14 qui injecte son courant égal à Ib dans le point de jonction entre les transistors Q1 et T1.
• à l'identique par un transistor Q15 qui injecte un courant Ib dans le point de jonction entre les transistors Q2 et T2.

[0034] Enfin, un transistor Q16 recopie le courant Ib du transistor Q13 pour l'injecter au point de jonction des transistors Q10 et T10.

[0035] Il en résulte que le courant I2 dans les transistors Q1 et Q2 est bien un courant de collecteur des transistors T1 et T2.

[0036] Avec ce schéma on aboutit à un fonctionnement où le courant proportionnel à la température est un courant de collecteur de transistor et non un courant d'émetteur comme dans les schémas classiques, de sorte qu'il est insensible au fait que le gain en courant des transistors PNP soit faible et dispersé. On pourrait d'ailleurs faire un schéma sur le même principe si les transistors étaient NPN.

[0037] Cette compensation de gain en courant des transistors PMOS du générateur PTAT peut être appliquée à un circuit de référence de tension plus complexe dans lequel on cherche à compenser les courbures de la variation de tension de référence en fonction de la température vers les températures les plus hautes ou les plus basses.

[0038] Les schémas qui vont maintenant être décrits utilisent des générateurs PTAT qui sont représentés sous forme simplifiée, c'est-à-dire sans la compensation de courant de base représentée à la figure 8 afin de ne pas alourdir la représentation, mais on comprendra que ces générateurs PTAT sont réalisés en pratique comme à la figure 8. Cependant, on doit noter que les schémas qui vont être décrits peuvent être utilisés aussi avec des générateurs PTAT qui n'incorporent pas la compensation de courant de base de la figure 8, car ils permettent en eux-mêmes d'améliorer la stabilité de la tension de référence vers les hautes températures et les basses températures.

[0039] La figure 4 représente le principe de l'obtention d'une tension de référence stable. Dans ce schéma on utilise un circuit C1 de coeur de bandgap tel que celui de la figure 2 ou la figure 3, c'est-à-dire utilisant la sommation d'une tension Vbe et d'une tension proportionnelle à la température absolue et donnant une tension (ou un courant) de référence stable en température au premier ordre ; et on ajoute à la somme EG(T) ainsi obtenue deux autres tensions dont l'une, désignée par E2(T), est issue d'un circuit C2 dit "circuit thermomètre" et l'autre, désignée par E3(T) est issue d'un circuit C3 d'élévation au carré qui élève au carré une tension issue du circuit thermomètre. Par circuit thermomètre, on entend un circuit pouvant établir une tension proportionnelle à la différence T-Tr entre la température absolue T et une température de référence Tr ; la température Tr peut être la température ambiante standard de 25°C. Le circuit d'élévation au carré est, quant à lui, capable d'établir une tension proportionnelle à (T-Tr)² à partir d'une tension fournie par le circuit thermomètre.

[0040] Un sommateur ADD effectue une combinaison linéaire des trois tensions EG(T), E2(T) et E3(T), c'est-à-dire qu'il les additionne avec des coefficients de pondération respectifs G1, G2, G3 pour établir une tension de sortie Vref = G1.EG(T) + G2.E2(T) + G3.E3(T).

[0041] Les coefficients de pondération sont choisis pour rendre aussi constante que possible la tension de sortie du sommateur en présence de variations de température. Le coefficient G1 peut être choisi arbitrairement égal à 1, des paramètres de réglage tels que la valeur de R6 permettant de régler le niveau de EG(T).

[0042] Pour le circuit C1, qui est un circuit de base de type bandgap, on a remarqué que la tension de sortie peut être considérée comme étant globalement de la forme :

[0043] Ceci veut dire que la tension de sortie du circuit C1 n'est pas constante avec la température mais tend à varier selon une courbe qu'on peut approximer par une parabole.

[0044] Les coefficients a et b peuvent être déterminés expérimentalement et dépendent du schéma utilisé et de la technologie. EG(Tr) est une valeur fixe, qui est la valeur théorique qu'on voudrait avoir à toutes les températures mais qu'on n'a en réalité qu'à la température de référence Tr.

