STRAHLLAGEMONITOR FÜR ELEKTRONEN-LINEARBESCHLEUNIGER

Beschreibung

1 Einleitung

[0001] Aus chirurgischer Sicht gelten manche Tumore im Gehirn, z.B. in der Hypophyse, bzw. in Organen wie Lunge und Leber bisher oft als inoperabel, da sie nur schwer zugänglich sind. Hier setzt seit einigen Jahren die moderne Strahlentechnik an. Das Zauberwort lautet: Cyberknife [1].

[0002] Darunter versteht man einen Roboterarm, ähnlich wie er in der Automobilproduktion eingesetzt wird, nur, dass die Greifhand durch eine spezielle medizinische Bestrahlungseinheit ersetzt wird. Der Roboterarm ist um 6 Achsen beweglich und hat eine spezifizierte Positionsgenauigkeit von 0,2 mm. Die Bewegungen des Patienten während der Bestrahlung, z.B. durch Atmung, werden über Kameras erfasst und kompensiert. Hierzu werden 3-4 Marker auf der Brust des Patienten montiert, die rote Lichtsignale senden, deren Lage durch die Kameras vermessen wird. Zusätzlich werden über zwei an der Decke montierte Röntgengeräte die sogenannten adiabatischen Verschiebungen wie Relaxation der Wirbelsäule, Verkrampfung und Schmerzen erfasst und durch das Lagesystem des Roboters korrigiert. Durch die Bestrahlungseinheit werden dann die über einen Linearbeschleuniger erzeugten Photonenstrahlen in den berechneten Einstrahlrichtungen auf den Tumor geschossen. Die Bestrahlungsdauer und Stärke hängt von der Art des Tumors und dessen Größe ab. Die Strahlen treffen dabei z.B. aus 100 (aus 1200 möglichen) verschiedenen Einstrahlrichtungen auf den im Brennpunkt der Strahlen sitzenden Tumor. Durch die stereotaktische Bestrahlung entfaltet das Strahlenskalpell seine tödliche Wirkung nur an der Stelle des Tumors. Die ionisierende, hochenergetische Photonenstrahlung bewirkt in den Tumorzellen Schäden am Erbgut (DNA), die letztlich zum Zelltod führen. Das im Strahlengang außerhalb des Schnittpunktes der Strahlen durchstrahlte, gesunde Gewebe wird durch die einmalige und damit niedrigere Strahlendosis nicht nachhaltig geschädigt. Die Vorteile dieser Behandlungsmethode sind vielfältig. Ein chirurgischer Eingriff ist ebenso wie eine Narkose nicht erforderlich. Die Behandlung erfolgt rein ambulant und der Patient kann sofort nach der Behandlung seinen gewohnten Alltag wieder aufnehmen.

[0003] Als Standard hat sich für das HF- Beschleunigungsfeld der Elektronen eine Frequenz von 2,998 GHz durchgesetzt. Wünschenswert wäre jedoch eine wesentlich höhere Frequenz um sowohl das Gewicht als auch die Größe der Beschleunigereinheit reduzieren zu können. So wird der Elektronen- Linearbeschleuniger im Cyberknife bei einer Frequenz von 9,3 GHz betrieben. Dies ist eine wesentliche Voraussetzung für die Mobilität der Anlage. Der Nachteil bei höheren Frequenzen liegt allerdings in der reduzierten Leistungserzeugung der HF-Quellen. So bringt es der Elektronen-Linearbeschleuniger im Cyberknife auf eine maximale Beschleunigungsenergie von 6 MeV Durch die Bewegungsfreiheit der Bestrahlungseinheit in Cyberknife können darüber hinaus nur Magnetrons zur Erzeugung des HF- Beschleunigungsfeldes eingesetzt werden. Diese besitzen jedoch eine geringere Ausgangsleistung als Klystrons, die systembedingt nur statisch einsetzbar sind. Deren Anwendungsgebiet sind bevorzugt die großen, statischen Bestrahlungsanlagen, die eine Beschleunigungsenergie von 6 bis 23 MeV erreichen. Damit hängt es von der Art des Tumors und der physikalischen Beschaffenheit des Patienten ab, wie und mit welcher Anlage bestrahlt werden muss.

[0004] Damit aus den auf Lichtgeschwindigkeit beschleunigten Elektronen die am häufigsten zur Bestrahlung eingesetzte Photonenstrahlung entsteht, muss der Elektronenstrahl am Ausgang der Beschleunigungsröhre präzise auf das Photonentarget treffen. Abweichungen im Mikrometerbereich führen bereits zum Teilchenverlust oder Unsymmetrien im applizierten Dosisprofil. In diesem Fall kann nicht mehr sichergestellt werden, dass der Patient mit der vorgegebenen Strahlendosis bestrahlt und der gewünschte Therapieerfolg erreicht wird. Die Ablage des Elektronenstrahls von der Idealbahn wird über sogenannte "Strahllagemonitore" gemessen. Die ermittelte Ablage wird dann über Magnete korrigiert oder die Bestrahlung wird wie beim Cyberknife gestoppt, wenn eine bestimmte Abweichung überschritten wird. Im Rahmen dieser Erfindung werden neue Konzepte für die Auslegung des Strahllagemonitors untersucht, realisiert und in Betrieb genommen. Besonderer Wert wird hierbei auf die Auswahl der verwendeten Technologien gelegt, um später industrietaugliche Systeme herstellen zu können.

2 Grundlagen Elektronenlinearbeschleuniger

[0005] Fig. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines Elektronen-Linearbeschleunigers. Seine wesentlichen Komponenten sind: Elektronenstrahlungsquelle, Hochfrequenzquelle, Beschleunigungsröhre, Photonentarget. Eine klassische Elektronenstrahlungsquelle, z.B. die Elektronenkanone besitzt eine Kombination von thermischer Elektronenkathode und den strahloptischen Elementen, die eine zeitliche und räumliche Bündelung der primären Elektronen ermöglichen. In den ersten beiden Zellen des Beschleunigers, in den sogenannten "Buncher-Zellen", werden die Elektronen gebündelt und dann über ein elektromagnetisches Feld mit longitudinalem Feldanteil auf nahezu Lichtgeschwindigkeit beschleunigt. Als Beschleunigungsröhre wird bevorzugt ein Rundhohlleiter verwendet und mit dem E₀₁ - Grundmode gespeist. Als HF-Quelle wird entweder ein Magnetron oder ein Klystron verwendet. Nach Verlassen des Linac treffen die Elektronen mit einer Energie von 6 bis 23 MeV auf ein Target aus Schwermetall, in der Regel aus Wolfram, und es entsteht die für die Tumorbestrahlung am häufigsten verwendete Photonenstrahlung. Eine ausführliche Herleitung der nachfolgenden, grundlegenden physikalischen Beziehungen zur Elektronenbeschleunigung findet sich in [2] und [3].

[0006] Die elektromagnetische Welle, die den Elektronenstrahl beschleunigt, wird in der Regel von einem Magnetron oder Klystron mit einer Sendefrequenz von 2,998 GHz erzeugt bzw. verstärkt. Das Magnetron bzw. Klystron koppelt in einen Rechteckhohlleiter im H₁₀-Mode ein. Die Einkopplung aus dem Rechteckhohlleiter in den E₀₁-Mode des Rundhohlleiters der Beschleunigungsröhre erfolgt dann aus Gründen der Anpassung über einen Schlitz, da an der Einkoppelstelle die Feldkonfigurationen gleich sind. Die extrem hohe HF-Leistung, die zur Beschleunigung der Elektronen auf nahezu Lichtgeschwindigkeit benötigt wird, kann aus thermischen Gründen nur im Pulsbetrieb vom Magnetron bzw. Klystron zur Verfügung gestellt werden. Daher werden von der Elektronenkanone phasenrichtig Elektronenbündel in die Beschleunigerröhre eingespeist. Die Bündel besitzen eine Laufzeit von 5 µs und innerhalb dieser Laufzeit Einzelpulse mit einer Pulsdauer von 30 ps und einer Wiederholrate von 333 ps. Die Wiederholrate entspricht einer Frequenz von 3 GHz. Danach liegt 5 bis 20 ms kein Signal an. Gemäß Fig. 2 ergibt sich der Zeitverlauf der Signale.

[0007] Es existieren 2 Arten von Elektronen-Linearbeschleunigern: der Wanderwellen- und der Stehwellenbeschleuniger. Beim Wanderwellenprinzip werden die Elektronen bei phasenrichtiger Einspeisung am Kamm der hochfrequenten Welle beschleunigt. Die Geschwindigkeit der Elektronen, die sich knapp vor dem Maximum der Welle befinden, wird also auf der ganzen Länge des Beschleunigungsrohres kontinuierlich gesteigert. Die Elektronen laufen mit der Welle mit. Beim Stehwellenbeschleuniger wird die Länge des Beschleunigungsrohres so dimensioniert, dass sich am Ende des Beschleunigungsrohres durch Reflexion der Welle eine stehende Welle im Rohr ausbilden kann. Da die Wellentäler eine negative Beschleunigung der Elektronen bewirken würden, hat die Welle über den zeitlichen Ablauf der Beschleunigung eine Phasenverschiebung z.B. um 180 Grad erfahren, sobald die zu beschleunigenden Elektronen in die jeweils nächste Resonanzkammer eintreten. Damit wird sichergestellt, dass die Elektronen immer in Strahlrichtung beschleunigt werden. Beim Stehwellenprinzip ermöglicht die seitliche Auslagerung der elektromagnetischen Welle in den Nulldurchgängen in sogenannte Kopplungshohlräume eine wesentliche Verkürzung der Beschleunigerröhre (Fig. 3). Während die elektromagnetische Welle über die Kopplungshohlräume in die nächste Resonanzkammer koppelt, gelangt der Elektronenstrahl durch ein sogenanntes Driftstreckenrohr dorthin. Das Driftstreckenrohr ist so dimensioniert, dass der 3 GHz E₀₁-Mode nicht ausbreitungsfähig ist, d.h. unterhalb der Grenzfrequenz liegt. Damit kann das Driftstreckenrohr des Elektronenstrahls zwischen den Resonatoren auf die Bedürfnisse der Strahlenoptik ausgelegt werden und ist ein idealer Ort um über Koppelsonden die Lage des Elektronenstrahls zu messen und anschließend die Ablage über Magnete entlang der Beschleunigerröhre zu korrigieren. M.Ruf et al., "Experimental Verification of Particle-in-Cell Simulation Results Concerning Capacitive Pickup Devices" Proceedings of DIPAC09, Basel, Switzerland, pp.65-67 offenbart eine Abstandmessvorrichtung für einem Elektronen-Linearbeschleuniger.

