[0001] Die Erfindung betrifft einen elektrischen Strahler für vertikal polarisierte Funksignale
für einen Funkdienst mit schmaler Frequenzbandbreite um eine Frequenz fo mit der Freiraum-Wellenlänge
λo im GHZ-Bereich für die bevorzugte Verwendung auf Fahrzeugen.
[0002] Bedingt durch die Vielzahl der Funkdienste, deren Verfügbarkeit im Fahrzeug unabdingbar
geworden ist, kommt es bei der Gestaltung von Antennen insbesondere auf kleines Bauvolumen
in Verbindung mit möglichst kleiner Höhe an. Vielfach ist es bei guter Antennenleistung
nicht möglich und nicht zweckmäßig, eine Anzahl in jeweils relativ schmalen, jedoch
in der Frequenz relativ weit voneinander liegenden Frequenzbereichen operierenden
Funkdiensten mit einer breitbandig arbeitenden Antenne abzudecken. Vielfach werden
die Funksignale der verschiedenen Funkdienste auch mit unterschiedlicher Polarisation
ausgestrahlt, so dass es nicht zweckmäßig ist, den verschiedenen Anforderungen mit
einer Antenne gerecht zu werden. Vielmehr kommt es für Fahrzeugantennen darauf an,
für die einzelnen Funkdienste Antennen mit filigranen Strukturen zu schaffen, welche
insbesondere bei immer möglichst kleiner Höhe und häufig bei kleiner Grundfläche mit
Antennen für andere Funkdienste kombiniert werden können, um in der Gesamtheit Kombinationsantennen
mit kleinem Raumbedarf zu gestalten. Solche Kombinationsantennen werden gegebenenfalls
mit einer Plastikhülle als Radom abgedeckt oder gar vertieft in eine Ausformung der
Karosserie als Kavität eingebracht. Zusätzlich wird an die Konstruktion von Fahrzeugantennen
ein hoher Anspruch an deren mechanische Stabilität und Erschütterungsfestigkeit gestellt.
Die beispielhafte Betrachtung von nur einigen Antennen der vielfach für das Fahrzeug
geforderten Funkdienste im Dezimeter-Wellenbereich, wie Antennen für die Mobilfunkdienste
GSM und den in der Frequenzbandbreite schmalen digitalen Rundfunkdienst im L-Band
bei ca. 1,5 GHz mit jeweils mit vertikaler Polarisation ausgestrahlten Funksignalen
sowie den schmalbandigen digitalen Satelliten-Rundfunkdienst SDARS bei ca. 2,3 GHz,
dessen Signale in zirkularer Polarisation vom Satelliten ausgestrahlt werden, lässt
erkennen, dass die Schaffung einer einzelnen Breitbandantenne zur Abdeckung aller
Funkdienste zu schier unüberwindlichen Schwierigkeiten führen würde. Zusätzlich ist
für den Empfang aller genannten Funkdienste aufgrund der in Großserie hergestellten
Antennen die Wirtschaftlichkeit bei der Herstellung von ausschlaggebender Bedeutung.
[0003] Für den Mobilfunkdienst GSM werden seit langem vertikale Strahler eingesetzt, wie
sie zum Beispiel in der
EP 1 445 828 A beschrieben sind. Zur Verkleinerung solcher Strahler kann eine Dachkapazität zur
Anwendung kommen, wie sie zum Beispiel auch in
Meinke-Gundlach, Taschenbuch der Hochfrequenztechnik, Springer-Verlag 1986, N16, Tabelle 1 sowie im Zusammenhang dort mit Bild 6 für den Elementarstrahler beschrieben
ist. Die minimal erforderliche Höhe h eines solchen elektrisch kurzen Monopol-Strahlers,
wenn er durch eine Induktivität 15, wie in Figur 4a, mit dem Induktivitätswert Lm
ergänzt ist, bemisst sich an dem Frequenz-Bandbreitenbedarf B für den betroffenen
Funkdienst bei dessen Mittenfrequenz fo mit der Freiraumwellenlänge λo. Dieser Zusammenhang
zwischen der relativen Strahlerbandbreite Brel = B/fo, dem Strahlungswiderstand Rsm
und seiner Kapazität Csm ist in
Archiv für Elektronik und Übertragung (AEÜ) in Band 30, (1976), Heft 9, dort in Gleichung 11, dargestellt und beträgt unter Berücksichtigung der
bekannten Beziehung für den Strahlungswiderstand, Rsm = 160*π
2*(hem/ λo)
2 Ohm, des kurzen Monopolstrahlers mit seiner effektiven Höhe hem
mit Zo = 120π Ohm = Feldwellenwiderstand des freien Raums und der Lichtgeschwindigkeit
co.
[0004] Die ausschlaggebenden mechanischen Abmessungen der Antenne sind für die hier durchgeführten
Betrachtungen ausschließlich in dem Ausdruck für den Bandbreitenfaktor BFm in Klammern
enthalten, wobei bei hinreichend großer Dachkapazität Cs die effektive Höhe hem des
Monopolstrahlers seiner geometrischen Höhe h gleichkommt. Für die Erfüllung der relativen
Bandbreite eines elektrisch kurzen Strahlers für einen bestimmten Funkdienst mit der
Mittenfrequenz fo kann somit der Term außerhalb des Klammerausdrucks "Bandbreitenfaktor"
= BFm für den Monopol zu einer von seinen Abmessungen unabhängigen Konstanten k zusammengefasst
werden. Diese Strahlerbandbreite stellt im Folgenden die Referenzbandbreite dar. Im
Impedanz-Diagramm in Figur 4a ist der Impedanzverlauf des Strahlers als Kurve im Frequenzbereich
um die Resonanzfrequenz fo dargestellt, wobei die Impedanz im Resonanzpunkt den Strahlungswiderstand
Rsm wiedergibt, welcher sich, bezogen auf einen normierten Widerstand (Zielimpedanz)
ZL = 50 Ohm aus der o.g. Beziehungen für diesen Elementarstrahler, wie folgt, darstellen
lässt:
[0005] Bezüglich des Einsatzes eines derartigen Resonanzstrahlers 29 in Figur 4a unten kommt
diesem auf ZL bezogenen Strahlungswiderstand Rsm insbesondere für die Anwendung in
Fahrzeugen eine besondere Bedeutung zu. Aufgrund seiner extremen Ablage vom Anpassungspunkt
ZL = 50 Ohm für übliche Funksysteme im Fahrzeug ist die Transformation dieses Widerstands
in den Anpassungspunkt ZL im Anpassnetzwerk 35 bei elektrisch kleinen Antennen 36
aufwändig und reduziert die Bandbreite der Antenne an der Antennenanschlussstelle
34, so dass dort die oben angegebene Strahlerbandbreite B gemäß Gleichung (1) nicht
mehr zur Verfügung steht. Hinzu kommt, dass Anpassnetzwerke 35, insbesondere wenn
diese aus komplexen Schaltungsstrukturen gestaltet sind, die Herstellung von Fahrzeugantennen
verteuern. Die Impedanz eines bekannten kapazitiven Strahlers mit Dachkapazität mit
Induktivität Lm 15 zur beispielhaften Erzeugung einer Resonanz bei einer Frequenz
von fo von ca. 1,5GHz im Frequenzband eines betreffenden Funkdienstes, wie in Figur
4a, ist insbesondere bei den dort angegebenen mechanischen Dimensionen und der elektrisch
kleine Höhe h/λo von ca. 1/20 deshalb sehr ungünstig. Hinzu kommt die mechanische
Instabilität, welche durch den Aufbau des mit der Dachkapazität am oberen Ende mechanisch
belasteten Strahlers einhergeht. Hinsichtlich seiner elektrischen Eigenschaften soll
dieser Strahler im Folgenden als Referenzstrahler 29 herangezogen werden.
[0006] Aus der
EP 2 296 227 A2 ist eine Antenne für den Empfang zirkular polarisierter Satellitenfunksignale bekannt,
die eine im Wesentlichen horizontal orientierte, über einer leitenden Grundfläche
angeordnete Leiterschleife und eine mit einem Antennenanschluss verbundene Anordnung
zur elektromagnetischen Erregung der Leiterschleife aufweist. Die Leiterschleife ist
als Ringleitungsstrahler durch eine polygonale oder kreisförmige geschlossene Ringleitung
in einer im Wesentlichen horizontalen Ebene mit der Höhe H über der leitenden Grundfläche
verlaufend gestaltet, wobei der Ringleitungsstrahler eine Resonanzstruktur bildet
und durch die Anordnung zur elektromagnetischen Erregung in der Weise elektrisch erregt
ist, dass sich auf der Ringleitung die Stromverteilung einer laufenden Leitungswelle
in einer einzigen Umlaufrichtung einstellt, deren Phasenunterschied über einen Umlauf
gerade 2 π beträgt. Zur Unterstützung der vertikal orientierten Anteile des elektromagnetischen
Feldes ist mindestens ein am Umfang des Ringleitungsstrahlers vertikaler und zur leitenden
Grundfläche hin verlaufender Strahler vorhanden, welcher sowohl mit dem Ringleitungsstrahler
als auch mit der elektrisch leitenden Grundfläche elektromagnetisch verkoppelt ist.
[0007] Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, einen Strahler zu schaffen, welcher auch bei
sehr kleiner elektrischer Höhe h/λo und bei mechanischer Stabilität in der Frequenzumgebung
seiner Resonanzfrequenz fo eine Impedanz in der Nähe des für Funksysteme in Fahrzeugen
vorgeschriebenen und normierten Widerstands ZL = 50 Ohm besitzt, so dass der technische
Aufwand zur Ergänzung des Strahlers durch ein Anpassnetzwerk für Anpassung an ZL =
50 Ohm zu einer Antenne über eine relativ große Frequenzbandbreite wirtschaftlich
gestaltet werden kann.