[0045] Le circuit thermomètre C2 et le circuit d'élévation au carré C3 sont destinés à compenser ces variations de tension de sortie du circuit C1. Le circuit thermomètre devra produire une tension E2(T) = k2.(T-Tr) destinée à compenser le terme a.(T-Tr) et le circuit d'élévation au carré devra produire une tension E3(T)=k3.(T-Tr)² destinée à compenser le terme b.(T-Tr)². Les coefficients G2 et G3 de la combinaison linéaire EG(T) + G1.E2(T) + G3.E3(T) effectuée par le sommateur ADD devront être ajustés pour que k2.G2=-a et k3.G3=-b de manière que la sommation pondérée des tensions de sortie des trois circuits C1, C2, C3 aboutisse à une tension Vref=EG(Tr) aussi indépendante que possible de la température T.

[0046] Si le circuit C1 fournit un courant de sortie plutôt qu'une tension EG(T), on convertit ce courant en tension dans une résistance du sommateur ADD. Même remarque pour les sorties des circuits C2 et C3.

[0047] Les coefficients G2 et G3 sont négatifs si a, b, k1 et k2 sont positifs. Mais il faut prévoir notamment que les signes de a et b peuvent être quelconques, et on fera en sorte de prévoir que les coefficients G2 et G3 peuvent être de signe négatif (ou alternativement que les sorties E2(T) et E3(T) peuvent avoir un signe inversé si nécessaire).

[0048] La figure 5 est un schéma pratique reprenant le coeur du circuit de bandgap de la figure 3 et montrant comment on peut effectuer la combinaison linéaire désirée à l'aide d'un amplificateur opérationnel et de plusieurs résistances de sommation. Dans le cas qui est représenté, le circuit C1 fournit un courant de sortie qui est la somme des courants circulant dans les transistors Q5 et Q6 : (kT/q)(LogN)/R2 + Vbe2/R4

[0049] Les sorties réunies des transistors Q5 et Q6, constituant la sortie du circuit C1, ne sont pas appliquées à une résistance R6 comme à la figure 3 mais elles sont appliquées, ce qui revient au même, à une entrée E1 d'un amplificateur opérationnel AO rebouclé par une résistance de bouclage Rs1.

[0050] L'autre entrée E2 de l'amplificateur est portée à un potentiel de référence VG (qui peut être la masse GND ou de préférence le point milieu entre l'alimentation basse GND et l'alimentation haute Vdd). Le potentiel VG est, comme on le verra, la référence par rapport à laquelle le circuit thermomètre C2 fournit une tension proportionnelle à T-Tr, et le circuit C3 fournit une tension proportionnelle au carré de T-Tr. C'est pourquoi ce potentiel doit aussi servir de référence dans le sommateur ADD placé en sortie du circuit C1.

[0051] La résistance de bouclage Rs1 convertit le courant qui la traverse en tension (comme la résistance R6 de la figure 3). Le courant qui la traverse est tel que la somme des courants qui entre sur le noeud E1 soit nulle. Cette somme comprend les courants issus des transistors Q5 et Q6 (courants Vbe2/R4 et 12), le courant dans la résistance Rs1 et deux courants injectés, à travers une résistance Rs2 et une résistance Rs3 respectivement, par les sorties en tension du circuit thermomètre C2 et du circuit d'élévation au carré C3.

[0052] La résistance Rs2 définit le coefficient de pondération G2 correspondant au circuit C2. Cette résistance Rs2 est placée entre la sortie du circuit C2 et l'entrée E1 de l'amplificateur opérationnel AO. De même, une troisième résistance Rs3, placée entre la sortie du circuit C3 et l'entrée E1, définit le coefficient de pondération G3. Les circuits C2 et C3 fournissent des tensions sous faible impédance de sortie et imposent leur potentiel de sortie sur les résistances Rs2 et Rs3.

[0053] Les circuits C2 et C3 fournissent des tensions référencées par rapport à la tension VG. Le circuit C2 fournit une tension E2(T) qui est égale à k2.(T-Tr). Le circuit C3 fournit une tension E3(T) qui est égale à k3.(T-Tr)².

[0054] Le fonctionnement de l'amplificateur opérationnel est classique : la somme des courants qui arrivent sur son entrée E1 est nulle, et la tension sur cette entrée est égale à la tension sur l'entrée E2, c'est-à-dire à VG.

[0055] Si on appelle Vref la tension de sortie (référencée par rapport au potentiel de référence VG) de l'amplificateur AO, alors on peut écrire :

[0056] Donc

[0057] Ou, si on appelle EG(T) la valeur -Rs1[I2+Vbe2/R4], tension imparfaite du circuit de bandgap C1, égale à EG(Tr) à la température de référence Tr.