3 Aufgabe der Erfindung

[0008] Erfindungsgemäß wird ein Verfahren und eine Abstandsmessvorrichtung angegeben, die es ermöglicht die Strahlablage des Elektronenstrahls in einer Driftröhre des Elektronenlinearbeschleunigers zu messen. Bei dieser Messung wird erstmalig ein Frequenzbereich benutzt, der einem Vielfachen der Frequenz des Beschleunigungsfeldes in der Resonanzkammer entspricht. So wurde konkret die Funktionsfähigkeit des Verfahrens im Frequenzbereich um 6 GHz nachgewiesen. Mit 6 GHz wird im folgendem die Auswertung des Frequenzbandes um 5,98 GHz bezeichnet. Diese Frequenz entspricht der 1. Harmonischen der häufig verwendeten Grundfrequenz des Beschleunigungsfeldes, die eine Frequenz von 2,99 GHz aufweist. Ziel der Erfindung und der Verwendung von Frequenzen, die einem Vielfachen der Grundfrequenz des Beschleunigungsfeldes entsprechen, ist es, eine höhere Genauigkeit bei der Lagebestimmung des Strahls zu erzielen und somit Störstrahlung, die bei der Strahlentherapie gesundes Gewebe zerstören kann, zu vermeiden.Erfindungsgemäß wird eine Anordnung zur Auskopplung des Feldes des Elektronenstrahls und ein Empfangskonzept zur Auswertung der Strahlablage mit hoher Dynamik und Empfindlichkeit beschrieben.

[0009] Im Rahmen der Erfindung wurden innovative Konzepte zur Strahllagemessung in Elektronen- Linearbeschleunigern untersucht, bewertet und die erfolgversprechendsten entwickelt, gefertigt und anschließend vermessen. Als besonders vorteilhaft hat es sich herausgestellt, eine Oberwelle der Grundschwingung auszuwerten, da dann die Größe der Koppelsonden wesentlich kleiner ist als bei 3 GHz, Störungen durch die Grundstrahlfrequenz durch geeignete Bandpassfilterung unterdrückt werden können und die Empfindlichkeit größer ist. Als besonders vorteilhaft hat sich außderdem die Strahllagemessung innerhalb einer Driftröhre erwiesen, da dort ausschließlich das E-Feld des Elektronenstrahls vorhanden ist und durch ein "Nachschwingen" je nach Sondengröße elektromagnetische Wellen des Elektronenstrahls ausgekoppelt werden können, welche stark ausgeprägt Frequenzen aufweisen, die Vielfache der Frequenz der Wechselspannung ist, welche von einem Hochfrequenz-Generator zur Erzeugung des Beschleunigungsfeldes in den Linearbeschleuniger eingekoppelt wird. Analysen des Feldverlaufs mit CST Particle Studio haben dabei gezeigt, dass in den Driftröhren der Elektronenstrahl ein Feld im TEM- Mode besitzt. Die Auskopplung des TEM Feldes zur Strahllage erfolgt über 4 kapazitve Sonden, die jeweils um 90 Grad versetzt angeordnet sind. Vorliegend wurden Empfangskonzepte bei 6 GHz untersucht. Die Ergebnisse lassen sich auch auf höhere Oberwellen übertragen.

[0010] Zur Auskopplung der gepulsten, elektromagnetischen Welle bei 6 GHz wurde ein Hohlleiterfilter mit Hilfe von CST Microwave Studio entwickelt. Dieser koppelt die entsprechende Oberwelle aus. Dabei sollte die Einschwingzeit nicht zu groß werden, damit das Filter durch die hochenergetischen Pulse des Elektronenstrahls schnell in einen stabilen Zustand findet. Eine Minaturisierung des Hohlleiterfilters kann man dabei durch das Einbringen eines Dielektrikums erzielen.

[0011] Bei der Analyse der Empfangskonzepte hat sich das Konzept mit Mischer und externem logarithmischen Detektor als vorteilhaft herausgestellt. Im Gegensatz zu der logarithmischen Direktdetektion ermöglicht das Mischprinzip die Auswertung verschiedener höherer Harmonischer, eine hohe Frequenzselektivität im ZF-Bereich und die Verwendung externer gehäuster Detektoren, bei denen es im Gegensatz zu ungehäusten, im HF-Bereich einsetzbaren Detektorchips eine große Auswahl von Detektoren für verschiedene Dynamik- und Frequenzbereiche gibt. Außderdem verhindert die Entfernung zwischen externen gehäusten Detektor und dem VCO eine Beeinträchtigung der Empfindlichkeit aufgrund von Übersprechen. Der ebenfalls analysierte Diodendetektoren hat den geringsten Hardwareaufwand. Diese Methode scheitert aber aufgrund der Unempfindlichkeit und der reduzierten Dynamik. Die ebenfalls analysierte Summen- und Differenzbildung des HF- Signals zweier gegenüber liegender Kanäle hat sich aufgrund ihrer starken Abhängigkeit von Fertigungstoleranzen der Beschleunigungsröhre als ungeeignet für eine Serienfertigung herausgestellt.

[0012] Im Rahmen des Mischkonzepts wurde ein kompakter, koplanarer Mischer mit hervorragender Isolation zwischen LO und ZF-Tor entwickelt. Eine besondere Herausforderung bestand in der bestrahlungsfesten Ausführung der Hochfrequenzschaltung. Um dem zu entsprechen, wurde das in der Satellitentechnik bewährte Schaltungskonzept der koplanaren Leitungsführung auf Keramiksubstrat mit anschließender Integration ins Kovargehäuse realisiert. Kovar wurde gewählt, da es den gleichen Ausdehnungskoeffizienten wie Keramik besitzt. Dabei entstand eine äußerst kompakte, hermetisch dicht verschließbare Hochfrequenz- Baugruppe, die sämtliche HF- Bauteile beinhaltet und in beiden Empfangskonzepten keine zusätzlichen, externen HF-Kabel benötigt. Das Signalverarbeitungskonzept der DC-Spannungen aus den logarithmischen Detektoren basiert auf einer "Oversampling" Strategie. Hierbei wird der 5 µs Puls der Elektronenbündel 10-fach überabgetastet und so komplett rekonstruiert, um in einer nachgeschalteten digitalen Signalauswertung "state of the art" Algorithmik implementieren zu können. Analysen haben gezeigt, dass Ablagen des Elektronenstrahls von der Idealbahn mit dem Mischkonzept im Mikrometerbereich messbar sind, wenn die Bauteiltoleranzen der jeweiligen Kanäle gemessen und in der digitalen Signalverarbeitung korrigiert werden.

4 Kurze Figurenbeschreibung

[0013] 

Figur 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines Linearbeschleunigers, bestehend aus einer Hochfrequenzquelle, einer Elektronenstrahlungsquelle, einer Beschleunigungsröhre und einem Photonentarget. Der Elektronenstrahl wird dabei durch das E-Feld der HF-Welle beschleunigt.

Figur 2 zeigt das Zeitsignal, dass man bei der Auskopplung des vom Elektronenstrahl mitgeführten elektromagnetischen Feldes erhält. Dieses besteht beispielsweise aus Einzelpulsen, die eine Dauer von 30 ps und eine Wiederholungsdauer von 333 ps aufweisen und sich innerhalb eines Pulses beifinden, der eine Dauer von 5 µs und eine Wiederholungsdauer von 5 bis 20 ms aufweist.

Figur 3 zeigt den Querschnitt eines Stehwellenresonators mit ausgelagerten Kopplungshohlräumen für das HF-Beschleunigungsfeld. Zwischen den Resonanzkammern sind Driftröhren angeordnet, in denen der Elektronenstrahl zu den nächsten Resonanzräumen gelangt.

Figur 4 zeigt ein Simulationsdesign für die Auskopplung eines Elektronenstrahls, der durch eine Kathode und eine Anode erzeugt wird. Dabei werden zwei Sondenpaare mit einem Sondendurchmesser von 6 und von 25 mm simuliert.

Figur 5 zeigt die an dem Sondenpaar mit 25 mm Sondendurchmesser ausgekoppelten Zeitsignale, die geringfügig Amplitudenunterschiede aufweisen.

Figur 6 zeigt die an dem Sondenpaar mit 25 mm Sondendurchmesser ausgekoppelten Frequenzsignale, die geringfügige Amplitudenunterschiede aufweisen, wobei sich der größte Amplitudenunterschied bei 2,99 GHz und somit bei einer Frequenz befindet, die der Grundfrequenz des Beschleunigungsfeldes entspricht.

Figur 7 zeigt die an dem Sondenpaar mit 6 mm Sondendurchmesser ausgekoppelten Zeitsignale, die Amplitudenunterschiede aufweisen, die stärker ausgeprägt sind als bei dem Sondenpaar mit einem Sondedurchmesser von 25 mm.

Figur 8 zeigt die an dem Sondenpaar mit 6 mm Sondendurchmesser ausgekoppelten Frequenzsignale, die Amplitudenunterschiede aufweisen, die stärker ausgeprägt sind als bei dem Sondenpaar mit einem Sondendurchmesser von 25 mm und wobei sich der größte Amplitudenunterschied bei 8,97 GHz und somit bei einer Frequenz befindet, die der 2. Harmonischen der Grundfrequenz des Beschleunigungsfeldes entspricht.

Figur 9 zeigt einen Vergleich der Zeitsignale innerhalb und außerhalb einer Driftröhre. Innerhalb der Driftröhre ist ein "Nachschwingen" erkennbar, dass eine stärkere Ausprägung der 6 GHz Komponente bedingt.

Figur 10 zeigt den Signalunterschied der 6 GHz Komponente an den Empfangssonden bei Variierung der Elektronenstrahllage. Hierbei ergeben sich auch bei geringfügig unterschiedlichen Abständen zum Elektronenstrahl Signalunterschiede.

Figur 11 zeigt ein Empfangskonzept zur RSSI-Messung, bestehend aus einem Hohlleiterfilter mit geringfügiger Dämpfung im Durhclassbereich, einem LNA mit angegebener Rauschzahl und Verstärkung, einer ZF-Kette mit angegebener Bandbreite und einem Analog-Digital Konverter mit angegebener Abtastfrequenz und Videobandbreite.

Figur 12 zeigt das Blockschaltbild der logarithmischen Detektion nach Mischung, bestehend aus den Empfangssonden, einer Hohlleiterfilterung, einer HF-Schaltung im Kovargehäuse, einer Datenerfassung, die das Prinzip der Überabtastung verwendet, einem Laptop und einer Ansteuerelektronik. Die genannten Komponenten besitzen dabei den angegebenen Schaltungsaufbau.

Figur 13 zeigt das Prinzipschaltbild des Mischers. Dieses beinhaltet einen HF, einen ZF und einen LO Zweig. In der zentralen Leitungsstruktur sind zwei Dioden gegentaktmäßig angeordnet und das LO-Signal wird dabei als Schlitzwelle geführt, wobei das HF- und das ZF-Signal als koplanare Welle geführt werden.

Figur 14 zeigt das Blockschaltbild des Empfängers mit externen Detektor. Dabei befindet sich der logarithmische Detektor außerhalb des HF-Gehäuses. Aufgrund des anfänglichen Entwicklungsstandes wird der Detektor auf einem Evaluation Board getestet.

Figur 15 zeigt die Messergebenisse des Empfängers mit externem Detektor. Es ergeben sich zwei fast identische Kurven, die bei einer Eingangsleistung von -80 bis -20 dBm ein ziemlich lineares Verhalten aufweisen.

Figur 16 zeigt die Anordnung der Empfangssonden innerhalb einer Driftröhre. Mit dieser Anordnung kann sowohl der Elektronenstrahl empfangen werden, als auch gemäß beschriebenen Prinzip gegenüberliegende Empfangskanäle kalibriert werden.