[0008] Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Hauptanspruchs gelöst.
[0009] Gemäß der Erfindung umfasst der (elektrisch kleine) Strahler 1 für vertikal polarisierte
Funksignale für einen Funkdienst mit schmaler Frequenzbandbreite um eine Frequenz
fo mit der Freiraum-Wellenlänge λo im GHZ-Bereich eine im Wesentlichen horizontal
orientierte, über einer leitenden Grundfläche 6 angeordnete Leiterschleife mit einer
Strahlerspeisestelle 5 zur elektromagnetischen Erregung der Leiterschleife gegenüber
der leitenden Grundfläche 6. Die Leiterschleife ist durch einen polygonartig oder
elliptisch/kreisförmig geschlossenen Ringleiter 2 in einer im Wesentlichen horizontalen
Ebene mit der Höhe h kleiner λo/6 über der leitenden Grundfläche 6 verlaufend gestaltet.
Am Umfang des Ringleiters 2 verteilt sind mindestens drei an Leiterschleifen-Koppelpunkten
7 mit dem Ringleiter 2 elektromagnetisch verkoppelte und zur leitenden Grundfläche
6 hin verlaufende vertikale Strahler 4, 4b, 4c, 4d vorhanden, wobei mindestens zwei
der vertikalen Strahler 4b, 4c und gegebenenfalls 4d mit der elektrisch leitenden
Grundfläche 6 an Masse-Anschlusspunkten 3b, 3c, 3d elektromagnetisch verkoppelt sind
und ein vertikaler Strahler 4a über die Strahlerspeisestelle 5 an dessen unterem Ende
erregt ist. Die mit der elektrisch leitenden Grundfläche 6 zwischen ihren Leiterschleifen-Koppelpunkten
7a, 7b, 7c, 7d und dem jeweils mit einem Masse-Anschlusspunkt 3b, 3c, 3d verkoppelten
vertikalen Strahler 4b, 4c, 4d und der über die Strahlerspeisestelle 5 erregte, zwischen
seinem Leiterschleifen-Koppelpunkt 7a und der Strahlerspeisestelle 5 besitzen jeweils
induktiv wirksame Komponenten 13a, 13b, 13c, 13d, so dass an der Strahlerspeisestelle
5 bei der Frequenz fo eine niederohmige Resonanz vom Charakter einer Serienresonanz
gegeben ist.
[0010] Mit einem Strahler nach der Erfindung ist der zusätzliche Vorteil verbunden, dass
der Strahlergewinn bei Flachstrahlung auch bei sehr niedriger elektrischer Strahlerhöhe
durch Abflachung des vertikalen Richtdiagramms bei azimutaler Rundcharakteristik größer
gestaltet werden kann als mit einem Elementarstrahler. Weiterhin kann der Strahler
als filigrane und dennoch mechanisch stabile Struktur hergestellt werden, welche die
Kombination mit einer weiteren vertikal polarisierten Antenne zulässt. Als besonderer
Vorteil zeigt sich hierbei die Möglichkeit einer äußerst wirtschaftlichen Weise der
Herstellung des Strahlers in großen Stückzahlen, welche insbesondere für den Einsatz
in Fahrzeugen von besonderer Bedeutung ist. Weiterhin kann der erfindungsgemäße Strahler
durch wenig komplizierte ergänzende Maßnahmen für einen zusätzlichen weiteren Frequenzbereich
als zirkular polarisierte Antenne insbesondere für den Empfang von Satellitenfunksignalen
gestaltet werden. Ein wesentlicher Vorteil eines Strahlers nach der Erfindung ist
ferner durch die Möglichkeit gegeben, dass der im Zentrum der Ringleitung frei bleibende
Bereich auf der Grundfläche weitgehend zur Anbringung weiterer kombinierter Antennen
für zusätzliche andere Funkdienste genützt werden kann.
[0011] Nach einer vorteilhaften Ausführungsform kann der Ringleiter (2) durch einen geschlossenen
Drahtring gebildet sein und mit den vertikalen Strahlern durch galvanische Verbindung
verkoppelt sein.
[0012] Die Erfindung wird im Folgenden anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Die zugehörigen Figuren zeigen im Einzelnen:
Fig. 1:
Strahler 1 nach der Erfindung mit kreisförmigem, zum Beispiel drahtförmigem Ringleiter
2 in der Höhe h über einer leitenden Grundfläche 6 verlaufend, mit N= 3 an Ringleitungs-Koppelpunkten
7a, 7b, 7c an den Ringleiter angeschlossenen vertikalen Strahlern 4a, 4b, 4c, wobei
zwei vertikale Strahler 4b, 4c an ihrem unteren Ende über Masse-Anschlusspunkte 3b
3c mit der leitenden Grundfläche 6 verbunden sind und am unteren Ende eines der vertikalen
Strahler 4a die Strahlerspeisestelle 5 gebildet ist, über welche der Strahler 1 erregt
ist. Alle vertikalen Strahler 4a, 4b, 4c besitzen induktiv wirksame Komponenten 13a,
13b, 13c zur Bewirkung der niederohmigen Resonanz etwa bei der mittleren Frequenz
fo des Funkdienstes mit vertikaler Polarisation.
Fig. 2:
Strahler nach der Erfindung wie in Figur 1, jedoch mit quadratischem bzw. rechteckigem,
zum Beispiel flächig gestaltetem Ringleiter 2 und größerer Leiterbreite 8 und mit
N = 4 Ringleitungs-Koppelpunkten 7a, 7b, 7c, 7d zur Ankopplung der vier vertikalen
Strahlern 4a, 4b, 4c, 4d, an seinen vier Eckpunkten.
Fig. 3:
Strahler nach der Erfindung wie in Figur 2, jedoch mit der Besonderheit, dass die
Breite des Ringleiters 2 derart gewählt ist, dass innerhalb der äußeren Berandung
des Ringleiters 2 eine geschlossene, leitende Fläche gebildet ist.
Fig. 4a und Fig. 4b
Gegenüberstellung der Impedanzverläufe eines Strahlers mit quadratischem Ringleiter
2 nach der Erfindung gemäß Fig. 4b und eines Stabmonopols mit quadratischer Dachkapazität
und Fußpunktinduktivität Lm 15 als Referenzstrahler 29 gemäß Fig.4a in der komplexen,
auf ZL bezogenen Impedanzebene jeweils in der Frequenznähe der Resonanzfrequenz fo
= 1.4 GHz bei gleicher Höhe h = 1cm und gleicher Kantenlänge 23 von 2cm der quadratischen
Dachkapazität des Referenzstrahlers 29 und des quadratisch gestalteten Ringleiters
2 mit der Leiterbreite 8 von 2mm des Strahlers 1 nach der Erfindung. Die einander
gleichen äußeren Abmessungen der beiden Strahler 1 und 29 bedingen zunächst gleiche
relative Strahlerbandbreiten von Brel = 3,6%. Die mit dem extrem niedrigen Resonanzwiderstand
Rsm/ZL = 0,06 gemäß Fig. 4a verbundene Schwierigkeit der Anpassung der Strahlerimpedanz
an ZL bedingt jedoch einen großen technischen Aufwand und eine Reduzierung der wirksamen
relativen Bandbreite des durch ein Anpassnetzwerk 35 ergänzten Strahlers. Das Verdienst
der vorliegenden Erfindung ist es, dass diese Nachteile bei einem Strahler nach der
Erfindung mit Rs/ZL = 0,85 gemäß Fig. 4b in der Praxis entfallen können.
Fig. 5:
Verlauf des auf ZL bezogenen Strahlungswiderstands bei der Resonanzfrequenz fo in
Abhängigkeit von der relativen geometrischen Strahlerhöhe h/λo = h' des Referenzstrahlers
29 (strichpunktiert) und des Strahlers 1 nach der Erfindung (N = 4) in Figur 4b. Die
Kurven N = 3, N = 4 oder N = 5 beziehen sich auf Strahler 1 nach der Erfindung mit
jeweils einem als reguläres Dreieck, reguläres Viereck oder Fünfeck gestalteten Ringleiter
2 mit gleicher relativer Strahlerbandbreite Brel. Der dargestellte Bereich für h'
> 0,025 (sh. Marker) kennzeichnet den nutzbaren Wertebereich für h', wenn die Forderung
0,5 < Rs/ZL < 2 (sh. Grenzlinien) beispielhaft erfüllt werden soll.
Fig. 6:
Impedanzverläufe von Strahlern nach der Erfindung mit äußeren Abmessungen wie in Figur
4b, jedoch mit einer Leiterbreite 8 von 5 mm in Figur 6a und der Besonderheit in Figur
6b, dass die Breite des Ringleiters 2 derart gewählt ist, dass innerhalb der äußeren
Berandung des Ringleiters 2 eine geschlossene Fläche gebildet ist. Ein Vergleich der
Impedanzverläufe in den Figuren 6a und 6b zeigt, dass der Widerstand Rs/ZL bei der
Resonanzfrequenz fo durch den Gestaltungsunterschied der Strahler nur wenig beeinflusst
ist. Ferner zeigt sich, dass sich die relative Bandbreiten Brei = 3,6% der beiden
Strahler in den Figuren 6a bzw. 6b im Rahmen der Nachweisbarkeit in der Praxis nicht
unterscheiden. Der äußerst geringfügig unterschiedlichen Wirkung der unterschiedlichen
Ringleiter 2 ist durch geringfügigen Nachabgleich der Induktivitäten 15a, 15b, 15c,
15d Rechnung getragen.