[0058] Comme on a fait l'approximation du second ordre que EG(T) est assimilable à la somme EG(Tr)+ a.(T-Tr)+b(T-Tr)², on trouve que

Ou

[0059] La valeur de Rs1 est réglée en principe en fonction de la valeur qu'on souhaite donner à la tension de référence Vref à la température de référence Tr. Cette valeur est -Rs1[I2+Vbe2/R4] mesurée à la température de référence et qui est EG(Tr) selon la notation précédemment utilisée.

[0060] Si les coefficients k2 et k3 des circuits C2 et C3 ne sont pas réglables, alors on règle le rapport Rs1/Rs2 tel que Rs2/Rs1 = k2/a et le rapport Rs3/Rs1 tel que Rs3/Rs1 = k3/b, ce qui permet d'éliminer les coefficients pondérateurs des termes T-Tr et (T-Tr)² et d'aboutir à une tension de référence qui a la valeur EG(Tr) sur toute la plage de températures pour laquelle l'approximation EG(T) = EG(Tr)+a(T-Tr)+b(T-Tr)² reste valable pour le circuit bandgap C1 utilisé.

Circuit thermomètre

[0061] Le circuit thermomètre C2 peut être constitué par exemple de la manière suivante, comme représenté à la figure 6 : il comprend un générateur de courant proportionnel à la température absolue (PTAT) ; ce générateur peut être celui qui sert dans le circuit C1 pour établir le courant ou la tension constante au premier ordre. Il est donc composé des transistors PNP T1, T2, de l'amplificateur différentiel A1, de la résistance R2, et des sources de courant constituées par les transistors PMOS Q1, Q2 dont les grilles sont reliées à la sortie de l'amplificateur différentiel A1.

[0062] Le courant I2 proportionnel à la température absolue est recopié par un transistor PMOS Q7 et par un transistor PMOS Q8 qui ont tous deux le même potentiel de source et de grille que Q1 et Q2. Le transistor Q7 alimente une résistance R7. La résistance R7 est reliée entre le drain du transistor Q7 et la sortie d'un amplificateur différentiel A3. Le transistor Q8 alimente un transistor bipolaire T8 monté en diode, ayant son émetteur relié au drain de Q8 et son collecteur et sa base reliés au potentiel de référence VG. L'amplificateur différentiel A3 a une première entrée reliée au point de jonction de R7 et Q7 et une deuxième entrée reliée au point de jonction de Q8 et T8.

[0063] Il en résulte que l'amplificateur différentiel A3 établit une tension qui est la différence entre la tension base-émetteur de ce transistor bipolaire (parcouru par un courant proportionnel à la température) et de la chute de tension aux bornes de la résistance (parcourue par un courant proportionnel à la température).

[0064] On peut montrer et vérifier expérimentalement que si la résistance R7 est ajustée pour que la tension de sortie de l'amplificateur différentiel A3 soit égale à VG pour la température de référence Tr, alors la tension de sortie de l'amplificateur pour une température absolue quelconque T est une tension E2(T) pratiquement proportionnelle à T-Tr et qu'on peut donc écrire E2(T)=k2.(T-Tr)

[0065] Cette proportionnalité approchée résulte notamment de la courbe de variation pratiquement en (T-Tr) de la tension base-émetteur Vbe8 du transistor T8 lorsqu'il est parcouru par un courant I2 proportionnel à la température absolue.

[0066] La résistance R7 est ajustable pour régler le circuit thermomètre de telle manière que la tension de sortie E2(T) soit nulle pour la température de référence Tr, c'est-à-dire de manière que la sortie de l'amplificateur A3 soit égale à VG pour cette température.

[0067] Si on estime que le coefficient a de la courbe de variation de EG(T) avec la température peut être soit positif soit négatif, on peut prévoir un amplificateur opérationnel supplémentaire, monté en inverseur analogique, à la sortie de l'amplificateur A3. La sortie de l'amplificateur supplémentaire ou la sortie de l'amplificateur A3 sera utilisée selon le signe de a, le choix étant fait lors du test du circuit ; l'ajustement de la résistance R7 est fait également lors du test.

Circuit d'élévation au carré

[0068] Pour produire un signal proportionnel à (T-Tr)² on utilise le circuit thermomètre, et on applique sa tension de sortie E2(T) a un circuit d'élévation au carré qui utilise la même référence de potentiel VG.