Figur 17 zeigt die Übertragungsfunktion einer Sondenkalibrierung. Dabei wird an Port 1 ein Signal eingespeist und an Port 3 und Port 4 empfangen, um diese zu kalibrieren. Dabei ergibt sich zwischen dem Sendeport und den Empfangsports eine Isolation von ca. 40 dB.

Figur 18 zeigt eine günstige Schaltungsanordnung zur Speisung des Kalibrierkonzepts, bestehend aus einem VCO, Komponenten eines Dämpfungsgliedes, einem Verstärker und einem Schalter.

5 Strahllagemessung

[0014] Eine gute Möglichkeit, die Strahllage der Elektronen in den Driftröhren zwischen den Resonanzkammern zu messen, ist das Einbringen von vier kapazitiven Sonden, die einen Teil des elektrischen Feldes auskoppeln. Eine Analyse des Feldverlaufs in der Driftröhre mit CST Particle Studio zeigt, dass es sich dabei um ein Feld im TEM-Mode handelt.

[0015] In diesem Kapitel wird die Auslegung der Sondendurchmesser genauer untersucht. Dabei finden die Simulationen mit CST Particle Studio im Vakuum statt und es werden nur zwei gegenüberliegende Sonden betrachtet. Bei idealer Elektronenstrahllage (keine Ablage von der Idealbahn des Elektronenstrahls) haben die beiden gegenüber liegenden Sonden den gleichen Abstand zum Strahl und somit liegt auch derselbe Signalpegel an. Beeinflusst wird das Signal durch die Größe der Sonden. Dies kann mit dem Programm CST Particle Studio in der Simulation nachbildet werden. Dazu muss für den Elektronenstrahl eine Kathode und eine Anode definiert werden. Anschließend wird die Art der Quelle spezifiziert. Bei den Partikeln handelt es sich um Elektronen, die innerhalb eines Bunches gaußförmig verteilt sind. Die Austrittsgeschwindigkeit wird relativistisch als Lichtgeschwindigkeit angegeben. Die elektrische Ladung liegt im Bereich von pCoulomb. Diese Werte entsprechen ungefähr den am LINAC vorherrschenden Bedingungen. Als nächster Schritt müssen die Sonden definiert werden. Es wird mit zwei verschiedenen Sondendurchmessern von 6 bzw. 25 mm simuliert. Vor allem ist zu beachten, dass der auf Masse liegende koaxiale Außenleiter nicht die Sonde berührt. Deshalb ist dieser um 1 mm gegenüber der Sonde nach hinten versetzt. Implementiert in das Simulationsprogramm erhält man dann die Situation in Fig. 4. Besitzen die Sonden nun einen unterschiedlichen Abstand zum Elektronenstrahl, so ergeben sich unterschiedliche Signale, die sowohl einen Phasenunterschied als auch einen Amplitudenunterschied aufweisen. In der Simulation besitzt eine Sonde einen Strahlabstand von 4 mm und die andere einen Abstand von 5 mm. Die Simulationszeit beträgt 2 ns, so dass 5 Elektronenpakete in die Zeitspanne passen. Nun wird die Anordnung der Sondenpärchen mit 25 mm Durchmesser mit CST Particle Studio simuliert. Man erhält als Ergebnis jeweils die Zeitsignale (Fig. 5), die durch eine Fouriertransformation in den Spektralbereich umgewandelt werden (Fig. 6). Die größten Signalanteile befinden sich erwartungsgemäß bei der 3 GHz - Grundstrahlfrequenz. Dort beträgt der Amplitudenunterschied zwischen den beiden Signalen 5,157 Prozent beziehungsweise 0,23 dB. Außerdem gibt es einen Phasenunterschied in der Größe von 1,5°. Bei der Simulation mit dem 6 mm Pärchen erhält man das Ergebnis des Zeitsignals in Fig. 7 und das Frequenzsignal in Fig. 8. Hierbei befindet sich der größte Signalanteil bei 9 GHz, der 2.-ten Harmonischen der Grundstrahlfrequenz. Dies wird durch die kleineren Sonden verursacht, die aufgrund ihrer geringeren Größe ein schmäleres Zeitsignal beim Vorbeiflug der Elektronen detektieren. Im Spektralbereich erhält man deshalb bei höheren Frequenzen das Amplitudenmaximum. Bei 6 GHz beträgt der Amplitudenunterschied 10,65 Prozent beziehungsweise 0,49 dB und der Phasenunterschied ergibt sich zu 15,4°. Für die Auswertung der Signale kann man jetzt den Phasen- oder Amplitudenunterschied verwenden. Da der Phasenunterschied schwieriger auszuwerten und empfindlich gegenüber Leitungslängenschwankungen ist, wird vorliegend der Amplitudenunterschied ausgewertet. Es wird der 6 GHz Anteil verwendet, da man hierfür kleinere Sonden und Bauelemente einsetzen kann als bei der Auswertung des 3 GHz-Anteils, Störungen durch die Grundstrahlfrequenz durch eine geeignete Bandpassfilterung unterdrückt werden können. Die Strahllagemessung soll im operationellen Betrieb innerhalb von Driftröhren bei einem Stehwellenresonator mit ausgelagerten Koppelschlitzen, wie in Kapitel 2 Fig. 3 gezeigt, stattfinden. Die Driftröhren befinden sich zwischen Resonatoren und eignen sich besonders gut für eine Strahllagemessung, da dort ausschließlich das E-Feld des Elektronenstrahls vorhanden ist, während das HF-Signal den Umweg über Koppelschlitze nimmt. Von Interesse ist nun, wie sich der Messort auf die Empfangssignale auswirkt. Es werden die Messsonden von außen in die Driftröhre mit einem Radius im Zentimeterbereich radial eingeführt. Nun findet ein Vergleich der Zeitsignale statt (Fig. 9). Hier ist eindeutig erkennbar, dass innerhalb der Röhre durch Reflexionen ein nicht zu vernachlässigendes "Nachschwingen" stattfindet. Für die Auswertung der 6 GHz Komponente ist dies aber von großem Vorteil, da damit der 6 GHz Anteil innerhalb des wellenförmigen Signalverlaufs viel stärker vertreten ist und somit die Pegelunterschiede innerhalb dieser Komponente ausgeprägter sind. Um die nachfolgende Empfangsschaltung inklusive der digitalen Auswertung auf die geforderten Genauigkeiten auslegen zu können ist es notwendig, die Signalunterschiede der 6 GHz-Komponente bei entsprechenden Strahlablagen von der Idealbahn des Elektronenstrahls zu ermitteln. Dies geschieht wiederum mit Hilfe des Programms CST Particle Studio. Man erhält als Ergebnis der Simulation Fig. 10. Besonders ausgeprägt sind die Pegelunterschiede erwartungsgemäß bei großen Abständen. Aber auch bei geringen Abweichungen erhält man verwertbare Ergebnisse. So ergibt eine Strahlablage von 1 µm einen Pegelunterschied von 0.005 dB. Im Vorgriff auf die weitere Erifindungsbeschreibung werden hier die Leistungsdaten des beim bevorzugten Mischkonzept verwendeten externen Detektors und des ADC (Analog-Digital-Wandler) der Messdatenerfassungskarte zur Berechnung der Messgenauigkeit heran gezogen. Der verwendete Detektor besitzt bei einer Dynamik von 95 dB einen DC-Ausgangsspannungsbereich von 2,28 V. Somit kann man mit dem vorhandenen 16 Bit Analog- Digitalwandler genau 0,035 mV auflösen. Dies entspricht genau 0,001 dB. Das bedeutet mit dem vorhandenen Empfangskonzept kann man theoretisch eine Strahlablage von der Idealbahn des Elektronenstrahls von < 1 µm detektieren.

6 Spezifikation Strahllagemonitor

Detektionsbereich

[0016] Interessant ist jedoch die Frage, welche minimale Leistung mit einem RSSI- Empfänger (RSSI=receiver signal strength indicator) gemessen werden kann. Letztendlich bestimmt die minimal detektierbare Leistung auch die Messgenauigkeit des Strahllagemonitors. Fig. 11 zeigt das prinzipielle Schaltbild eines vereinfachten Empfängers zur Messung des Empfangspegels, wie er im Laufe der Arbeit im Detail untersucht und gegenüber anderen Konzepten in mehrfacher Ausführung aufgrund seiner überlegenen Systemeigenschaften favorisiert wurde. Entscheidend für die minimal detektierbare Empfangsleistung ist dabei das Signal- zu Rauschverhältnis. Aus [4] folgt für die Rauschleistung eines Empfängers:

mit der Boltzmann-Konstanten k = 1,38·10^-23 J/K, T = 290 K, B der Bandbreite und F der Rauschzahl des Empfängers. Die Rauschzahl berechnet sich entsprechend [4] zu:

[0017] Entsprechend Figur 4.1 steht F1 und G1 für den LNA und F2 für den Mischer. Um Werte in die Gleichung einsetzen zu können, werden im Vorgriff auf die spätere Schaltungsauslegung die aktuellen Parameter der Bauteile eingesetzt: LNA: F1 = 2.4 dB, G1 = 15 dB ; Mischer: 7 dB Konversionsverlust. Setzt man diese Werte in Gleichung 2 ein, dann ergibt sich die Gesamtrauschzahl zu F = 2,706 dB. Man sieht, dass der Mischer nur noch 0,306 dB zur Gesamtrauschzahl beiträgt. Nachfolgende ZF- Verstärkerstufen tragen daher einen zu vernachlässigenden Anteil zur Rauschzahl bei und sind somit rein akademischer Natur. Die minimale Bandbreite des Empfängers richtet sich nach der Pulslänge in unserem Fall also 200 kHz. Andererseits wird durch das im Verlauf der Arbeit vorgeschlagene "Oversampling" Signalverarbeitungskonzept eine nahezu perfekte Rekonstruktion des Pulses gefordert. Dies betrifft insbesondere die Pulsflanken. Diese wiederum werden durch die Videobandbreite des Analog- Digitalwandlers (ADC=analog digital converter) bestimmt. Der in dieser Arbeit vorgeschlagene ADC besitzt eine Videobandbreite von 10 MHz, d.h. Flankenanstiegszeit von 0,1 µs. Bezogen auf die Pulslänge von 5 µs ein akzeptabler Wert zur Pulsrekonstruktion. Gemäß [5] folgt:

[0018] Die Kabel- und Systemverluste werden mit 1,294 dB berücksichtigt, so dass damit folgt:

N = -100 dBm

Um ein sinusförmiges Signal mit einer Wahrscheinlichkeit von 99,99 % und einer Falschalarmrate von 10^-7 detektieren zu können, benötigt man laut [5] einen Signal- Rauschabstand (SNR) von 17 dB und damit ergibt sich der minimal detektierbare Empfangspegel zu:

SNR = S/N und damit S= -83 dBm. Bei einer Videobandbreite von 1 MHz würde sich der Rauschpegel auf -93 dBm reduzieren. Allerdings hätte man dann Pulsanstiegsflanken von 1 µs. Die maximal detektierbare Empfangsleistung ist im favorisierten Mischerkonzept 0 dBm am Mischereingang, d.h -15 dBm am Empfängereingang. Somit ergibt sich folgende Spezifikation für das Gesamtsystem:

• Frequenzbereich: 5,996 GHz
• Messgenauigkeit Strahlablage: « 100 µm
• Dynamikbereich: ≥ 68 dB
• Schnittstelle: Detektorausgang DC- Spannung
• Aufbautechnik: Strahlungsfeste Ausführung der HF- Schaltung im Kovargehäuse, keine HF- Kabel zur Schaltzentrale.
• Waveform: Pulslänge 5 µs ; Pulswiederholungsfrequenz: 50 bis 200 Hz

7 Empfangskonzepte

[0019] Die präferierten Schaltungskonzepte basieren alle darauf, sämtliche Empfangskanäle parallel auszuführen, durch die Wahl der Technologie sicherzustellen, dass keine Verkopplungen zwischen den Kanälen entstehen und auf einstellbare Bauteile wie AGC (Automatic Gain Control) Verstärker zu verzichten. Der große Dynamikbereich von ca. 70 dB soll dabei durch breitbandige, logarithmische Detektoren abgedeckt werden. Sämtliche Nichtlinearitäten der Schaltungen werden über einen automatischen Prüfplatz erfasst und in der digitalen Signalverarbeitungselektronik gespeichert, um später bei der Berechnung der Ablage des Elektronenstrahls von seiner Idealbahn berücksichtigt zu werden. So soll sichergestellt werden, dass eine hohe Messgenauigkeit erreicht wird. Eine weitere Stärke der Konzepte liegt im digitalen Signalverarbeitungskonzept, welches so ausgelegt wird, dass eine vollständige, digitale Rekonstruktion des 5 µs Pulses möglich ist. Es soll keine Information in der HF- und ZF- Schaltung verloren gehen. Die digitale Schaltung besteht aus einem Mikrocontroller mit entsprechender Peripherie. Nach Überabtastung der Detektorausgangsspannung zur Pulsrekonstruktion werden die Daten sortiert nach Puls und Lücke und nur die Daten im Puls gespeichert. Anschließend erfolgt die Signalauswertung mit Algorithmen wie Schwellwertdetektion, Pulsintegration, Plausibilitätsberechnungen, α/β - Tracker, usw. Die dann errechnete Ablage in x und y von der Idealbahn wird über digitalen Bus, z.B. CAN- oder Profibus der Steuerelektronik zur Verfügung gestellt. Nachfolgend werden unterschiedliche Empfangskonzepte bewertend miteinander verglichen. Das erste HF- Bauteil der Empfangsschaltung ist bei allen Schaltungskonzepten immer das Bandpassfilter. Dieses wird bevorzugt in Hohlleitertechnik ausgeführt, um das 6 GHz Signal zu selektieren. Die nachfolgende planare Empfangsschaltung wird auf einer 0,635 mm dicken Aluminiumoxidkeramik mit ungehäusten Chip-Bauteilen als aktiven Komponenten ausgeführt. Die HF-Schaltung wird in einem strahlungsfesten Kovargehäuse montiert, welches hermetisch dicht verschlossen werden kann. Die Signalauswertung erfolgt über eine Ansteuer- und Auswerteelektronik auf FR4 Leiterplatte. Die drei Konzepte, die auch hardwaremäßig realisiert und vermessen wurden, werden in Kapitel 5.1 und 5.2 beschrieben.

7.1 Logarithmische Pegeldetektion nach Mischung (Fig. 12)

[0020] Wie bereits oben angedeutet, wird das Empfangssignal an den Koppelsonden als erstes mit einem Bandpass in Hohlleitertechnologie gefiltert, um aus dem breitbandigen, gepulsten Sondensignal ein kontinuierliches 6 GHz-Signal während der 5 µs Strahldauer zu gewinnen. Danach folgt eine rauscharme Verstärkung mit einem LNA (Low Noise Amplifier). Der LNA hat den Vorteil, dass damit auch noch kleinste Signalanteile detektiert werden können und vor allem, dass die Rauschzahl des gesamten Systems dadurch niedrig gehalten werden kann. Es folgt eine Dämpfung außerhalb des Nutzbandes und eine weitere Verstärkung. Im Anschluss wird das 6 GHz Signal in den ZF-Bereich von ungefähr 500 MHz gemischt. Dieser Frequenzbereich wird so niedrig gewählt, dass Blockkondensatoren, die der GB (GB = Gain Block) im ZF-Bereich (ZF = Zwischenfrequenzbereich) benötigt, eingesetzt werden können. Die Vorteile bei der niedrigeren Frequenz sind die geringeren Leitungsverluste und die Möglichkeit durch Filterung im ZF-Bereich eine sehr hohe Frequenzselektivität zu erreichen. Somit kann das ZF-Signal aus dem Gehäuse herausgeführt und in einem externen, gehäusten, logarithmischen Detektor auf Leiterplatte detektiert werden. Bei dem Mischvorgang, wird das LO-Signal von einem VCO, der über eine PLL (Phase-locked loop) geregelt wird, erzeugt. Diese wird über den Mikrocontroller initialisiert und mit der quarzgenauen Sollfrequenz angesteuert. Die Istfrequenz des VCO wird der PLL- Schaltung zugeführt, indem das VCO-Signal ausgekoppelt und über Frequenzteiler um Faktor 4 heruntergeteilt wird. Im PLL-Baustein wird dieses Signal nochmals intern heruntergeteilt und dessen Phase mit dem hochstabilen Quarzsignal verglichen. Somit wird der VCO über eine Steuerspannung (V_tune), die mit einem Tiefpass gefiltert wird, auf 6.5 GHz nachgeregelt. Die Auslegung des Tiefpasses stellt einen Kompromiss zwischen kurzer Einschwingzeit (=große Bandbreite) und niedrigem Phasenrauschen (=schmalbandig) dar. Das heruntergemischte Signal wird, um den Konversionsverlust auszugleichen, wiederum mit einem GB verstärkt. Anschließend erfolgt eine Bandpassfilterung, um die zwar durch Isolationsmaßnahmen stark abgeschwächten, aber immer noch vorhandenen Anteile des HF- und LO- Signals zu unterdrücken. Es folgt die Konversion der ZF-Leistung in eine Gleichspannung (DC) mittels des logarithmischen Detektors. Die weitere Strategie besteht darin, die Gleichspannung, die 5 µs anliegt, mit ungefähr 2 MHz überabzutasten. Damit erhält man 10 Werte im Puls, die z.B. mit Hilfe einer Datenerfassungskarte digitalisiert und im Speicher des PC (Personal Computer) über USB-Bus abgelegt werden. Die so generierte Datenbank dient dann zur Algorithmenentwicklung und Auslegung der operationellen Signalverarbeitungselektronik. Ausgelegt werden soll die Schaltung für einen Leistungsbereich von mindestens -20 bis -55 dBm. Begrenzt wird dabei der Pegelbereich bei höheren Leistungen durch die Sättigung des Mischers und bei niedrigeren Leistungen durch das Systemrauschen. Versorgt werden die aktiven HF-Bauteile mit 6V.

[0021] Neben dem schon genannten Vorteil der Frequenzselektivität im ZF-Bereich und der Möglichkeit gehäuste externe Detektoren, bei denen es im Gegensatz zu ungehäusten Detektorchips eine große Auswahl gibt, verwenden zu können, gibt es im ZF-Bereich Detektoren mit einer hohen Dynamik bis zu 95 dB und einer hohen Empfindlichkeit. Ein weiterer entscheidender Vorteil des Konzepts besteht darin, dass auch höhere Harmonische ausgewertet werden können wie z.B. bei 9 oder 12 GHz und damit eine weitere Verkleinerung der Empfangssonden, des Hohlleiterfilters und der hochfrequenzführenden Leitungsstrukturen erfolgen kann.

7.2 Logarithmische Direktdetektion des HF-Empfangssignals und Diodendetektor

[0022] Weitere Empfangsmethoden sind die Logarithmische Direktdetektion und der Diodendetektor. Bei der logarithmischen Direktdetektion wird nach anfänglicher Bandpassfilterung und Verstärkung das Signal direkt bei 6 GHz auf den logarithmischen Detektor gegeben. Anschließend erfolgt genau wie beim Mischprinzip eine Überabtastung, Datenspeicherung und digitale Signalauswertung. Eine andere Möglichkeit ist die Verwendung von Diodendetektoren. Bei diesem Konzept hätte man den geringsten Hardwareaufwand. Die Methode scheitert aber aufgrund der Unempfindlichkeit und der reduzierten Dynamik von ca. 20 dB.

7.3 Summen- und Differenzsignal im HF-Bereich

[0023] Ein alternatives Konzept ist die Summen- und Differenzauswertung im HF- Bereich. Hierbei werden die Signale nach bewährter Methode gefiltert und anschließend mit Hilfe eines Pi-Hybrids das Differenz- und das Summensignal zweier gegenüber liegender Kanäle gebildet. Im Anschluss werden diese dann verstärkt und mittels eines I-Q Mischers (I=Inphase, Q=Quadratur) auf Gleichspannung (DC) herunter gemischt. Ein I-Q Mischer besteht aus zwei Mischern, die dasselbe Signal herunter mischen, jedoch mit einem um 90° verschoben LO-Signal. Diese Phasenverschiebung und die Aufteilung des LO-Signals in zwei Kanäle erreicht man entweder über einen Pi/2-Hybrid oder über einen 3dB-Leistungsteiler, der an einem Kanal eine λ/4-Leitungsverzögerung besitzt. Damit erhält man einen DC-Anteil in Phase (I) und einen Quadraturanteil (Q) mit 90° Phasenversatz. Über die Auswertung des Differenzsignals erhält man die Phaseninformation (φ) des Signals, mit der man auf die Strahlposition rückschließen kann gemäß der Formel:

[0024] Der Positionsversatz (P) errechnet sich normiert auf die Strahlstärke mit der Formel:

[0025] Die digitale Auswertung stimmt mit den vorher behandelten Konzepten überein. Der Nachteil dieses Konzepts ist die starke Frequenzabhängigkeit zwischen HF und Lokaloszillator (LO), die sofort zu einem unerwünschten Phasenanteil bei der Mischung führt und damit das Ergebnis verfälscht. Im Umkehrschluss bedeutet dies, dass der LO und das HF-Eingangssignal exakt dieselbe Frequenz aufweisen müssen und somit die Anforderungen an die mechanischen Toleranzen bei der Herstellung der Resonatoren extrem hoch sind. Dies ist für eine industrielle Fertigung ungeeignet.

7.4 Kommerziell verfügbare Lösungen

[0026] Als Empfangsschaltung könnte man auch die kommerziell verfügbare Elektronik einsetzen. Diese besteht aus folgenden Komponenten:

1. 3 GHz Bandpassfilter und LNA im eigenen HF- Gehäuse

2. Auswertelektronik als 19 Zoll Einschubkarte für den Schaltschrank

3. Einige Meter HF-Kabel und Versorgungsleitung zwischen HF-Teil und Auswerteelektronik

[0027] Die Nachteile dieser Lösung sind offensichtlich:

• Angeboten wird ausschließlich eine 3 GHz Version und damit sind die Sonden und Filter doppelt so groß wie bei einer 6 GHz Lösung
• Zwischen HF-Teil und Auswerteelektronik wird ein teures HF-Kabel benötigt
• Keine komplette 5 µs Pulsrekonstruktion, nur Abtastung Maximalwert und damit ist eine intelligente Signalnachverarbeitung (Adaptive Threshold detection, bunch pulse integration, pulse tracking) nur sehr eingeschränkt möglich, d.h. es handelt sich um eine wenig flexible Lösung
• Keine integrierte Kalibrierung. Diese muss im Bedarfsfall nachträglich, d.h. im Offline Betrieb des Linac durchgeführt werden und verursacht erhebliche Kosten.
• Sehr teuer, d.h. je nach Ausführungsform deutlich über 10 000 Euro für 4-Achsen pro Messstelle

[0028] Insgesamt handelt es sich bei der kommerziell verfügbaren Elektronik um eine teure Lösung, die nicht die gewünschte Flexibilität besitzt, um moderne Signalverarbeitungskonzepte umsetzen zu können.