Fig. 7: zeigt das vertikale Richtdiagramm in dB-Eichung eines Strahlers nach der Erfindung
mit einer gegenüber einem elektrisch kleinen Elementarstrahler (4,77dBi) erhöhten
Richtwirkung von 5,57dBi bzw. 5,31dBi durch die voneinander beabstandeten vertikalen
Strahler 4a-d.
Fig. 8:
Azimutales Richtdiagramm für Flachstrahlung des in Figur 7 besprochenen Strahlers
mit nur geringfügiger Abweichung vom Runddiagramm mit Schwankungen zwischen 5,57dBi
und 5,31dBi.
Fig. 9:
Beispielhafte Realisierung eines Strahles nach der Erfindung mit rechteckförmigem
Ringleiter 2 mit äußerer Querabmessung 16 und äußerer Längsabmessung 17 und Gestaltung
der vertikalen Strahler in der Weise, dass die für Resonanz notwendigen induktiv wirksamen
Komponenten 13a -13d in den einzelnen Strahlern jeweils durch Formung vertikaler Strahlerteile
20 und horizontaler Strahlerteiler 21 gegeben sind. Durch Wahl entsprechender Abmessungen
kann an der Strahlerspeisestelle 5 Anpassung an ZL ohne weitere Anpassungselemente
erzielt werden, sodass durch die Strahlerspeisestelle 5 die Antennenanschlussstelle
24 gegeben ist.
Fig. 10:
Beispiel wie in Figur 9, jedoch mit schräg verlaufenden Strahlerteilen 22 der vertikalen
Strahler 4a, 4b, 4c, 4d.
Fig. 11:
Strahler nach der Erfindung in einer ausreichenden Kavitätstiefe 12, welche durch
Ausformung der leitenden Grundfläche 6 gestaltet ist, so dass der Strahler zum Beispiel
ohne Erhebung über die Karosseriefläche in die Fahrzeugkarosserie integriert ist.
Die Basisfläche 39 der Kavität 38 ist im Beispiel als gedruckte Leiterplatte gestaltet
und die induktiv wirksamen Komponenten 13a -13d sind als gedruckte Induktivitäten
32a, 32b, 32c, 32d realisiert.
Fig. 12:
vergleichende Darstellung der auf ZL bezogenen Impedanzverläufe eines Strahlers mit
kreisförmiger Ringleitung und vier vertikalen Strahlern nach der Erfindung in Kurve
a) und eines Monopols mit Dachkapazität als Referenzstrahler 29 in Kurve b), jeweils
im Frequenzbereich zwischen 100 MHz und 2 GHz und gleichen Resonanzfrequenzen fo =
1,54 GHz. Der unterschiedliche Charakter der beiden Strahler ist in ihrem Verhalten
bei niedrigen Frequenzen begründet, wobei die Impedanz in Kurve a) dort induktiv ist
und deren Realteil mit f4 wächst und die Impedanz in Kurve b) dort kapazitiv ist und deren Realteil langsamer,
d.h. mit f2, ansteigt.
Fig. 13:
Nachweis der vorteilhaften Frequenzselektivität der Antenne nach der Erfindung gemäß
dem Impedanzverlauf a) in Figur 12 anhand des Frequenzverlaufs des VSWR, bezogen auf
den Widerstand ZL nach Kurve a) in Figur 12 mit sehr niedrigen Werten im Frequenzbereich
mit der Nutzbandbreite B um die Resonanzfrequenz fo und extrem günstigen hohen Werten
des VSWR bei von fo weit abweichenden Frequenzen. Im Gegensatz hierzu sind die Werte
des VSWR gemäß dem Impedanzverlauf b) in Figur 12 des Referenzstrahlers 29 im Nutzbereich
um fo ungünstig groß und bei weitab liegenden Frequenzen ungünstig klein.
Fig. 14:
Beispiel eines Strahlers nach der Erfindung in Kombination mit einer Antenne für den
Empfang zirkular polarisierter Satelliten-Funksignale auf einer höheren Frequenz fs
als für den Funkdienst mit vertikaler Polarisation. Im Beispiel ist am unteren Ende
der vertikalen Strahler 4 jeweils anstelle der gedruckten Induktivität 32a, 32b, 32c,
32d in Figur 11 ein frequenzselektiver Zweipol gestaltet, welcher beispielhaft jeweils
aus der Parallelschaltung eines kapazitiv wirkenden Elements 26 und einer Induktivität
15a, 15b, 15c, 15d besteht, so dass bei der niedrigeren Frequenz die gewünschte induktive
Wirkung und bei der höheren Frequenz fs die gewünschte kapazitive Wirkung der Blindelement-Schaltung
27a-d gegeben ist. Der Ringleiter 2 bildet bei der höheren Frequenz fs eine durch
die kapazitive Wirkung der Blindelement-Schaltung 27 bedingte, in Resonanz befindliche
Ringleitung mit Ausbildung einer umlaufenden Welle auf dieser Leitung, sodass zirkulare
Polarisation bei dieser Frequenz fs gegeben ist.
Fig. 15:
- a) zeigt die vorteilhafte Kombination eines Strahlers mit nicht zu breitem Ringleiter
2 nach der Erfindung mit einem im Wesentlichen stabförmigen Strahler 28 im Zentrum
Z des Ringleiters 2 für einen weiteren Funkdienst bzw. mehrere weitere Funkdienste
mit vertikaler Polarisation auf anderen Frequenzen als fo. Zur Vermeidung von Strahlungskopplung
zwischen den beiden Strahlern ist der stabförmige Strahler 28 in Leiterstücke 24 unterteilt,
deren elektrische Länge nicht größer ist als 3/8*λο.
- b) die Unterbrechungsstellen sind durch frequenzselektive Zweipole 25 überbrückt,
welche bei der Frequenz fo hochohmig und in den Frequenzbereichen der anderen Funkdienste
niederohmig sind.
[0013] Die Beschreibung der Wirkungsweise eines Strahlers nach der Erfindung kann anschaulich
anhand eines Vergleichs mit dem bereits oben genannten elektrisch kleinen als Referenzstrahler
29 bezeichneten Monopol-Stabstrahler in Fig. 4a mit Dachkapazität 11 und einer Induktivität
Lm, 15 im Fußpunkt nach dem Stande der Technik erfolgen. Seine Fußpunktsimpedanz an
der Strahlerspeisestelle 5 ist bei niedrigen Frequenzen kapazitiv und kann bei Wahl
einer geeigneten Induktivität Lm 15 bei der hier betrachteten Frequenz fo eines Funkdienstes
eine niederohmige Resonanz vom Charakter eines Serienresonanzkreises annehmen mit
dem in Bezug auf ZL = 50 Ohm sehr niederohmigen Resonanzwiderstand Rsm/ZL=0,06. Dieser
bekannte Impedanzverlauf ist beispielhaft in der Frequenzumgebung der Resonanz fo
= 1,5 GHz für den dargestellten Strahler mit den angegebenen Abmessungen und dem für
eine Impedanztransformation in den Widerstand ZL extrem ungünstigen Resonanzwiderstand
Rsm/ZL=0,06 dargestellt.
[0014] Im Gegensatz zum Referenzstrahler 29 in Figur 4a besteht der Strahler nach der Erfindung
in den Figuren 1 und 4b aus einem Ringleiter 2, an dessen Umfang mindestens drei vertikale
Strahler 4a, 4b, 4c bzw. 4d angeordnet sind, wobei die Ringleitung 2 über einen der
vertikalen Strahler 4a erregt ist und die anderen vertikalen Strahler 4b, 4c bzw.
4d jeweils über eine Induktivität 15 mit der leitenden Grundfläche 6 elektrisch leitend
verbunden sind. In einer besonders bevorzugten Gestaltung einer Antenne nach der Erfindung
sind die vertikalen Strahler 4a-c bzw. d azimutal etwa gleich verteilt angeordnet
und die Induktivität 15 aller Strahler etwa gleich gewählt. Abhängig von den Abmessungen
des Ringleiters 2 und seiner Höhe h über der Grundfläche 6 ergibt sich bei geeigneter
Wahl der Induktivitäten 15 erfindungsgemäß an der Strahlerspeisestelle 5 in der Frequenzumgebung
der gewünschten Resonanzfrequenz fo der Impedanzverlauf einer niederohmigen Serienresonanz,
wie es in den Figuren 4b, 6a, 6b und in Figur 12, Kurve a) dargestellt ist. Bei Erregung
eines Strahlers nach der Erfindung an der Strahlerspeisestelle 5 bei Frequenzen weit
unterhalb der Resonanzfrequenz fo ist die dort messbare Impedanz von gleichem Charakter
wie die einer elektrisch kleinen Rahmenantenne, deren Strahlungswiderstand mit f
4 und deren Blindwiderstand proportional zur Frequenz f ansteigt. Es ist zum Beispiel
in Figur 1 durch die Gegensinnigkeit des Stromes im gespeisten Strahler 4a zu den
beiden Strömen in den übrigen vertikalen Strahlern 4b und 4c leicht nachzuvollziehen,
dass sich die vertikal polarisierten Strahlungsbeiträge in den vertikalen Strahlern
weitgehend aufheben. Ausschließlich in der Frequenzumgebung der Resonanzfrequenz fo
sind die Ströme in allen vertikalen Strahlern gleichsinnig, so dass sich die vertikal
polarisierten Strahlungsbeiträge vollständig unterstützend addieren. Erfindungsgemäß
ergibt sich dabei das entscheidende Phänomen, dass der Realteil der Impedanz an der
Strahlerspeisestelle 5 etwa um das Quadrat der Anzahl N der vertikalen Strahler größer
ist als bei einem Referenzstrahler 29 gleicher geometrischer Höhe h gemäß Gleichung
(2), sodass bei elektrisch niedriger Bauhöhe h/λo und bei geeigneter Wahl der Anzahl
N der vertikalen Strahler 4 die Strahlerimpedanz wesentlich näher bei der Zielimpedanz
ZL für Impedanzanpassung gestaltet werden kann. Erfindungsgemäß gilt in Annäherung
für den Resonanzwiderstand des Strahlers bei der Frequenz fo:
[0015] Hierbei zeigt sich als besonderer Vorteil eines Strahlers nach der Erfindung, dass
die Bandbreite seines Impedanzverlaufs nicht kleiner ist als die eines Referenzstrahlers
29 mit gleichen äußeren Abmessungen der Dachkapazität 11 bzw. des Ringleiters 2 in
den Figuren 4a bzw. 4b und bei gleichen Bauhöhen h/λo, so dass auf die beiden Strahler
etwa der gleiche Bandbreitenfaktor BF = BFm nach Gleichung (1) zutrifft. Ein Vergleich
der Bandbreiten der Impedanzverläufe in den Figuren 4b für den Strahler nach der Erfindung
mit den Induktivitäten 15 von jeweils etwa 25nH und in Figur 4a für den Referenzstrahler
29 ergibt im Rahmen der feststellbaren Genauigkeit gleiche Werte für die relative
Bandbreite von Brei = 3,6%. Diese ist jeweils über die Frequenzabstände der Impedanzen
mit +45° und -45° Phase um die Resonanzfrequenz fo ∼ 1,5GHz ermittelt.