[0069] Le circuit d'élévation au carré peut être celui de la figure 7. Il comporte deux sources de courant entrant et sortant SC1 et SC2 de valeur arbitraire 2.lo chacune ; la première source, SC1, alimente en courant entrant un groupe de deux branches différentielles identiques à une résistance et trois transistors chacune (une résistance R21, un PMOS Q21 et deux NMOS Q22 et Q23, tous en série, dans la première branche, une résistance R24=R21, un PMOS Q24 et deux NMOS Q25 et Q26 en série dans la deuxième branche) ; la deuxième source SC2 alimente en courant sortant une paire de deux transistors NMOS identiques Q27 et Q28 ayant leurs sources réunies. Ces sources réunies sont reliées à la grille d'un transistor NMOS Q30 alimenté par une source de courant entrant SC3 de valeur Io (donc la moitié de la valeur de chacune des autres sources). Les transistors PMOS des deux branches différentielles identiques reçoivent respectivement sur leur grille un potentiel E2(T) issu du circuit thermomètre et le potentiel de référence VG. On peut montrer que le courant qui parcourt le transistor Q30 est égal à Io+ [E2(T)]²/4(R21)².Io

[0070] On extrait du point de jonction entre la source SC3 de valeur Io et le drain du transistor Q30 un courant égal à la différence entre le courant de la source SC3 et le courant du transistor Q30. Cette différence est égale à [E2(T)]²/4.(R21)².Io

[0071] Elle est convertie en tension dans un amplificateur différentiel A4 dont une entrée est portée à la tension de référence VG et dont l'autre entrée, qui reçoit le courant [E2(T)]²/4.(R21)².Io, est reliée par une résistance R30 de rebouclage à la sortie de l'amplificateur.

[0072] La tension qui apparaît à la sortie de l'amplificateur est alors une tension E3(T) égale à R30.[E2(T)]²/4.(R21)².Io +VG

[0073] La tension E3(T) est pratiquement proportionnelle au carré de E2(T) donc au carré de T-Tr, à la condition toutefois que Io soit à peu près indépendant de la température. Pour obtenir ce résultat, on s'arrange pour réaliser les sources de courant de valeur Io et 2Io à partir du rapport entre une tension à peu près indépendante de la température et une résistance de polarisation Rpol. La tension à peu près indépendante de la température est de préférence la tension de sortie EG issue du coeur de circuit bandgap.

[0074] Io est alors de la forme Io=Eg/Rpol et on peut noter que la tension E3(T) fait alors intervenir un rapport RpoI.R30/(R21)². Ce rapport est lui aussi à peu près indépendant de la température, toutes les résistances variant de la même manière.

[0075] Là encore, si le coefficient b de la courbe de variation EG(T) a un signe quelconque, on peut placer un amplificateur opérationnel inverseur à la sortie de l'amplificateur A4. La sortie de l'un ou l'autre de ces amplificateurs sera choisie au test.

Revendications

1. Circuit de référence de tension, comportant un premier circuit de type bandgap (C1) fournissant une tension ou un courant stable en température au premier ordre, à partir d'un générateur de courant PTAT fournissant un courant proportionnel à la température absolue, ce générateur comprenant, entre une alimentation (Vdd) et une masse (GND), deux branches parallèles, l'une comprenant un premier transistor MOS (Q1) en série avec un transistor bipolaire (T1) monté en diode, l'autre branche comprenant un deuxième transistor MOS (Q2) identique au premier transistor bipolaire (T1), le générateur de courant PTAT comprenant en outre une résistance (R2) et un deuxième transistor bipolaire (T2) ayant une surface d'émetteur N fois plus grande que la surface d'émetteur du premier, avec un amplificateur différentiel (A1) qui commande les transistors MOS et qui établit dans la résistance une chute de tension égale à la différence des tensions base-émetteur des deux transistors bipolaires, caractérisé en ce qu'il est prévu des moyens pour injecter au point de jonction entre le premier transistor bipolaire (T1) et le premier transistor MOS (Q1) un courant qui est égal au courant de base du premier transistor bipolaire (T1) et des moyens pour injecter au point de jonction du deuxième transistor bipolaire (T2) et de la résistance (R2) un courant qui est égal au courant de base du deuxième transistor bipolaire (T2), de manière que le courant de sortie du générateur de courant proportionnel à la température soit égal au courant de collecteur et non au courant d'émetteur du deuxième transistor bipolaire (T2).

2. Circuit de référence selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier circuit de type bandgap fournit une tension ou un courant stable en température à partir

- d'une tension base-émetteur de transistor bipolaire (T3) ayant une pente de variation négative en fonction de la température

- et du courant (I2) issu du générateur PTAT.

3. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend un amplificateur différentiel (A2) et un troisième transistor MOS (Q4) contrôlée par cet amplificateur différentiel, pour établir dans une résistance (R4) de valeur R4 un courant égal à Vbe2/R4, où Vbe2 est la tension base-émetteur du deuxième transistor.

4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend au moins un quatrième et un cinquième transistors (Q5, Q6) pour recopier le courant dans la résistance de valeur R4 et le courant dans la résistance de valeur R2.

5. Circuit de référence selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend un sommateur (ADD) pour établir une combinaison linéaire, avec des coefficients de pondération respectifs, de trois valeurs qui sont respectivement

- la tension ou le courant de sortie (EG(T)) du premier circuit de type bandgap (C1),

- la tension ou le courant de sortie d'un deuxième circuit (C2) fournissant une tension (E2(T)) ou un courant proportionnel à la différence entre la température absolue T et une température de référence Tr,

- la tension ou le courant de sortie (E3(T)) d'un troisième circuit (C3) fournissant une tension ou un courant proportionnel au carré de cette différence.

6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que le deuxième circuit (C2) fournissant une tension proportionnelle à la différence T-Tr comprend un générateur de courant proportionnel à la température absolue, des moyens pour appliquer ce courant à une résistance de valeur R7 et à un transistor bipolaire (T8), et un amplificateur différentiel pour établir une tension qui est la différence entre la tension base-émetteur (Vbe8) de ce transistor bipolaire et de la chute de tension aux bornes de cette dernière résistance (R7).

Claims

1. A voltage reference circuit, comprising a first circuit of bandgap type (C1) providing a first-order temperature-stable voltage or current, on the basis of a PTAT current generator providing a current proportional to absolute temperature, this generator comprising, between a power supply (Vdd) and a ground (GND), two parallel branches, one comprising a first MOS transistor (Q1) in series with a diode-mounted bipolar transistor (T1), the other branch comprising a second MOS transistor (Q2) identical to the first bipolar transistor, the PTAT current generator further comprising a resistor (R2) and a second bipolar transistor (T2) having an emitter area N times as large as the emitter area of the first, with a differential amplifier (A1) which controls the MOS transistors and which establishes in the resistor a voltage drop equal to the difference of the base-emitter voltages of the two bipolar transistors, characterized in that there are provided means for injecting, at the junction point between the first bipolar transistor (T1) and the first MOS transistor (Q1), a current which is equal to the base current of the first bipolar transistor (T1) and means for injecting, at the junction point of the second bipolar transistor (T2) and of the resistor (R2), a current which is equal to the base current of the second bipolar transistor (T2), in such a manner that the output current of the generator of current proportional to temperature is equal to the collector current and not to the emitter current of the second bipolar transistor.

2. The reference circuit as claimed in claim 1, characterized in that the first circuit of bandgap type provides a temperature-stable voltage or current on the basis

- of a bipolar transistor base-emitter voltage (T3) having a negative slope of variation as a function of temperature

- and of the current (I2) arising from the PTAT generator.

3. The circuit as claimed in claim 1, characterized in that it comprises a differential amplifier (A2) and a third MOS transistor (Q4) controlled by this differential amplifier, for establishing in a resistor (R4) of value R4 a current equal to Vbe2/R4, where Vbe2 is the base-emitter voltage of the second transistor.

4. The circuit as claimed in claim 3, characterized in that it comprises at least one fourth and one fifth transistor (Q5, Q6) for copying over the current in the resistor of value R4 and the current in the resistor of value R2.

5. The reference circuit as claimed in one of the preceding claims, characterized in that it comprises a summator (ADD) for establishing a linear combination, with respective weighting coefficients, of three values which are respectively

- the output voltage or current (EG(T)) of the first circuit of bandgap type (C1),

- the output voltage or current of a second circuit (C2) providing a voltage (E2(T)) or a current proportional to the difference between the absolute temperature T and a reference temperature Tr,

- the output voltage or current (E3(T)) of a third circuit (C3) providing a voltage or a current proportional to the square of this difference.

6. The circuit as claimed in claim 5, characterized in that the second circuit (C2) providing a voltage proportional to the difference T-Tr comprises a generator of current proportional to absolute temperature, means for applying this current to a resistor of value R7 and to a bipolar transistor (T8), and a differential amplifier for establishing a voltage which is the difference between the base-emitter voltage (Vbe8) of this bipolar transistor and of the voltage drop across the terminals of the last mentioned resistor (R7).