8 Technologische Umsetzung

[0029] Die technologische Umsetzung der logarithmischen Direkt- und ZF-Detektion werden nachfolgend beschrieben. Das erste Bauelement der beiden HF-Schaltungen ist jeweils das Bandpassfilter. Hierbei ist es günstig, Hohlleitertechnologie zu verwenden, da im Hohlleiter elektromagnetische Wellen mit Frequenzen unterhalb der spezifischen Grenzfrequenz des jeweiligen Hohlleiters nicht ausbreitungsfähig sind. Man kann bei der Auswertung der 6 GHz Komponente durch eine geeignete Wahl der geometrischen Hohlleiterabmessungen die Grundstrahlfrequenz von 3 GHz unterdrücken und sicherstellen, dass diese keine Störungen in der Empfangselektronik verursacht. Strebt man eine Verkleinerung des Hohlleiters an, dann kann man diesen mit Dielektrikum füllen, das ein ε_r > 1 besitzt, ohne dass sich die Übertragungseigenschaften signifikant verändern. Vorteilhaft gegenüber einem planaren Filter in Streifenleitungstechnologie sind hierbei außerdem die geringeren Übertragungsverluste.

[0030] Die HF-Empfangsschaltung wird auf Aluminiumoxid (Al2O3) Keramik mit einem ε_r von 9,8 realisiert. Dadurch werden die Empfangsstrukturen mit dem Faktor

kleiner. Außerdem verhält sich Keramik wärmeabführend und ist damit bestens für aktive Komponenten geeignet, die ihre Verlustleistung in Wärme umsetzen. Durch die Härte des Keramikmaterials wird eine gute Bondbarkeit der Bauteile ermöglicht. Geschützt wird das Keramiksubstrat durch ein Kovargehäuse, welches denselben thermischen Ausdehnungskoeffizienten wie das Substrat besitzt. Damit ist sichergestellt, dass die Keramik bei wärmebedingter Ausbreitung nicht durch das Gehäuse beschädigt wird. Zusätzlich schützt das Gehäuse die Bauteile, die in ungehäuster Form als "bare die" auf dem Substrat mit Silberleitkleber befestigt werden, und deren Bondverbindungen. Die Bondverbindungen werden mit 17 µm Golddraht ausgeführt. Ein weiterer entscheidender Vorteil ergibt sich durch die Verwendung des Gehäuses als HF und DC-Masse. Diese großflächige Masse minimiert Störungen. Dabei sollte die Schaltungsmasse auf dem Substrat an möglichst vielen Stellen mit dem Gehäuse galvanisch verbunden sein. Eine Forderung für die Anwendung am Linearbeschleuniger besteht in einer bestrahlungsfesten Ausführung. Dies wird durch das Kovargehäuse erreicht, dessen Durchführungen und Deckel hermetisch dicht verschweißt werden. Dabei handelt es sich um ein in der Raumfahrt bewährtes Verfahren. Als Leitungstechnologie wird koplanare symmetrische Streifenleitungstechnik verwendet. Hierbei befinden sich sowohl der Leiter als auch die Masseflächen auf einer Seite des Substrats. Der entscheidende Vorteil gegenüber der MSL sind die geringeren Verkopplungen der Leitungen. Bei sämtlichen in dieser Arbeit betrachteten Empfangskonzepten werden pro Achse zwei unabhängige Empfangskanäle benötigt, die natürlich jeweils kein Übersprechen auf den anderen Empfangskanal verursachen dürfen. Ein zusätzlicher Vorteil gegenüber MSL besteht in der vereinfachten Herstellungen von Massekontaktierungen für konzentrierte Bauelemente durch einfache Bondverbindungen.

9 Filter in Hohlleitertechnik bei 6 GHz

[0031] Im Rahmen der Erfindung wurde ein Hohlleiterfilter entworfen werden, welches die Oberwelle bei 6 GHz auskoppelt, eine Bandbreite von ca. 145 MHz, möglichst geringe Verluste im Durchlassbereich und eine hohe Sperrdämpfung besitzt. Die Spezifikation der Bandbreite im Durchlassbereich stellt einen Kompromiss aus Schmalbandigkeit und schneller Einschwingzeit dar. Die Einschwingzeit sollte nicht zu groß werden, damit das Filter durch die hochenergetischen Pulse des Elektronenstrahls schnell in einen stabilen Zustand findet, um somit eine genaue Auswertung zu ermöglichen. Es erfolgt die Umsetzung des Hohlleiterfilters. Hierbei wurde aufgrund der guten Fertigungsmöglichkeiten ein Filter mit blendengekoppelten Hohlraumresonatoren ausgewählt. Dieses besitzt im Gegensatz zu anderen Filteranordnungen Resonatoren mit einheitlichen Hohlleiterabmessungen. Die Blenden sind induktiv ausgeführt, so dass man frästechnisch zwei Halbschalen herstellen kann, die dann zusammengeschraubt werden. Der nächste Entwicklungsschritt besteht in der Auslegung des Übergangs zwischen Hohlleiter und koaxialem Kabel. Dieser ist notwendig, da die Sonden einen SMA-Ausgang besitzen und die Empfangsschaltung einen SMA-Eingang. Diesen Übergang kann man induktiv oder kapazitiv ausführen. Aufgrund der einfacheren Fertigung wurde hier ein kapazitiver Übergang bevorzugt. Dazu wird einfach der Innenleiter des SMA-Steckers verlängert, so dass er in den Hohlleiter hineinragt. Der Abstand zur Hohlleiterwand in Längsrichtung sollte ungefähr λ/4 betragen, so dass der vorhandene Kurzschluss an der Hohlleiterwand am Ort der Ankopplung einen Leerlauf bewirkt. Um das Filter anfertigen zu lassen, muss man das Filter in zwei Halbschalen zerlegen, damit man die Blenden fräsen kann. Am günstigsten ist die Anfertigung von zwei Halbschalen, da dort die feldempfindlichen Blenden nicht in der Verbindungsebene der Schalen liegen. Außerdem werden durch diese Aufbautechnik keine Wandströme gekreuzt, was sich gut auf die Vermeidung von Verlusten auswirkt. Das zusammengeschraubten Hohlleiterfilters wurden vermessen. Es hat einen Durchlassbereich bei 6 GHz mit einer Anpassung besser als -20 dB, aber auch weitere Durchlassbänder wie z.B. bei 8,3 GHz. Diese kann man unterdrücken indem man dem Filter einen koaxialen Tiefpass nachschaltet. In einer serientauglichen Anordnung lässt sich der Tiefpass in die kapazitive Koppelsonde integrieren. Vorliegend wurde auf diesen Schritt im Sinne eines Funktionsnachweises jedoch verzichtet. Um die Empfänger für die Strahllagemessung besser am LINAC positionieren zu können wird das Filter durch Einbringen eines Dielektrikums verkleinert. Dabei wurde Polyphenylensulfid (DIN-Kurzzeichen: PPSGF 40) ausgewählt. Dieses halbiert ungefähr die physikalische Länge, da bei 6 GHz sein ε_r = 4,2 ist. Die Entscheidung für dieses Material liegt in dem fast gleichen linearen thermischen Längenausdehnungskoeffizienten wie Aluminium (Filtergehäuse wurde aus Aluminium hergestellt), der geringen Feuchtigkeitsaufnahme und des geringen dielektrischen Verlustfaktors begründet.

10 Entwurf und Aufbau der Empfängerschaltungen

10.1 Empfänger mit Mischer und logarithmischer Detektion

[0032] Nachfolgend wird die Umsetzung des im Kapitel 5 vorgestellten Empfangskonzepts der logarithmischen Detektion nach Mischung im Detail beschrieben. Der erste Entwicklungsschritt besteht in der Festlegung der geometrischen Abmessungen der Schaltung aufgrund von praktisch umsetzbaren physikalischen Größen in der Dünnfilm- und Gehäusetechnik. Anschließend erfolgt die Umsetzung der Strukturen in ein Layout mit Hilfe des Simulationsprogramms ADS (Advanced Design System). Zur Herstellung des Aluminiumdioxidsubstrats in der Stärke von 0,635 mm wird eine Chrommaske gefertigt und die Schaltung anschließend im Dünnfilmlabor prozessiert. Nach der Fertigung des Substrats werden die Chip-Bauteile mit Silberleitkleber aufgeklebt, das bestückte Substrat ins Kovargehäuse eingebaut, die Anschlüsse der Chips mit dem Substrat mit Golddraht gebondet sowie SMA-Stecker und Anschlusspins per Laser ins Kovargehäuse eingeschweißt. Alle Strukturen wurden hierbei mit dem Zeichenprogramm AutoCAD gezeichnet. Sie wurden so ausgelegt, dass allen frequenzführenden Signalen ein 50 Ohm System zugrunde liegt. Dabei beinhaltet die Ausführung der koplanaren Leitungsabmessungen zusätzlich einen Kompromiss zwischen geringem Platzbedarf und toleranzarmer Herstellbarkeit. Berücksichtigt wird dies im Layout durch eine Leitungsbreite von 100 µm und eine Schlitzbreite von 50 µm. Im Gegensatz dazu können die DC führenden Leitungen durchaus schmäler oder breiter ausgeführt werden.