[0016] Wie bereits weiter oben ausgeführt, erfährt jedoch eine Antenne auf Basis des Referenzstrahlers
29 mit einem Anpassnetzwerk 35 zur Transformation der Strahlerimpedanz in die Zielimpedanz
ZL eine Bandbreitenreduktion, welcher ein Strahler nach der Erfindung aufgrund seiner
günstigen Strahlerimpedanz nicht unterworfen ist. Zudem ergibt sich bei einem Strahler
nach der Erfindung der zusätzliche Vorteil, dass der Bandbreitenfaktor praktisch unabhängig
ist von der Leiterbreite 8 in Figur 2. Sind die vertikalen Strahler 4a-d erfindungsgemäß
etwa an der äußeren Berandung der Ringleitung 2 angebracht, so tragen in der Hauptsache
die Ströme auf der äußeren Berandung der Ringleitung zur Bildung der Strahlereigenschaften
bei, so dass der Bandbreitenfaktor von der Leiterbreite 8 praktisch unabhängig ist
bis hin zu dem Sonderfall, dass der Ringleiter durch eine geschlossene Fläche, wie
in Figur 6b, gebildet ist. Die Impedanzen der Strahler nach der Erfindung in den Figuren
4b, 6a und 6b zeigen im Vergleich den mit wachsender Ringleiterbreite 8 sich nur unwesentlich
ändernden Resonanzwiderstand Rs bei der Frequenz fo. Somit ist auch die Bandbreite
des Strahlers nach der Erfindung in der Hauptsache abhängig von der relativen Strahlerhöhe,
das heißt mit (h/λο)
2 und der Kapazität des Ringleiters 2 gemäß dessen äußerer Berandung. Sie ist jedoch
praktisch unabhängig von der Ringleiterbreite 8 bzw. des Durchmessers d eines mechanisch
eigenstabilen drahtförmigen Ringleiters 2, wie dies aus einem Vergleich der in den
Figuren 6a und 6b angegebenen Bandbreiten hervorgeht. Dies führt zu dem wesentlichen
Vorteil bei der Gestaltung einer Antenne für Fahrzeuge, dass der Raum im Zentrum Z
des Strahlers für die Kombination mit weiteren Strahlern für andere Funkdienste zur
Verfügung gestellt werden kann.
[0017] Insbesondere für die Gestaltung von Kombinationsantennen für mehrere Funkdienste
auf engem Raum auf Fahrzeugen ist die Frequenzselektivität eines Strahlers 1 nach
der Erfindung von besonderem Vorteil. Dies geht anschaulich aus der Gegenüberstellung
des Frequenzverlaufs der VSWR-Werte eines Strahlers 1 nach der Erfindung mit Resonanzfrequenz
fo = 1,53 Gigahertz in Figur 13, Kurve a), und eines Referenzstrahlers 29 mit gleichen
äußeren Abmessungen in Kurve b) hervor. In der Frequenznachbarschaft der Resonanzfrequenz
zeigt sich der erfindungsgemäße Vorteil der aufwandslosen Anpassung der Impedanz des
Strahlers nach der Erfindung an ZL = 50 Ohm gegenüber dem Referenzstrahler 29 mit
einem VSWR-Wert von mehr als 20 dB. Andererseits sind die VSWR-Werte des Referenzstrahlers
29 weit ab von der Resonanzfrequenz im Mittel um etwa 20 dB größer, so dass ein Strahler
nach der-Erfindung wesentlich stärker von benachbarten Antennen für andere Funkdienste
entkoppelt ist, wie zum Beispiel von Telefonfunkdiensten mit starker Sendestrahlung
.
[0018] Wie bereits oben im Zusammenhang mit Figur 5 beschrieben, ist dort der Zusammenhang
zwischen dem Resonanzwiderstand bei der Frequenz fo über der relativen geometrischen
Höhe h/λo = h' des Strahlers in Figur 4b für N = 4 aufgetragen. Im Vergleich mit den
Kurven für N = 3 und N = 5 zeigt sich, dass bei geeigneter Wahl der Anzahl N von vertikalen
Strahlern an einem als N-Eck gestalteten Ringleiter 2 der Resonanzwiderstand innerhalb
eines großen, für die praktische Anwendung interessanten Wertebereichs von h' = h/λo
in der Nähe des Zielwiderstandes ZL gestaltet werden kann. Die strich-punktierte Kurve
für die Impedanz des Monopols mit Dachkapazität als Referenzstrahler 29 mit gleichen
äußeren Abmessungen zeigt die im Vergleich um mehr als eine Größenordnung abweichenden
niedrigen Werte.
[0019] In Figur 7 ist das vertikale Strahlungsdiagramm eines Strahlers nach der Erfindung
dargestellt mit einem vorteilhaft vergrößerten Gewinn gegenüber einer Antenne gleicher
Höhe nach dem Stand der Technik und Figur 8 zeigt das azimutale Runddiagramm mit der
azimutalen Schwankung Gmax-Gmin ∼ 0,26 dB. Der Gewinnzuwachs in der Frequenzumgebung
der Resonanzfrequenz fo ist durch die Beabstandung der vertikalen Strahler 4a-4c und
ihrer Wirkung als Strahlergruppe mit gleichsinnig erregten Strömen begründet, die
jedoch andererseits bei nicht zu großem Abstand lediglich die oben genannte, geringfügige
azimutale Gewinnschwankung bewirkt.
[0020] Wenngleich auch die Anforderung an eine kleine geometrische Antennenhöhe h eine der
Hauptaufgaben für die Gestaltung einer Fahrzeugantenne darstellt und insbesondere
für Antennen, welche im Frequenzbereich um 1,5 GHz, wie zum Beispiel für den DAB-Rundfunkdienst
im L-Frequenzband, eine Antennenhöhe von h = 1 cm, das heißt h/λo = 1/20, gefordert
ist, so ist die Ausdehnung der Ringleitung 2 nicht grundsätzlich auf ähnlich kleine
Werte eingeschränkt. Mit dem Strahler nach der Erfindung ist somit der Vorteil verbunden,
dass die auf die Wellenlänge λo bezogene Querausdehnung des Ringleiters 2 nicht auf
ähnlich kleine Werte beschränkt ist, wie dies für seine Höhe h der Fall ist. Dadurch
ist es möglich, die Bandbreite des Strahlers bei gleicher relativer Strahlerhöhe h/λο
zu vergrößern, oder alternativ bei gleicher Bandbreite die Höhe weiter zu reduzieren.
Zur Veranschaulichung kann das Beispiel eines Strahlers nach der Erfindung mit einer
kreisförmigen Ringleitung 2 wie in Figur 1, jedoch mit vier azimutal gleichverteilten
vertikalen Strahlern 4a-4c und der gleichen Höhe h = 1 cm dienen, welche bei einem
relativen Durchmesser von D/λo = 0,32 bei der Frequenz um 1,5 GHz die relative Bandbreite
Brei = B/fo ∼ 9% besitzt. Im Vergleich hierzu sind die in den Figuren 4b, 6a und 6b
angegebenen relativen Bandbreiten Brel∼3,6% etwa um das Verhältnis zwischen der Länge
der quadratischen Berandung der Ringleitung 2 zum Umfang der kreisförmigen Ringleitung
kleiner. Die Kapazität des Ringleiters 2 ist somit näherungsweise durch die gestreckte
Länge seiner äußeren Berandung gegeben und trägt linear zur Bildung der Bandbreite
B der Impedanz um die Resonanzfrequenz fo bei.
[0021] In vorteilhafter Weise ist das azimutale Strahlungsdiagramm auch bei vergleichsweise
großen Querausdehnungen des Ringleiters 2 als Runddiagramm gegeben. Bei dem oben genannten
Beispiel einer Antenne mit kreisförmigem Ringleiter und dem relativen Durchmesser
von D/λo = 0,32 beträgt die gestreckte Länge eines Ringleiter-Abschnitts zwischen
zwei einander benachbarten Ringleitungs-Koppelpunkten 7a-7b etc. jeweils eine Viertel-Wellenlänge
= λo/4. Obgleich der Abstand zwischen zwei einander gegenüberliegenden vertikalen
Strahlern D/λo = 0,32 beträgt und insofern nicht mehr klein ist gegenüber der Wellenlänge
λo, ist die azimutale Schwankung des Strahlergewinns kleiner als 0,3dBi.