Ansprüche

1. Spannungsreferenzschaltung, die eine erste Schaltung (C1) des Bandlückentyps umfasst, die eine(n) temperaturstabile(n) Spannung oder Strom der ersten Ordnung von einem Stromgenerator PTAT erzeugt, der einen zur absoluten Tempertur proportionalen Strom liefert, wobei dieser Generator zwischen einer Einspeisung (Vdd) und einer Masse (GND) zwei parallele Zweige umfasst, von denen der eine einen ersten MOS-Transistor (Q1) in Reihe mit einem diodengeschalteten bipolaren Transistor (T1) und der andere einen zweiten, mit dem bipolaren Transistor (T1) identischen MOS-Transistor (Q2) umfasst, wobei der Stromgenerator PTAT darüber hinaus einen Widerstand (R2) und einen zweiten bipolaren Transistor (T2) mit einer Emitterfläche umfasst, die N mal größer ist als die Emitterfläche des ersten, mit einem Differentialverstärker (A1), der die MOS-Transistoren steuert und in dem Widerstand einen Spannungsabfall erzielt, der gleich der Differenz der Basis-Emitter-Spannungen der beiden bipolaren Transistoren ist, dadurch gekennzeichnet, dass sie mit Mitteln zum Injizieren eines Stroms an der Übergangsstelle zwischen dem ersten bipolaren Transistor (T1) und dem ersten MOS-Transistor (Q1), der gleich dem Basisstrom des ersten bipolaren Transistors (T1) ist, und mit Mitteln zum Injizieren eines Stroms an der Übergangsstelle zwischen dem zweiten bipolaren Transistor (T2) und dem Widerstand (R2) ausgestattet ist, der gleich dem Basisstrom des zweiten bipolaren Transistors (T2) ist, so dass der Ausgangsstrom des Generators von Strom proportional zur Temperatur gleich dem Kollektorstrom und ungleich dem Emitterstrom des zweiten bipolaren Transistors (T2) ist.

2. Referenzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Schaltung des Bandlückentyps eine(n) temperaturstabile(n) Spannung oder Strom erzeugt von:

- einer Basis-Emitter-Spannung des bipolaren Transistors (T3) mit einer von der Temperatur abhängigen negativen Variationssteigung,

- und dem Strom (I2) vom Generator PTAT.

3. Referenzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Differentialverstärker (A2) und einen von diesem Differentialverstärker gesteuerten dritten MOS-Transistor (Q4) umfasst, um in einem Widerstand (R4) mit dem Wert R4 einen Strom von gleich Vbe2/R4 zu erzielen, wobei Vbe2 die Basis-Emitter-Spannung des zweiten Transistors ist.

4. Referenzschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass sie wenigstens einen vierten und einen fünften Transistor (Q5, Q6) umfasst, um den Strom in dem Widertand mit dem Wert R4 und den Strom in dem Widerstand mit dem Wert R2 zu duplizieren.

5. Referenzschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sie ein Addierglied (ADD) zum Erzielen einer linearen Kombination mit den jeweiligen Gewichtungskoeffizienten von drei Werten umfasst, die jeweils die Folgenden sind:

- die/der Ausgangsspannung oder -strom (EG(T)) der ersten Bandlückenschaltung (C1),

- die/der Ausgangsspannung oder -strom einer zweiten Schaltung (C2), die eine Spannung (E2(T)) oder einen Strom proportional zur Differenz zwischen der absoluten Temperatur T und einer Referenztemperatur Tr liefert,

- die/der Ausgangsspannung oder -strom (E3(T)) einer dritten Schaltung (C3), die eine Spannung oder einen Strom proportional zum Quadrat dieser Differenz liefert.

6. Referenzschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Schaltung (C2), die eine Spannung proportional zur Differenz T-Tr liefert, Folgendes umfasst: einen Generator von Strom proportional zur absoluten Temperatur, Mittel zum Zuführen dieses Stroms zu einem Widerstand mit dem Wert R7 und zu einem bipolaren Transitor (T8), und einen Differentialverstärker zum Erzielen einer Spannung, die die Differenz zwischen der Basis-Emitter-Spannung (Vbe8) dieses bipolaren Transistors und dem Spannungsabfall an den Anschlüssen dieses letzteren Widerstands (R7) ist.

Dessins