10.1.1 Der Mischerkern

[0033] Beim Empfangskonzept mit Mischer sind die zentralen Komponenten die beiden Mischerstrukturen. Dort entsteht durch die Ansteuerung der nichtlinearen Kennlinie der Dioden durch das hochfrequente LO Signal und das anliegende HF-Signal relativ zu deren Frequenzversatz ein ZF-Signal. Dieses wird durch zwei Dioden im Gegentakt einfach balanciert ausgesteuert. Zur besseren Verdeutlichung der Struktur folgt hier noch einmal ein Prinzipschaltbild, das zum besseren Verständnis Leitungskomponenten, diskrete Bauelemente und die E-Feldrichtungen der verschiedenen Wellen beinhaltet Fig. 13. Dabei wird zwischen einem LO- und einem HF-Zweig unterschieden, der im Layout innerhalb einer Struktur integriert ist. Ausgehend von der LO-Leitung, die eine koplanare Welle führt, wird über einen Bonddraht auf Masse eine Schlitzwelle erregt. Bei der koplanaren Welle zeigen die E-Feld-Vektoren in den Schlitzen in entgegengesetzte und bei der Schlitzwelle in die gleiche Richtung. Im Abstand von λ_LO/4 ist die Schlitzwelle in Richtung des ZF-Tors durch eine Leitungsunterbrechung und in Richtung des HF-Tors durch einen Massebond über der Leitung jeweils kurzgeschlossen. Somit erhält man eine Stehwelle, die an den Dioden Leerlaufbedingung besitzt. Dadurch werden die Dioden ausgesteuert, das LO- Signal außerhalb dieser Leitungsführung unterdrückt und somit isoliert. Um den HF-Anschluss zu isolieren, wird das HF-Signal über einen Interdigitalkondensator der Länge λ_HF/4 an die Dioden geführt. In Richtung des ZF-Tors erfolgt die Isolation dagegen über leerlaufende Stubs. Die Stubs transformieren einen Leerlauf in einen Kurzschluss an der Stelle, an der die Stubs auf die ZF-Leitung treffen. Damit wird die HF-Welle an dieser Stelle reflektiert, bildet eine Stehwelle aus und erzeugt durch die λ/4-Transmissionsleitung an den Dioden die Leerlaufbedingung. Somit sind LO, HF und ZF-Tor durch die verwendeten Leitungsstrukturen voneinander isoliert. Von entscheidender Bedeutung beim Mischvorgang ist die Auswahl der Dioden. Es wurden Silizium Schottky Dioden ausgewählt. Diese besitzen aufgrund ihrer hohen Grenzfrequenz einen geringen Konversionsverlust. Die Dioden sind so angeordnet, dass sich eine Diode auf der Leitung befindet und nach Masse gebondet ist, während die andere auf Masse positioniert ist und auf die Leitung gebondet ist. Dies entspricht einer Anordnung für eine Gegentaktmischung. Dabei befindet sich stets die Kathode auf Masse. Eine Drehung der ausgewählten Diode ist durch die "rüsselartig" ausgeführte Anode nicht möglich. Es ergibt sich somit immer eine Durchflussrichtung an den Dioden von oben nach unten. Beim Mischvorgang wird dann das Feld im Schlitz durch den Bonddraht in die Dioden eingekoppelt.

[0034] In diesem Abschnitt wurde eine anspruchsvolle, jedoch sehr gut funktionierende Mischerstruktur erklärt. Die Vorteile dieser Struktur im Vergleich zu einem gewöhnlichen Ringmischer, wie er von vielen Bauteilherstellern angeboten wird, sind folgende:

• Deutlich geringerer Platzbedarf
• Vereinbarkeit mit koplanarer Technik, keine teuren Durchkontaktierungen bei der Herstellung der Keramik
• Vermeidung extremer Schmalbandigkeit

10.1.2 Auswertung und Ergebnisse

[0035] Die Beurteilung der Ergebnisse des Mischkonzepts mit Chip Detektor und einem LNA (Fig. 12) wird nachfolgend durchgeführt. Dazu wird ein HF-Empfangskanal mit unterschiedlicher Leistung bei 6 GHz gespeist und es werden die detektierten DC-Spannungen am Detektorausgang mit einem Multimeter gemessen. Es wird festgestellt, dass Leistungen unterhalb von etwa -33 dBm am Detektor nicht mehr erfasst werden. Nach umfangreicher Untersuchung und spektraler Analyse ohne Detektor wurde festgestellt, dass das VCO Signal, das eine Ausgangsleistung von 13 dBm, mit -33 dBm am Detektor erfasst wird und somit die Auswertung kleinerer HF-Leistungen verhindert. Damit scheidet das Konzept der Mischung mit integriertem Chip Detektor als Kandidat für die Serienlösung aus. Das "Durchdringen" des VCO Signals sollte eigentlich das Filter verhindern. Festgestellt wurde hierbei aber auch, dass nicht alle Signalanteile den Weg über die vorgesehene Leitung zum Detektor nehmen. Dieses Problem des Übersprechens könnte man lösen, indem man den VCO und den Detektor weit voneinander entfernt oder beide Bauelemente nicht in einem Gehäuse platziert, wie es beim Mischprinzip mit externem Detektor der Fall ist.

10.1.3 Empfänger mit Mischer und externem logarithmischen Detektor

[0036] Wie im vorherigen Kapitel beschrieben, gibt es das Problem, dass bei beim Mischkonzept mit einem Chipdetektor alle Frequenzen von 0 bis 10 GHz detektiert werden und somit der VCO auch erfasst wird und damit das Detektionsergebnis verfälscht. Eine gute Möglichkeit Frequenzselektivität zu erreichen, ist die Verwendung eines externen, gehäusten Detektors, der auf einer FR4 Leiterplatte montiert wird. Dort gibt es im Gegensatz zu den Detektorchips, bei denen derzeit nur der hmc611 von Hittite kommerziell erhältlich ist, eine große Auswahl von Detektoren für verschiedene Dynamik- und Frequenzbereiche. Die Entscheidung fiel hierbei auf den AD8310 von Analog Devices. Dieser zeichnet sich durch seinen großen Dynamikbereich von 95 dB und einem Frequenzbereich von DC bis 440 MHz aus. Damit bietet es sich an auf eine Zwischenfrequenz von 400 MHz herunter zu mischen und die niedrigeren Frequenzen über ein Hochpassfilter abzublocken. So ist es möglich, schmalbandig das Nutzsignal auszuwerten. Vermessen wurde der externe Detektor in der Anordnung gemäß Fig. 14.

[0037] Im vorliegendem Entwicklungsstand wurden Evaluation Boards des Herstellers eingesetzt. Neben dem logarithmischen Verstärker enthalten sie auch eine umfangreiche Beschaltung, die über Jumper der jeweiligen Applikation angepasst werden kann. Als nächsten Entwicklungsschritt würde man eine FR4 Platine entwickeln, die die logarithmischen Verstärker ebenso wie die Analog- Digitalwandler und die digitale Signalverarbeitungselektronik enthält. Fig. 15 zeigt die Messkurve der beiden Kanäle.

11 Kalibrierung Gesamtsystem

[0038] Ein weiterer entscheidender Vorteil dieses Aufbaus ist die Einbeziehung der Sonden in den Kalibriervorgang. Damit könnte man sämtliche Nichtlinearitäten und zwar einschließlich der Sonden bis zum Analog-Digitalwandler vor Beginn des operationellen Betriebs vermessen, die Unterschiede in den Kanälen in der digitalen Auswerteschaltung speichern und im operationellen Betrieb verrechnen. Aus diesem Grund wird an einer der Empfangssonden ein Signal bei 6 GHz eingespeist und dieses an den jeweils direkt benachbarten Sonden unter Berücksichtigung der Korrektur exakt gleich empfangen. Fig. 16 zeigt die Situation beim Kalibrieren. Die Simulationsergebnisse zeigt Fig. 17. Problematisch ist, wie in der Grafik ersichtlich, die hohe Isolation von -40 dB, die beim Überkoppeln auf die Empfangssonden überwunden werden muss. Die Dämpfung ergibt sich aufgrund der Fehlanpassung. Aus diesem Grund muss ein Sendesignal von 20 dBm bis mindestens -20 dBm erzeugt werden, um die gesamte Dynamik der Empfänger von ungefähr -20 bis -60 dBm abdecken zu können. Günstig ist hier der in Fig. 18 gezeigte Aufbau. Dabei wird der VCO aus der operationellen Empfangsschaltung mit einer Ausgangsleistung von 13 dBm eingesetzt. Im Unterschied zur operationellen Hardware wird die VCO Frequenz auf 6 GHz gelockt. Es folgen drei Dämpfungsglieder, die in der Praxis eine Dämpfung von -4 bis -20 dBm aufweisen. Nach den Dämpfungsgliedern kann man das Signal gut verstärken. Für die Anwendung geeignet ist der Verstärker hmc 451 der Firma Hittite. Anschließend folgt ein SPDT- Schalter (Single Pole Double Throw Schalter) mit dem das Kalibrieren aller vier Kanäle ermöglicht wird.

[0039] Erfindungsgemäß ist eine Abstandsmessvorrichtung mit einer Auswerteelektronik zur Positionsbestimmung eines Elektronenstrahls angegeben, die zumindest zwei Koppelsonden zur Auskopplung einer elektromagnetischen Welle des Elektronenstrahls aufweist und dadurch gekennzeichnet ist, dass die Auskopplung der elektromagnetischen Welle in mindestens einer Driftröhre eines Elektronen- Linearbeschleunigers stattfindet und, dass die Auswerteeinheit dazu ausgebildet ist, einen Frequenzbereich der ausgekoppelten elektromagnetischen Welle auszuwerten, welcher eine Mittenfrequenz aufweist, die einem Vielfachen der Frequenz der elektromagnetischen Welle entspricht, die vom Hochfrequenzgenerator zur Erzeugung des Beschleunigungsfeldes in den Linearbeschleuniger eingespeist wird. Dabei wirkt sich die Paketisierung der Elektronen innerhalb der Linearbeschleunigerröhre günstig auf die Auswertung des beschriebenen Frequenzbereichs aus.

[0040] Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

[0041] Zweckmäßigerweise sind bei zwei Koppelsonden diese um 180 Grad versetzt am Zylinderrand der Driftröhre bzw. bei 4 Koppelsonden um jeweils 90 Grad versetzt angeordnet, um die Ablage des Elektronenstrahls in vertikaler und horizontaler Richtung bestimmen zu können.

[0042] Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung sind die Koppelsonden in einem 50 Ω System im Frequenzbereich der auszukoppelnden Welle angepasst, besitzen einen geringen Koppelfaktor um den Elektronenstrahl möglichst wenig Energie zu entziehen und die Koppelung erfolgt kapazitiv oder induktiv oder über Schlitzkopplung oder einer Kombination daraus.

[0043] Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung handelt es sich bei dem auszukoppelnden Feld vorzugsweise um eine elektromagnetische Welle im TEM- Mode mit einer Frequenz im Bereich 5 bis 20 GHz. Vorzugsweise entspricht die Frequenz der ersten Harmonischen der Grundstrahlfrequenz des Beschleunigungsfeldes.

[0044] Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung ist jeder der Koppelsonden über jeweils einen Wellenleiter jeweils ein Empfänger nachgeschaltet dessen erste koppelsondenseitige Empfangskanalkomponente als schmalbandiges HF- Bandpassfilter ausgebildet ist, dessen Mittenfrequenz der ausgekoppelten elektromagnetischen Welle entspricht.

[0045] Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung ist das Bandpassfilter als Hohlleiterfilter mit oder ohne dielektrische Füllung oder als dielektrisches Filter oder vorzugsweise als planares Filter ausgeführt, um eine möglichst kompakte Bauweise zu erzielen.

[0046] Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung ist der jeweilige Empfänger ein rauscharmen Verstärker, danach ein Mischer mit Lokaloszillator, vorzugsweise ein spannungsgesteuerten Oszillator, danach ein schmalbandiges ZF-Filter, danach ein logarithmischer Detektor, danach ein Analog/Digitalwandler und anschließend eine digitale Signalverarbeitungseinheit.

[0047] Zweckmäßigerweise wird die Bandbreite des ZF-Filters vorzugsweise z.B. auf 10 MHz so dimensioniert, dass die Rekonstruktion der Einhüllenden der Pulspakete des Elektronenstrahls z.B. bei einer Dauer von 5 µs möglich ist. In zweckmäßiger Weiterbildung entspricht dabei die Videobandbreite des Analog- Digitalwandlers mindestens der Bandbreite des ZF-Filters.