[0022] Im Folgenden werden einige vorteilhafte Formen für die Realisierung von Strahlern
nach der Erfindung ausgeführt.
[0023] In einer möglichst einfachen und wirtschaftlichen Gestaltung eines Ringleiters 2
mit den vertikalen Strahlern 4 ist der Ringleiter 2 als geschlossener etwa drahtförmiger
Ring gestaltet, mit welchem die vertikalen Strahler 4 galvanisch verbunden sind. Dieser
Ringleiter 2 mit Strahlern 4 kann wirtschaftlich aus Blech gestanzt und durch anschließende
Biegung der Strahler 4 hergestellt werden. Auf vorteilhafte Weise ist die leitende
Grundfläche im Bereich des Strahlers 1 als gedruckte Leiterplatte ausgeführt. In diese
können die Induktivitäten 15 zum Beispiel als spiralenförmige Leiterbahnen, wie in
Figur 11 angedeutet, gedruckt eingebracht sein, wobei an einem Ende einer der Induktivitäten
15 ein Anschluss-Pad als Strahleranschlussstelle gedruckt ist. Das vorgefertigte Strahlerteil
kann mit den unteren Enden der vertikalen Strahler auf einfache Weise mit den Induktivitäten
15 - zum Beispiel durch Löten - verbunden werden, wodurch eine mechanisch äußerst
stabile Strahlerkonstruktion gegeben ist. Diese mechanische Stabilität ist insbesondere
im Hinblick auf die schmale relative Bandbreite mancher Funkdienste von großem Vorteil,
die einer Verstimmung durch mechanische Vibrationen entgegensteht und eine hohe Reproduzierbarkeit
beim Herstellungsprozess gewährleistet.
[0024] Bei einem derartigen Strahler mit galvanisch gekoppelten vertikalen Strahlern 4 kann
der Ringleiter 2 in der horizontalen Ebene flächig und seine äußere Berandung im Wesentlichen
symmetrisch zu seinem Zentrum Z ausgeführt sein, wobei die innere Berandung des Ringleiters
2 innere in der Weise gestaltet ist, dass längs des Umfangs die Ringleiter-Breite
B jeweils kleiner ist als 1/4 der über das Zentrum Z gemessenen horizontalen Ausdehnung
des Ringleiters. Dadurch steht in vorteilhafter Weise der Raum um das Zentrum Z des
Ringleiters 2 für die beispielhafte Gestaltung weiterer Antennen zur Verfügung.
[0025] Wie bereits weiter oben ausgeführt, ist die Gleichsinnigkeit der Ströme in den vertikalen
Strahlern 4 für die daraus resultierende optimale Unterstützung der vertikal polarisierten
Strahlung von Bedeutung. Dies ist besonders vorteilhaft zu erreichen, wenn der Ringleiter
2 kreisförmig bzw. als reguläres Vieleck mit N Ecken gestaltet ist und über den Umfang
L des Kreises bzw. an den Ecken des N-Ecks über den Umfang der Länge L des Ringleiters
2 in der Anzahl N untereinander gleiche vertikale Strahler 4a-d in gleich langen gestreckten
Längenabständen L/N der Struktur voneinander entfernt über die Leiterschleifen-Koppelpunkte
7a-d an den Ringleiter 2 galvanisch 6 angekoppelt sind. Dabei ist erfindungsgemäß
die Resonanz bei der Frequenz fo durch Gestaltung der induktiv wirksamen Komponenten
13a-d der vertikalen Strahler 4a-d herbeigeführt. Zur Herstellung der Resonanz des
Ringleitungsstrahlers 1 können die vertikalen Strahler 4a-d ebenfalls jeweils an einer
Unterbrechungsstelle mit einer Induktivität 15a-d der hierfür notwendigen induktiven
Komponenten 13a-d beschaltet sein.
[0026] In einer besonders vorteilhaften Realisierung der Erfindung besitzen die in den vertikalen
Strahlern 4b-d induktiv wirksamen Komponenten 13a-d in allen vertikalen Strahlern
4a-d etwa gleiche Größe, so dass - wie weiter oben bereits festgestellt - bei Resonanz
in diesen Strahlern 4a-d richtungsgleiche Ströme von etwa gleicher Größe fließen.
Diese Bedingung ist jedoch für eine grundsätzliche Wahrnehmung der mit der Erfindung
erzielbaren Vorteile im Hinblick auf eine günstige Strahlerimpedanz nicht notwendigerweise
akribisch einzuhalten. Durch Einhalten der Gleichheit der Ströme lassen sich jedoch
im Hinblick auf die Strahlerimpedanz und die azimutale Richtungsunabhängigkeit des
Richtdiagramms optimale Bedingungen erreichen.
[0027] Die Wahl einer Unterbrechungsstelle zur Einschaltung von konzentrierten induktiven
Komponenten erfolgt für die Herstellung des Strahlers 1 besonders günstig jeweils
am unteren Ende eines stabförmigen vertikalen Strahlers 4a -d. Dort kann jeweils eine
konzentrierte Induktivität 32 a-32c zwischen dem unteren Ende des stabförmigen vertikalen
Strahlers 4a -d und der leitenden Grundfläche 6 bzw. dem dort befindlichen Anschluss
der Strahlerspeisestelle 5 geschaltet werden. Der andere Anschluss der Strahlerspeisestelle
5 ist auf der leitenden Grundfläche 6 gebildet. Wie bereits oben angedeutet, können
die Induktivitäten 15a-d in vorteilhafter Weise als gedruckte Induktivitäten 32a-d
auf der als elektrisch leitend beschichteten Leiterplatte ausgeführten elektrisch
leitenden Grundfläche 6 gestaltet werden, welche jeweils an einem Ende mit dem vertikalen
Strahler 4a-d und am anderen Ende mit der elektrisch leitenden Grundfläche 6 bzw.
dem ebenfalls auf der beschichteten Leiterplatte gestalteten einem Anschluss der Strahlerspeisestelle
5 verbunden sind.
[0028] In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung können die Induktivitäten
32a-d entfallen, wenn die induktiv wirksamen Komponenten 13a - 13d jeweils durch Formgebung
der vertikalen Strahler 20 realisiert sind. Hierfür sind vertikale Strahlerteile 20
und horizontaler verlaufende Strahlerteile 21 geformt, so dass die in Figur 1 dargestellten
notwendigen induktiven Komponenten 13a - 13c auch bei kleiner Höhe h erreicht werden.
Hierbei kann die Gestaltung der vertikalen Strahlerteile 20 und der horizontal verlaufenden
Strahlerteile 21 in Figur 9 ebenso kombiniert durch schräg verlaufende Strahlerteile
22, wie in Figur 10 dargestellt, bzw. durch mäanderförmige Strahlerteile erfolgen.
Ein Strahler 1 mit derartigen vertikalen Strahlern 4a-c kann zum Beispiel auf wirtschaftliche
Weise aus einem aus Blech gestanztem Stück und anschließender Biegung hergestellt
und die vertikalen Strahler an ihrem unteren Ende mit der leitenden Grundfläche 6
bzw. mit der dort gebildeten Strahleranschlussstelle 5 verbunden werden. Eine für
den Einsatz in Fahrzeugen besonders wirtschaftliche Lösung ist durch Wahl entsprechender
Abmessungen des Strahlers 1 in der Weise zu erreichen, dass an der Strahlerspeisestelle
5 Anpassung an ZL ohne Anpassnetzwerk 35 gegeben ist und die Strahlerspeisestelle
5 - gemäß der allgemeinen Darstellung in Figur 4a links unten - die Antennenanschlussstelle
34 einer an ZL angepassten Antenne 36 bildet.
[0029] Bei etwas zu kleinem Resonanzwiderstand Rs kann die Impedanzanpassung an ZL auf einfache
Weise dadurch erfolgen, dass die Resonanzfrequenz fo in der Weise gewählt ist, dass
die bei einer geringfügig höheren Frequenz f im Frequenzband des Funkdienstes auftretende
geringfügige Verstimmung der Resonanz des Strahlers die zwischen Strahlerspeisestelle
5 und dem benachbarten Masse-Anschlusspunkt 3a auftretende Impedanz induktiv ist.
Durch Parallelschaltung einer Kapazität zwischen Strahlerspeisestelle 5 und dem benachbarten
Masse-Anschlusspunkt 3a kann auf einfache Weise Impedanzanpassung an ZL erreicht werden,
wodurch die Strahlerspeisestelle 5 gleichermaßen die Antennenanschlussstelle 34 einer
an ZL angepassten Antenne 36 bildet.
[0030] In einer vorteilhaft einfach herstellbaren Grundform eines Strahlers 1 nach der Erfindung
ist der Ringleiter 2 als Quadrat gestaltet, an dessen Ecken jeweils ein Ringleitungs-Koppelpunkt
7 mit einem dort galvanisch angeschlossenen vertikalen Strahler 4, 4a-d ausgebildet
ist. Drei der Strahler 4, 4b-d sind mit der elektrisch leitenden Grundfläche 6 zur
Ankopplung an einen Masse-Anschlusspunkt 3b-d jeweils über eine Induktivität 13b-d
an den Masse-Anschlusspunkt 3b-d angeschlossen und ein Strahler 4, 4a, gegebenenfalls
über eine Induktivität 13a mit der Strahlerspeisestelle 5 verbunden.
[0031] Für einen Strahler - zum Beispiel für den bereits oben genannten Funkdienst DAB im
L-Frequenzband bei einer Mittenfrequenz von f∼1,5 GHz - ist in einer vorteilhaften
Ausgestaltung nach der Erfindung die Resonanzfrequenz fo etwa gleich der Mittenfrequenz
f des Funkdienstes und die Seiten des Quadrats sind etwa gleich λο/10 und die Höhe
h, 9 etwa gleich λo/20 gewählt. Ein Strahler mit diesen äußeren Abmessungen kann vorteilhaft
in der Weise gestaltet werden, dass an der Strahlerspeisestelle 5 Impedanzanpassung
an ZL vorliegt und somit durch letztere die Antennenanschlussstelle 34 gegeben ist.
[0032] An die Glattheit der Oberfläche einer Fahrzeugkarosserie werden vornehmlich aus ästhetischen
Gründen, jedoch auch aus Gründen der Windgeräuschentwicklung hohe Anforderungen gestellt.
Hierfür bietet ein Strahler nach der Erfindung vorteilhaft die Möglichkeit, den Strahler
versenkt und ohne nennenswerte Einbußen an seinen Strahlungseigenschaften in die Fahrzeugkarosserie
zu integrieren. Hierzu wird, wie in Figur 11 dargestellt, die im Wesentlichen in einer
Grundflächen-Ebene E1 verlaufende leitende Grundfläche 6 am Ort des Ringleiters 2
als eine nach oben geöffnete leitende Kavität 38 ausgeformt, deren leitende Kavitäts-Basisfläche
6a in der Kavitäts-Tiefe 12 parallel zur und unterhalb der Grundflächen-Ebene E1 gelegenen
Basisflächen-Ebene E2 verläuft. In diese Kavität wird der Ringleiter 2 in einer weiteren
horizontalen Ringleitungs-Ebene E in der Höhe h, 9 verlaufend über der Kavitäts-Basisfläche
6a in der Weise eingebracht, dass die leitende Kavitäts-Basisfläche 6a die Projektionsfläche
des Ringleiters 2 auf die unterhalb der leitenden Grundflächen-Ebene E1 gelegenen
Basisflächen-Ebene E2 mindestens überdeckt und die Kavitäts-Seitenflächen 40 an jeder
Stelle eine Kontur in der Weise aufweisen, dass ein hinreichend großer Kavitäts-Abstand
10 zwischen dem Ringleiter 2 und der Kavität 38 an jeder Stelle gegeben ist. Naturgemäß
ist mit dem versenkten Einbau eines Strahlers ein Absinken des Strahlungswiderstandes
Rs verbunden. Insbesondere auch in diesem Zusammenhang ist die gegenüber einem Referenzstrahler
29 erfindungsgemäße Erhöhung des Strahlungswiderstandes um den Faktor N
2 von besonderer Bedeutung.
[0033] In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird der Strahler 1,
welcher für vertikale Polarisation für einen Funkdienst um die Frequenz fo gestaltet
ist, in seiner Funktion für den Empfang von zirkular polarisierten Satellitenfunksignalen
eines Satellitenfunkdienstes bei einer Frequenz fs > fo erweitert, wie es beispielhaft
in Fig. 14 dargestellt ist. Im Gegensatz zur Funktion für die vertikale Polarisation
mit gleichphasig und gleichsinnig fließenden Strömen in den vertikalen Strahlern 4a-c
sind die Phasen der Ströme in diesen Strahlern in der Weise eingestellt, dass der
Ringleiter 2 zusammen mit der leitenden Grundfläche 6 als eine Ringleitung betrieben
ist, sodass bei der Frequenz fs eine Resonanzstruktur in der Weise gebildet ist, dass
durch Einspeisung über den einen der vertikalen Strahler 4d mit Strahlerspeisestelle
5 auf der Ringleitung die Stromverteilung einer laufenden Leitungswelle in einer einzigen
Umlaufrichtung eingestellt ist, deren Phasenunterschied über einen azimutalen Umlauf
gerade 2π beträgt. Die Speisung des Strahlers für die Funktion der zirkularen Polarisation
kann in vorteilhafter Weise ebenso an der Strahlerspeisestelle 5 erfolgen. Ein Strahler
für den Empfang von zirkular polarisierten Satellitensignalen ist bekannt aus der
DE 10 2009 040 910, dort z.B. in Fig. 17, wobei die Einspeisung an einem vertikalen Strahler über eine
Kapazität und die Verbindung der anderen Strahler zur elektrisch leitenden Grundfläche
6 hin ebenso über Kapazitäten gegeben ist. Zur Verknüpfung der beiden Funktionen bei
einem Strahler nach der vorliegenden Erfindung, wie in Fig. 14a, ist den Induktivitäten
15a-d der an die leitende Grundebene angekoppelten vertikalen Strahler 4a-c sowie
dem einen vertikalen Strahler 4d mit Strahlerspeisestelle 5 jeweils ein kapazitiv
wirkendes Element 26a-d parallel geschaltet. Somit ist, wie in Fig. 14b dargestellt,
jeweils eine Blindelement-Schaltung 27a-d gegeben, welche für den Funkdienst bei der
Frequenz f weiterhin die geforderte induktive Wirkung und bei der Frequenz fs für
den Satellitenfunkdienst die für die Resonanz und die Umlaufrichtung der umlaufenden
Welle bestimmende kapazitive Wirkung besitzt.
[0034] In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist der im Zentrum des
Ringleiters 2 gestaltbare Freiraum zur Anbringung einer weiteren vertikal polarisierten
Antenne genutzt, wie es beispielhaft in Fig.15a mit einer stabförmigen Antenne 28
dargestellt ist. Hierzu kann vorteilhaft längs einer vertikalen Zentrallinie VZ eine
vertikale im Wesentlichen stabförmige Antenne für mindestens einen weiteren Funkdienst
gestaltet werden. Zur Unterdrückung der Strahlungskopplung zwischen dem Strahler 1
nach der Erfindung und der weiteren vertikal polarisierten stabförmigen Antenne 28
ist deren Leiter in der Weise in durch Unterbrechungsstellen 14 in voneinander getrennte
Leiterstücke 24 unterteilt, dass die gestreckten Längen 19 der Leiterstücke 24 nicht
größer als 3/8 der Wellenlänge λο gewählt sind und die Unterbrechungsstellen 14 durch
frequenzselektive Zweipole 25, wie in Fig. 15b dargestellt, überbrückt sind. Die frequenzselektiven
Zweipole 25 sind in den Frequenzbereichen der weiteren Funkdienste niederohmig und
in dem Frequenzbereich, welcher dem Strahler 1 mit Ringleiter 2 zugeordnet ist, hochohmig
auszuführen. Die Gestaltung von stabförmigen, durch frequenzselektiv überbrückte Unterbrechungsstellen
strahlungsentkoppelten Antennen ist bekannt aus der
DE103 04 911.
[0035] Schließlich kann es zum Beispiel aus Gründen erhöhter mechanischer Stabilitätsanforderungen
notwendig sein, den Ringleiter 2 möglichst stabil auszuführen. In diesem Fall kann
der Ringleiter 2 im Wesentlichen durch die Berandung einer geschlossenen leitenden
Fläche, wie in Fig. 3, gestaltet werden, wobei die Ringleitungs-Koppelpunkte 7a, 7b,
7c, 7d jeweils in der Nähe dieser Berandung gebildet sind. Die elektrischen Eigenschaften,
wie z. B. der Strahlungswiderstand Rs bei der Resonanzfrequenz fo, werden durch die
Darstellung des Ringleiters 2 als geschlossene Fläche aufgrund der für die Funktion
wesentlichen Ströme längs der Berandung der Fläche nur unwesentlich beeinflusst. Dies
trifft ebenso auf die relative Strahlerbandbreite Brel zu.
[0036] Ausgehend von der Bandbreite eines elektrisch kleinen Strahlers kann die Bandbreite
B durch Ergänzungen mit einem Anpassnetzwerk am Antennenanschlussstelle 34 unter Voraussetzung
eines beliebig komplizierten, jedoch verlustlosen Anpassnetzwerks theoretisch maximal
um den Faktor 2π/ln2 vergrößert werden, wie es in der eingangs genannten Druckschrift
im AEÜ zitiert ist. Die in der Praxis erreichbaren Vergrößerungsfaktoren sind bei
vertretbar wirtschaftlichem Aufwand jedoch umso kleiner, je weiter die Strahlerimpedanz
von der Zielimpedanz ZL abweicht. Naturgemäß vergrößern Verluste die Bandbreite, reduzieren
jedoch in gleichem Maß den Strahlungsgewinn einer Antenne. Somit ist der Strahler
1 nach der Erfindung auch bei Ergänzung mit einem Anpassnetzwerk und bei Berücksichtigung
von Verlusten im Hinblick auf Strahlungsgewinn und erreichbarer Bandbreite dem Referenzstrahler
29 mit Anpassnetzwerk stets überlegen.