[0048] Zweckmäßigerweise wird zur Kalibrierung der Empfänger über einen Sende-/ Empfangsschalter zwischen HF- Bandpassfilter und rauscharmen Verstärker ein Signal über die jeweilige Koppelsonde in die Driftröhre eingespeist wird, welches dieselbe Frequenz wie die auszukoppelnde Welle im operationellen Betrieb aufweist.

[0049] Zweckmäßigerweise kann z.B. bei einer Ausführung mit 4 Koppelsonden über jeweils die mittlere Koppelsonde das Kalibriersignal eingespeist und durch die beiden benachbarten um +/- 90 Grad versetzt angeordneten Koppelsonden empfangen werde.

[0050] Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung erfolgt die Bestimmung eines Abstands, insbesondere unter Verwendung der erfindungsgemäßen Abstandsmessvorrichtung, gemäß einem Verfahren zur Bestimmung eines Abstands, insbesondere unter Verwendung der erfindungsgemäßen Abstandsmessvorrichtung, wobei das Verfahren die Schritte ausweist:

• Bereitstellung einer Driftröhre, die einen Auskoppelbereich aufweist, wobei mindestens 4 um jeweils 90 Grad versetzt angeordnete Koppelsonden über Wellenleiter mit je einem HF-Empfänger verbunden sind und
• im Kalibriermodus über mindestens 1 Koppelsonde eine elektromagnetische Welle eingespeist wird und
• über die Koppelsonden die Feldstärke des elektromagnetischen Feldes des Elektronenstrahls ausgekoppelt wird.

[0051] Zweckmäßigerweise erfolgt die Berechnung der Strahlablage in einer Achse, z.B. vertikal oder horizontal durch Differenzbildung der Amplitudenwerte der Empfangssignale zweier gegenüberliegender Koppelsonden.

[0052] In zweckmäßiger Weiterbildung wird das über eine Koppelsonde eingespeiste Kalibriersignal in den beiden benachbarten Koppelsonden empfangen und die Amplitudendifferenz der beiden Empfangskanäle als Korrekturwert ermittelt, abgespeichert und im operationellen Betrieb, dann wenn der Elektronenstrahl vorhanden ist, zur Ermittlung der Strahlablage verrechnet.

Literatur

[0053] 

[1] J. Frie; Medizin für Manager; Vernissage-Verlag, Heidelberg; Ausgabe München 2007

[2] Krieger, Hanno; Strahlungsquellen für Technik und Medizin; Wiesbaden, Teubner; 2005

[3] Wille, Klaus; Physik der Teilchenbeschleuniger und Synchrotronstrahlungsquellen; Stuttgart, Teubner; 1996

[4] Erst, Stephen J. Receiving systems design; Dedham, MA, ARTECH House ; 1984

[5] Merrill Ivan Skolnik Introduction to Radar Systems; McGraw-Hill College; 1981

12 Verzeichnis der Abkürzungen

[0054] 

ADC

Analog Digital Converter (Analog Digital Konverter)

F

Rauschzahl

G

Gain (Verstärkung)

HF

Hochfrequenz

LNA

Low Noise Amplifier (Rauscharmer Verstärker)

LINAC

Linear Accelerator (Linearbeschleuniger)

LO

Local Oscillator (Lokaloszillator)

N

Rauschleistung

MSL

Mikrostreifenleitung

PLL

Phase-Locked Loop (Phasenregelschleife)

SNR

Signal-to-Noise-Ratio (Signal-Rausch-Verhältnis)

VCO

Voltage-Controlled-Oscilltaor (Spannungsgesteuerter Oszillator)

ZF

Zwischenfrequenz

Ansprüche

1. Abstandsmessvorrichtung mit einer Auswerteeinheit zur Positionsbestimmung eines Elektronenstrahls, wobei die Abstandsmessvorrichtung mindestens zwei Koppelsonden zur Auskopplung eines Messsignals basierend auf einer durch den Elektronenstrahl erzeugenden elektromagnetischen Welle aufweist, wobei die Auswerteeinheit dazu ausgebildet ist, einen Frequenzbereich der ausgekoppelten elektromagnetischen Welle auszuwerten, welcher eine Mittenfrequenz aufweist, die einem Vielfachen der Frequenz der elektromagnetischen Welle entspricht, die vom Hochfrequenzgenerator zur Erzeugung des Beschleunigungsfeldes in den Linearbeschleuniger eingespeist wird, um die Auftreffgenauigkeit des Elektronenstrahls auf ein Photonentarget zu erhöhten dadurch gekennzeichnet, dass die Auskopplung des Messsignals basierend auf der elektromagnetischen Welle innerhalb der Beschleunigungsröhre eines Elektronen-Linearbeschleunigers mit Hohlraumresonatoren stattfindet, und zwar innerhalb einer Driftröhre, die als Durchführungsstrecke des Elektronenstrahls zwischen zwei Hohlraumresonatoren und als Auskoppelbereich dient.

2. Abstandsmessvorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
dass bei zwei Koppelsonden diese um 180 Grad versetzt bzw. bei 4 Koppelsonden um jeweils 90 Grad versetzt angeordnet sind, und zwar vorzugsweise am Zylinderrand der Driftröhre.

3. Abstandsmessvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Koppelsonden in einem 50 Ω System im Frequenzbereich der auszukoppelnden Welle angepasst sind, dass die Koppelsonden einen geringen Koppelfaktor besitzen, um dem Elektronenstrahl möglichst wenig Energie zu entziehen, und dass die Koppelung kapazitiv oder induktiv oder über Schlitzkopplung oder einer Kombination daraus erfolgt.

4. Abstandsmessvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet,
dass es sich bei dem auszukoppelnden Feld vorzugsweise um eine elektromagnetische Welle im TEM- Mode mit einer Frequenz im Bereich 5 bis 20 GHz handelt.

5. Abstandsmessvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
dadurch gekennzeichnet,
dass jeder der Koppelsonden über jeweils einen Wellenleiter jeweils ein Empfänger nachgeschaltet ist, dessen erste koppelsondenseitige Empfängerkomponente als schmalbandiges HF- Bandpassfilter ausgebildet ist, dessen Mittenfrequenz der ausgekoppelten elektromagnetischen Welle entspricht.

6. Abstandsmessvorrichtung nach einem der Ansprüche 5,
dadurch gekennzeichnet,
dass das Bandpassfilter als Hohlleiterfilter mit oder ohne dielektrische Füllung oder als dielektrisches Filter oder vorzugsweise als planares Filter ausgeführt ist.

7. Abstandsmessvorrichtung nach Anspruch 5 oder 6,
dadurch gekennzeichnet,
dass der jeweilige Empfänger in Hintereinanderschaltung zuerst einen rauscharmen Verstärker, danach einen Mischer mit Lokaloszillator, vorzugsweise einem spannungsgesteuerten Oszillator, danach ein schmalbandiges ZF-Filter, danach einen logarithmischen Detektor, danach einen Analog/Digitalwandler und anschließend eine digitale Signalverarbeitungseinheit aufweist.

8. Abstandsmessvorrichtung nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Videobandbreite des Analog- Digitalwandlers mindestens der Bandbreite des ZF-Filters entspricht.

9. Abstandsmessvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8,
dadurch gekennzeichnet,
dass zur Kalibrierung zweier gegenüberliegender Empfänger über einen zwischen dem HF- Bandpassfilter und dem rauscharmen Verstärker angeordneten Sende-/Empfangsschalter, die Vorrichtung so angeordnet ist, damit die Vorrichtung ein Signal über die jeweilige Koppelsonde in die Driftröhre einspeist, welches dieselbe Frequenz wie die auszukoppelnde Welle im operationellen Betrieb aufweist und welches an zwei anderen Sonden ausgekoppelt wird und zur Ermittlung eines Korrekturfaktors für die Elektronenstrahlmessung verwendet wird.

10. Abstandsmessvorrichtung nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet,
dass bei einer Ausführung mit 4 Koppelsonden, die Vorrichtung so angeordnet ist, dass die Vorrichtung über jeweils die mittlere Koppelsonde das Kalibriersignal einspeist und durch die beiden benachbarten um +/- 90 Grad versetzt angeordneten Koppelsonden empfangen wird.

11. Abstandsmessvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Auskoppelung des Messsignals in dem Auskoppelbereich zwischen zwei Hohlraumresonatoren erfolgt, in dem die Feldstärke des Beschleunigungsfeldes niedriger ist als deren Feldstärke in den Hohlraumresonatoren, und dass zumindest eine Koppelsonde in dem Auskoppelbereich angeordnet ist.

12. Abstandsmessvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei das Driftstreckenrohr des Elektronenstrahls zwischen den Resonatoren so dimensioniert ist, dass innerhalb der Driftröhre in dem Auskoppelbereich der Grundmode des Beschleunigungsfeldes nicht ausbreitungsfähig ist.

13. Verfahren zur Bestimmung eines Abstands, insbesondere unter Verwendung einer Abstandsmessvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei das Verfahren die Schritte aufweist:

Bereitstellung einer Driftröhre, die als Durchführungsstrecke des Elektronenstrahls zwischen zwei Hohlraumresonatoren dient und die einen Auskoppelbereich aufweist, wobei mindestens 2 und/oder 4 um jeweils 180 bzw. um jeweils 90 Grad versetzt angeordnete Koppelsonden über Wellenleiter mit je einem HF-Empfänger verbunden sind und

über die Koppelsonden die Feldstärke des vom Elektronenstahl erzeugten elektromagnetischen Feldes ausgekoppelt wird,

um die Auftreffgenauigkeit des Elektronenstrahls auf ein Photonentarget zu erhöhen, und

im Kalibriermodus über mindestens 1 Koppelsonde eine elektromagnetische Welle eingespeist wird.

14. Verfahren nach Anspruch 13,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Berechnung der Strahlablage in einer Achse, z.B. vertikal oder horizontal, durch Differenzbildung der Amplitudenwerte der Empfangssignale zweier gegenüberliegender Koppelsonden erfolgt.

15. Verfahren nach einem der Ansprüche 13 oder 14,
dadurch gekennzeichnet,
dass das über eine Koppelsonde eingespeiste Kalibriersignal in den zu dieser Sonde benachbarten Koppelsonden empfangen wird und die Amplitudendifferenz der beiden Empfangskanäle als Korrekturwert ermittelt, abgespeichert und im operationellen Betrieb, dann, wenn der Elektronenstrahl vorhanden ist, zur Ermittlung der Strahlablage verrechnet wird.

Claims

1. Distance measuring apparatus having an evaluation unit for the determination of the position of an electron beam, wherein the distance measuring apparatus has at least two coupling probes for coupling out a measurement signal based on an electromagnetic wave that is generated by the electron beam,
wherein the evaluation unit is configured to evaluate a frequency range of the coupled-out electromagnetic wave, which frequency range has a central frequency that corresponds to a multiple of the frequency of the electromagnetic wave that is input into the linear accelerator by the radio-frequency generator for generating the acceleration field in order to increase the incidence accuracy of the electron beam on a photon target, characterized
in that the coupling-out of the measurement signal takes place based on the electromagnetic wave within the acceleration tube of an electron linear accelerator with cavity resonators, specifically within a drift tube which serves as the through-guidance section of the electron beam between two cavity resonators and as the output-coupling region.