Liste der Bezeichnungen
[0037]
Strahler 1
Ringleiter 2
Masse-Anschlusspunkt 3a, 3b 3c, 3d
vertikale Strahler 4, 4a, 4b, 4c, 4d, 4e
Strahlerspeisestelle 5
Leitende Grundfläche 6, 6a, 6b
Ringleitungs-Koppelpunkte 7,7a,7b,7c,7d
Leiterbreite 8
Abstand der Höhe h, 9
Kavitäts-Abstand 10
Dachkapazität 11
Kavitäts-Tiefe 12
induktiv wirksame Komponenten 13, 13a -13g
Unterbrechungsstelle14
Induktivität 15,15a, 15b, 15c, 15d
Äußere Querabmessung 16
Äußere Längsabmessung 17
innere Querabmessung 18
gestreckte Länge 19
vertikaler Strahlerteil 20
horizontaler Strahlerteil 21
schräg verlaufender Strahlerteil 22
Kantenlänge 23
Leiterstücke 24
Frequenzselektiver Zweipol 25
kapazitiv wirkendes Element 26
Blindelement-Schaltung 27
stabförmigen Strahler 28
Referenzstrahler 29
Mikrostreifenleiter 30,30a,30b,30c
Leistungsteiler- und Phasenschiebernetzwerk 31
Gedruckte Induktivität 32a, 32b, 32c, 32d,
Leiterplatte 33
Antennenanschlussstelle 34
Anpassnetzwerk 35
Antenne 36
Abstand 37
Kavität 38
Kavitäts-Basisfläche 39
Kavitäts-Seitenflächen 40
Kavitäts-Abstand 41
Bandbreite B
Relative Bandbreite Brel
Resonanzfrequenz fo
Feldwellenwiderstand des freien Raums Zo
Effektive Höhe des elektrisch kurzen Monopol-Strahlers hem
Kapazität des elektrisch kurzen Monopol-Strahlers
Lichtgeschwindigkeit co
Freiraumwellenlänge λo
Geometrische Höhe h
Drahtdurchmesser d
Kreisdurchmesser D
Antennenfaktor des elektrisch kurzen Monopol-Strahlers BFm
Antennenfaktor des Strahlers nach der Erfindung BF
Konstante k
Grundflächen-Ebene E1
Grundflächen-Ebene E2
Ringleitungs-Ebene E3
Anzahl Koppelpunkte N
normierter Widerstand (Zielimpedanz) ZL
Strahlungswiderstand bei der Resonanzfrequenz Rs
Reaktanz X
Gestreckte Länge des Ringleitungsstrahlers L
vertikale Zentrallinie VZ
1. Elektrischer Strahler (1) für vertikal polarisierte Funksignale für einen Funkdienst
mit schmaler Frequenzbandbreite um eine Frequenz fo mit der Freiraum-Wellenlänge λo
im GHZ-Frequenzbereich, umfassend wenigstens eine im Wesentlichen horizontal orientierte,
über einer leitenden Grundfläche (6) angeordnete Leiterschleife, mit einer Strahlerspeisestelle
(5) zur elektromagnetischen Erregung der Leiterschleife gegenüber der leitenden Grundfläche
(6), wobei
- die Leiterschleife durch einen polygonartig oder elliptisch/kreisförmig geschlossenen
Ringleiter (2) in einer im Wesentlichen horizontalen Ebene mit der Höhe h kleiner
λo/6 über der leitenden Grundfläche (6) verlaufend gestaltet ist,
- am Umfang des Ringleiters (2) etwa gleichverteilt mindestens drei an Leiterschleifen-Koppelpunkten
(7) mit dem Ringleiter (2) elektromagnetisch verkoppelte und zur leitenden Grundfläche
(6) hin verlaufende vertikale Strahler (4, 4a-d) vorhanden sind, wobei mindestens
zwei der vertikalen Strahler (4, 4a-d) mit der elektrisch leitenden Grundfläche (6)
an Masse-Anschlusspunkten (3b-d) elektromagnetisch verkoppelt sind und nur ein vertikaler
Strahler (4a) über die Strahlerspeisestelle (5) an dessen unterem Ende erregt ist,
- die mit der elektrisch leitenden Grundfläche (6) zwischen ihren Leiterschleifen-Koppelpunkten
(7a-d) und dem jeweils mit einem Masse-Anschlusspunkt (3a, 3b) verkoppelten vertikalen
Strahler (4b-d) und der über die Strahlerspeisestelle (5) erregte vertikale Strahler
(4a), zwischen seinem Leiterschleifen-Koppelpunkt (7a) und der Strahlerspeisestelle
(5) jeweils induktiv wirksame Komponenten (13a-d) besitzen, so dass an der Strahlerspeisestelle
(5) bei der Frequenz fo eine niederohmige Resonanz vom Charakter einer Serienresonanz
gegeben ist, bei der die Ströme in den vertikalen Strahlern gleichphasig und gleichsinnig
fließen.
2. Strahler nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Ringleiter (2) in der horizontalen Ebene flächig und seine äußere Berandung im
Wesentlichen symmetrisch zu seinem Zentrum Z gestaltet ist und seine innere Berandung
in der Weise gestaltet ist, dass längs des Umfangs die Ringleiter-Breite B jeweils
kleiner ist als 1/4 der über das Zentrum Z des Ringleiters (2) gemessenen horizontalen
Ausdehnung des Ringleiters. (2)
3. Strahler nach zumindest einem der Ansprüche 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Ringleiter (2) kreisförmig bzw. als reguläres Vieleck mit N Ecken gestaltet ist
und über den Umfang L des Kreises bzw. an den Ecken des N-Ecks über den Umfang der
Länge (L) des Ringleiters (2) N untereinander gleiche vertikale Strahler (4a-d) in
gleich langen gestreckten Längenabständen (L/N) der Ringleiterstruktur voneinander
entfernt über die Leiterschleifen-Koppelpunkte (7a-d) an den Ringleiter (2) galvanisch
(6) angekoppelt sind und die Resonanz bei der Frequenz fo durch Gestaltung der induktiv
wirksamen Komponenten (13a-d) der vertikalen Strahler (4a-d) gegeben ist.
4. Strahler nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, dass
zur Herstellung der Resonanz des Strahlers (1) die vertikalen Strahler (4a-d) jeweils
an einer Unterbrechungsstelle mit einer Induktivität (15a-d) der hierfür notwendigen
induktiven Reaktanz XL beschaltet sind,
und / oder
dass die in den vertikalen Strahlern (4b-d) induktiv wirksamen Komponenten in allen
vertikalen Strahlern (4a-d) etwa gleiche Größe besitzen, so dass bei Resonanz in diesen
Strahlern (4a-d) richtungsgleiche Ströme von etwa gleicher Größe fließen.
5. Strahler nach zumindest einem der vorstehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
die induktiv wirksame Komponenten (15a-d) als konzentrierte Induktivitäten (32a-32c)
jeweils am unteren Ende der vertikalen Strahler gestaltet sind.
6. Strahler nach zumindest einem der vorstehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Resonanzfrequenz fo in der Weise gewählt ist, dass die bei einer geringfügig höheren
Frequenz f im Frequenzband des Funkdienstes auftretende geringfügige Verstimmung der
Resonanz des Strahlers die zwischen Strahlerspeisestelle (5) und dem benachbarten
Masse-Anschlusspunkt (3a) auftretende Impedanz in der Weise induktiv ist, dass bei
Parallelschaltung einer Kapazität zwischen Strahlerspeisestelle (5) und dem benachbarten
Masse-Anschlusspunkt (3a) Impedanzanpassung an eine vorgegebene Zielimpedanz ZL besteht
und die Strahlerspeisestelle (5) die Antennenanschlussstelle (34) einer an ZL angepassten
Antenne bildet.
7. Strahler nach zumindest einem der vorstehenden Ansprüche ,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Resonanzfrequenz fo in der Weise gewählt ist, dass die bei einer geringfügig geringeren
Frequenz f im Frequenzband des Funkdienstes auftretende geringfügige Verstimmung der
Resonanz des Strahlers die zwischen Strahlerspeisestelle (5) und dem benachbarten
Masse-Anschlusspunkt (3a) auftretende Impedanz in der Weise kapazitiv ist, dass bei
Parallelschaltung einer Induktivität zwischen Strahlerspeisestelle (5) und dem benachbarten
Masse-Anschlusspunkt (3a) Impedanzanpassung an eine vorgegebene Zielimpedanz ZL besteht
und die Strahlerspeisestelle (5) die Antennenanschlussstelle (34) einer an ZL angepassten
Antenne bildet.
8. Strahler nach zumindest einem der vorstehenden Ansprüche ,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Ringleiter (2) als Quadrat gestaltet ist, an dessen Ecken jeweils ein Ringleitungs-Koppelpunkt
(7) mit einem dort galvanisch angeschlossenen vertikalen Strahler (4, 4a-d) ausgebildet
ist und drei Strahler (4, 4b-d) mit der elektrisch leitenden Grundfläche (6) zur Ankopplung
an einen Masse-Anschlusspunkt (3b-d) jeweils über eine Induktivität (13b-d) an einen
Masse-Anschlusspunkt (3b-d) angeschlossen sind und ein Strahler (4, 4a) über eine
Induktivität (13a) mit der Strahlerspeisestelle (5) verbunden ist.
9. Strahler nach Anspruch 8 ,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Resonanzfrequenz fo etwa gleich der Mittenfrequenz f des Funkdienstes gewählt
ist und die Seiten des Quadrats etwa gleich λo/10 und die Höhe h etwa gleich λο/20
gewählt sind, so dass an der Strahlerspeisestelle (5) Impedanzanpassung an eine vorgegebene
Zielimpedanz ZL herrscht und durch letztere die Antennenanschlussstelle (34) gegeben
ist.