2. Distance measuring apparatus according to Claim 1, characterized in that if two coupling probes are used, they are arranged to be offset by 180 degrees, and if four coupling probes are used, they are arranged to be offset by in each case 90 degrees, specifically preferably at the cylinder edge of the drift tube.

3. Distance measuring apparatus according to one of Claims 1 to 2, characterized in that the coupling probes are adapted in a 50 Ω system in the frequency range of the wave to be coupled out, in that the coupling probes have a low coupling factor in order to withdraw as little energy as possible from the electron beam, and in that the coupling is effected capacitively or inductively or via slot coupling or a combination thereof.

4. Distance measuring apparatus according to one of Claims 1 to 3, characterized in that the field to be coupled out is preferably an electromagnetic wave in the TEM mode having a frequency in the range of 5 to 20 GHz.

5. Distance measuring apparatus according to one of Claims 1 to 4, characterized in that each of the coupling probes has, connected downstream thereof via in each case one waveguide, in each case a receiver, whose first coupling-probe-side receiver component is configured in the form of a narrowband RF bandpass filter whose central frequency corresponds to the coupled-out electromagnetic wave.

6. Distance measuring apparatus according to one of Claims 5, characterized in that the bandpass filter is configured as a waveguide filter with or without dielectric filling or as a dielectric filter or preferably as a planar filter.

7. Distance measuring apparatus according to Claim 5 or 6, characterized in that the respective receiver has, connected in series, first a low-noise amplifier, then a mixer with a local oscillator, preferably a voltage-controlled oscillator, then a narrowband IF filter, then a logarithmic detector, then an analogue-to-digital converter and finally a digital signal processing unit.

8. Distance measuring apparatus according to Claim 7, characterized in that the video bandwidth of the analogue-to-digital converter corresponds at least to the bandwidth of the IF filter.

9. Distance measuring apparatus according to one of Claims 1 to 8, characterized in that, for calibrating two receivers that are located opposite one another via a transceiver switch that is arranged between the RF bandpass filter and the low-noise amplifier, the apparatus is arranged such that the apparatus inputs a signal into the drift tube via the respective coupling probe, which signal has the same frequency as the wave to be coupled out during operation and which is coupled out at two different probes and is used for ascertaining a correction factor for the electron beam measurement.

10. Distance measuring apparatus according to Claim 9, characterized in that, in the case of a configuration having four coupling probes, the apparatus is arranged such that the apparatus inputs the calibration signal by in each case the central coupling probe and is received by the two neighbouring coupling probes which are arranged with an offset of ± 90°.

11. Distance measuring apparatus according to one of Claims 1 to 10, characterized in that the measurement signal is coupled out in the coupling-out region between two cavity resonators, in which region the field strength of the acceleration field is lower than the field strength thereof in the cavity resonators, and in that at least one coupling probe is arranged in the coupling-out region.

12. Distance measuring apparatus according to one of Claims 1 to 11, wherein the drift section tube of the electron beam between the resonators is dimensioned such that the basic mode of the acceleration field is not capable of propagation within the drift tube in the coupling-out region.

13. Method for determining a distance, in particular using a distance measuring apparatus according to one of Claims 1 to 12, wherein the method includes the steps:

providing a drift tube which serves as a through-guidance section of the electron beam between two cavity resonators and has a coupling-out region, wherein at least two and/or four coupling probes which are arranged with an offset of in each case 180 or in each case 90° are connected, via waveguides, with in each case one RF receiver, and

the field strength of the electromagnetic field generated by the electron beam is coupled out via the coupling probes,

in order to increase the incidence accuracy of the electron beam on a photon target, and

in the calibration mode, an electromagnetic wave is input via at least one coupling probe.

14. Method according to Claim 13, characterized in that the calculation of the beam deviation is effected in an axis, e.g. vertical or horizontal, by forming the difference of the amplitude values of the receiving signals of two coupling probes which are located opposite each other.

15. Method according to one of Claims 13 or 14, characterized in that the calibration signal which is input via a coupling probe is received in the coupling probes that neighbour said probe, and the amplitude difference of the two receiving channels is ascertained as a correction value, stored and is then used the during operation, if the electron beam is present, in the calculation to ascertain the beam deviation.

Revendications

1. Dispositif de mesure de distance comportant une unité d'évaluation destinée à déterminer la position d'un faisceau d'électrons, dans lequel le dispositif de mesure de distance comporte au moins deux sondes de couplage destinées au couplage en sortie d'un signal de mesure sur la base d'une onde électromagnétique générée par le faisceau d'électrons,
dans lequel l'unité d'évaluation est conçue pour évaluer une plage de fréquences de l'onde électromagnétique couplée en sortie, laquelle plage de fréquences présente une fréquence centrale qui correspond à un multiple de la fréquence de l'onde électromagnétique injectée par le générateur à haute fréquence destiné à générer le champ d'accélération dans l'accélérateur linéaire afin d'augmenter la précision d'incidence du faisceau d'électrons sur une cible photonique, caractérisé en ce que le couplage en sortie du signal de mesure se produit sur la base de l'onde électromagnétique à l'intérieur du tube d'accélération d'un accélérateur linéaire d'électrons comportant des résonateurs à cavités, à l'intérieur d'un tube de dérive qui est utilisé en tant qu'étendue de mise en oeuvre du faisceau d'électrons entre deux résonateurs à cavités et en tant que zone de couplage en sortie.

2. Dispositif de mesure de distance selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pour deux sondes de couplage, celles-ci sont disposées de manière à être décalées de 180 degrés et pour 4 sondes de couplage, celles-ci sont disposées de manière à être respectivement décalées de 90 degrés, de préférence sur le bord cylindrique du tube de dérive.

3. Dispositif de mesure de distance selon l'une quelconque des revendications 1 et 2,
caractérisé en ce que les sondes de couplage sont adaptées dans un système à 50 Ω dans la plage de fréquences de l'onde devant être couplée en sortie, en ce que les sondes de couplage présentent un faible facteur de couplage afin de prélever la plus faible quantité possible d'énergie du faisceau d'électrons et en ce que le couplage est effectué de manière capacitive ou inductive ou par l'intermédiaire d'un couplage par fente ou d'une combinaison de ceux-ci.

4. Dispositif de mesure de distance selon l'une quelconque des revendications 1 à 3,
caractérisé en ce que le champ devant être couplé en sortie est de préférence une onde électromagnétique en mode TEM ayant une fréquence se situant dans la plage de 5 à 20 GHz.

5. Dispositif de mesure de distance selon l'une quelconque des revendications 1 à 4,
caractérisé en ce qu'un récepteur respectif est connecté en aval de chacune des sondes de couplage par l'intermédiaire d'un guide d'ondes respectif, récepteur dont un premier composant de récepteur côté sonde de couplage est réalisé sous la forme d'un filtre passe-bande HF à faible largeur de bande dont la fréquence centrale correspond à l'onde électromagnétique couplée en sortie.

6. Dispositif de mesure de distance selon la revendication 5,
caractérisé en ce que le filtre passe-bande est réalisé sous la forme d'un filtre de guide d'ondes creux avec ou sans remplissage par un diélectrique ou sous la forme d'un filtre diélectrique ou de préférence, sous la forme d'un filtre planaire.

7. Dispositif de mesure de distance selon la revendication 5 ou 6,
caractérisé en ce que le récepteur respectif comporte, dans un montage en série, en premier lieu un amplificateur à faible bruit, puis un mélangeur comportant un oscillateur local, de préférence un oscillateur commandé en tension, puis un filtre ZF à faible largeur de bande, puis un détecteur logarithmique, puis un convertisseur analogique/numérique et enfin, une unité de traitement numérique du signal.

8. Dispositif de mesure de distance selon la revendication 7,
caractérisé en ce que la largeur de bande vidéo du convertisseur analogique/numérique correspond à au moins la largeur de bande du filtre ZF.

9. Dispositif de mesure de distance selon l'une quelconque des revendications 1 à 8,
caractérisé en ce que, pour étalonner deux récepteurs opposés par l'intermédiaire d'un commutateur d'émission/réception disposé entre le filtre passe-bande HF et l'amplificateur à faible bruit, le dispositif est agencé de manière à ce qu'un signal soit ainsi injecté dans le tube de dérive par l'intermédiaire de la sonde de couplage respective, lequel signal présente la même fréquence que l'onde devant être copulée en sortie lors d'un fonctionnement opérationnel et est couplé en sortie au niveau de deux autres sondes et est utilisé pour déterminer un facteur de correction pour la mesure par faisceau d'électrons.

10. Dispositif de mesure de distance selon la revendication 9,
caractérisé en ce que, lors d'une mise en oeuvre à 4 sondes de couplage, le dispositif est agencé de manière à ce qu'il injecte le signal d'étalonnage par l'intermédiaire de la sonde centrale respective et à ce que ce signal soit reçu par les deux sondes de couplage adjacentes disposées de manière décalée de +/-90 degrés.

11. Dispositif de mesure de distance selon l'une quelconque des revendications 1 à 10,
caractérisé en ce que le couplage en sortie du signal de mesure est effectué dans la zone de couplage en sortie située entre deux résonateurs à cavités, zone dans laquelle l'intensité de champ du champ d'accélération est inférieure à l'intensité de champ correspondante dans les résonateurs à cavités et en ce qu'au moins une sonde de couplage est disposée dans la zone de couplage en sortie.

12. Dispositif de mesure de distance selon l'une quelconque des revendications 1 à 11,
dans lequel le tube de dérive du faisceau d'électrons est dimensionné, entre les résonateurs, de manière à ce que le mode fondamental du champ d'accélération ne soit pas apte à se propager à l'intérieur du tube de dérive dans la zone de couplage en sortie.

13. Procédé de détermination d'une distance selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, dans lequel le procédé comprend les étapes consistant à :

prévoir un tube de dérive qui est utilisé en tant qu'étendue de mise en oeuvre du faisceau d'électrons entre deux résonateurs à cavités et qui présente une zone de couplage en sortie, dans lequel au moins 2 et/ou 4 sondes de couplage disposées de manière décalée respectivement de 180 degrés ou respectivement de 90 degrés sont respectivement reliées à un récepteur HF par l'intermédiaire de guides d'ondes, et

l'intensité de champ du champ électromagnétique généré par le faisceau d'électrons est couplé en sortie par l'intermédiaire des sondes de couplage,

afin d'augmenter la précision d'incidence du faisceau d'électrons sur une cible photonique, et

dans un mode d'étalonnage, une onde électromagnétique est injectée par l'intermédiaire d'au moins 1 sonde de couplage.

14. Procédé selon la revendication 13,
caractérisé en ce que le calcul de l'incidence du faisceau est effectué suivant un axe, par exemple vertical ou horizontal, par calcul d'une différence entre les valeurs d'amplitude des signaux de réception de deux sondes de couplage opposées.

15. Procédé selon l'une quelconque des revendications 13 ou 14,
caractérisé en ce que le signal d'étalonnage injecté par l'intermédiaire d'une sonde de couplage dans la sonde de couplage adjacente à ladite sonde est reçu et en ce que la différence d'amplitude des deux canaux de réception est déterminée en tant que valeur de correction, est stockée et n'est compensée, lors d'un fonctionnement opérationnel, que lorsque le faisceau d'électrons est présent, afin de déterminer l'incidence du faisceau.

Zeichnung