10. Strahler nach zumindest einem der vorstehenden Ansprüche ,
dadurch gekennzeichnet, dass
die induktiv wirksamen Komponenten Induktivitäten (32a-d) umfassen, die in gedruckter
Schaltungstechnik auf der als elektrisch leitend beschichtete Leiterplatte ausgeführten
elektrisch leitenden Grundfläche (6) gestaltet sind, welche jeweils an einem Ende
mit dem vertikalen Strahler (4, 4a-d) und am anderen Ende mit der elektrisch leitenden
Grundfläche (6) bzw. der ebenfalls auf der beschichteten Leiterplatte gestalteten
Strahlerspeisestelle (5) verbunden sind.
11. Strahler nach zumindest einem der vorstehenden Ansprüche ,
dadurch gekennzeichnet, dass
die für Resonanz notwendigen induktiv wirksamen Komponenten (13a-g) jeweils durch
Formgebung der vertikalen Strahler (4a-c) in der Weise gegeben sind, dass in den vertikalen
Strahlern (4a-c) vertikale Strahlerteile (20) und horizontale Strahlerteile (21) bzw.
mäanderformige oder schräg verlaufende Strahlerteile vorhanden sind.
12. Strahler nach zumindest einem der vorstehenden Ansprüche ,
dadurch gekennzeichnet, dass
die im Wesentlichen in einer Grundflächen-Ebene (E1) verlaufende elektrisch leitende
Grundfläche (6) am Ort des Ringleiters (2) als eine nach oben geöffnete elektrisch
leitende Kavität (38) ausgeformt ist, deren elektrisch leitende Kavitäts-Basisfläche
(6a) in einer in der Kavitäts-Tiefe (12) parallel zur und unterhalb der Grundflächen-Ebene
(E1) gelegenen Basisflächen-Ebene (E2) verläuft und in welche der Ringleiter (2) in
einer weiteren horizontalen Ringleitungs-Ebene (E) in der Höhe h verlaufend über der
Kavitäts-Basisfläche (6a) eingebracht ist und die Kavitäts-Basisfläche (6a) die vertikale
Projektionsfläche des Ringleiters (2) auf die unterhalb der leitenden Grundflächen-Ebene
(E1) gelegenen Basisflächen-Ebene (E2) mindestens überdeckt und die elektrisch leitenden
Kavitäts-Seitenflächen (40) an jeder Stelle eine Kontur in der Weise aufweisen, dass
ein hinreichend großer Kavitäts-Abstand (10) zwischen dem Ringleiter (2) und der Kavität
(38) an jeder Stelle gegeben ist.
13. Strahler nach zumindest einem der vorstehenden Ansprüche ,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Strahler (1) für den zusätzlichen Empfang von zirkular polarisierten Satellitenfunksignalen
eines Satellitenfunkdienstes bei einer Frequenz fs > f gestaltet ist, wobei der Ringleiter
(2) zusammen mit der leitenden Grundfläche (6) eine Ringleitung bildet, sodass bei
der Frequenz fs eine Resonanzstruktur in der Weise gebildet ist, dass durch Einspeisung
über den einen der vertikalen Strahler (4d) mit Strahlerspeisestelle (5) auf der Ringleitung
die Stromverteilung einer laufenden Leitungswelle in einer einzigen Umlaufrichtung
eingestellt ist, deren Phasenunterschied über einen azimutalen Umlauf gerade 2π beträgt,
wobei den Induktivitäten (15a-d) der an die leitende Grundebene angekoppelten vertikalen
Strahler (4a-c) sowie dem einen vertikalen Strahler (4d) mit Strahlerspeisestelle
(5) jeweils ein kapazitiv wirkendes Element (26) parallel geschaltet ist, sodass jeweils
eine Blindelement-Schaltung (27) gegeben ist, welche für den Funkdienst bei der Frequenz
f weiterhin die geforderte induktive Wirkung und bei der Frequenz fs für den Satellitenfunkdienst
die für die Resonanz und die Umlaufrichtung der umlaufenden Welle bestimmende kapazitive
Wirkung besitzt.
14. Strahler nach zumindest einem der vorstehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
im Zentrum Z des Ringleiters (2) längs einer vertikalen Zentrallinie VZ eine vertikale
stabförmige Antenne für mindestens einen weiteren Funkdienst in der Weise durch Unterbrechungsstellen
in voneinander getrennte Leiterstücke unterteilt ist, dass die gestreckten Längen
(14) der Leiterstücke (24) nicht größer als 3/8 der Wellenlänge λo gewählt sind und
die Unterbrechungsstellen durch frequenzselektive Zweipole (25) überbrückt sind, welche
in den Frequenzbereichen der weiteren Funkdienste niederohmig und in dem, dem Strahler
(1) mit Ringleiter (2) zugeordneten Frequenzbereich hochohmig sind.
15. Strahler nach zumindest einem der vorstehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Ringleiter (2) durch die Berandung einer geschlossenen leitenden Fläche gegeben
ist und die Ringleitungs-Koppelpunkte (7a,7b,7c,7d) jeweils in der Nähe dieser Berandung
gebildet sind.
1. An electric radiator (1) for vertically polarized radio signals for a radio service
having a narrow frequency bandwidth around a frequency fo having a free-space wavelength
λo in the gigahertz frequency range, comprising at least one substantially horizontally
oriented conductor loop which is arranged above a conductive base surface (6) and
which has a radiator infeed point (5) for electromagnetic excitation of the conductor
loop with respect to the conductive base surface (6), wherein
- the conductor loop is formed by a polygonally or elliptically/circularly closed
ring conductor (2) extending in a substantially horizontal plane at a height h of
less than λo/6 above the conductive base surface (6);
- at least three vertical radiators (4, 4a-d) electromagnetically coupled to the ring
conductor (2) at conductor loop coupling points (7) and extending toward the conductive
base surface (6) are present approximately uniformly distributed at the periphery
of the ring conductor (2), with at least two of the vertical radiators (4, 4a-d) being
electromagnetically coupled to the electrically conductive base surface (6) at ground
terminals (3b-d) and only one vertical radiator (4a) being excited via the radiator
infeed point (5) at its lower end;
- the vertical radiators (4b-d) coupled to the electrically conductive base surface
(6) between their conductor loop coupling points (7a-d) and the respective ground
terminal (3a, 3b) and the vertical radiator (4a) excited via the radiator infeed point
(5), between its conductor loop coupling point (7a) and the radiator infeed point
(5), have inductively active components (13a-d) in each case so that, at the radiator
infeed point (5) at the frequency fo, a low-impedance resonance having the character
of a series resonance is provided at which the currents flow in the same phase and
in the same sense in the vertical radiators.
2. A radiator in accordance with claim 1,
characterized in that
the ring conductor (2) is areal in the horizontal plane and its outer boundary is
designed substantially symmetrical to its center Z and its inner boundary is designed
in such a manner that, along the periphery, the ring conductor width B is in each
case smaller than 1/4 of the horizontal extent of the ring conductor (2) measured
across the center Z of the ring conductor (2).
3. A radiator in accordance with at least one of the claims 1 or 2,
characterized in that
the ring conductor (2) is designed as circular or as a regular polygon having N corners
and, over the circumference L of the circle or at the corners of the N-gon over the
extent of the length (L) of the ring conductor (2), N vertical radiators (4a-d) which
are the same as one another are galvanically coupled via the conductor loop coupling
points (7a-d) to the ring conductor (2) remote from one another at equally long elongated
length spacings (L/N) of the ring conductor structure and the resonance at the frequency
fo is provided by the design of the inductively active components (13a-d) of the vertical
radiators (4a-d).
4. A radiator in accordance with at least one of the claims 1 to 3,
characterized in that,
to produce the resonance of the radiator (1), the vertical radiators (4a-d) are in
each case connected at an interruption point to an inductor (15a-d) having the inductive
reactance XL necessary for this purpose;
and/or
in that the components which are inductively active in the vertical radiators (4b-d) have
approximately the same size in all of the vertical radiators (4a-d) so that currents
having the same direction and approximately the same quantity flow at resonance in
these radiators (4a-d).
5. A radiator in accordance with at least one of the preceding claims,
characterized in that
the inductively active components (15a-d) are designed as concentrated inductors (32a-32c)
in each case at the lower end of the vertical radiators.
6. A radiator in accordance with at least one of the preceding claims,
characterized in that
the resonant frequency fo is selected in such a manner that the slight detuning of
the resonance of the radiator that occurs at a slightly higher frequency f in the
frequency band of the radio service and the impedance occurring between the radiator
infeed point (5) and the adjacent ground terminal (3a) are inductive in such a manner
that, on a parallel connection of a capacitor between the radiator infeed point (5)
and the adjacent ground terminal (3a), there is impedance matching to a predefined
target impedance ZL and the radiator infeed point (5) forms the antenna terminal (34)
of an antenna matched to ZL.
7. A radiator in accordance with at least one of the preceding claims,
characterized in that
the resonant frequency fo is selected in such a manner that the slight detuning of
resonance of the radiator that occurs at a slightly lower frequency f in the frequency
band of the radio service and the impedance occurring between the radiator infeed
point (5) and the adjacent ground terminal (3a) are capacitive in such a manner that,
on a parallel connection of an inductor between the radiator infeed point (5) and
the adjacent ground terminal (3a), there is impedance matching to a predefined target
impedance ZL and the radiator infeed point (5) forms the antenna terminal (34) of
an antenna matched to ZL.
8. A radiator in accordance with at least one of the preceding claims,
characterized in that
the ring conductor (2) is designed as a square at whose corners a respective ring
line coupling point (7) is formed with a vertical radiator (4, 4a-d) galvanically
connected there and three radiators (4, 4b-d) are connected to the electrically conductive
base surface (6) for coupling to a ground terminal (3b-d) in each case via an inductor
(13b-d) to a ground terminal (3b-d) and a radiator (4, 4a) is connected via an inductor
(13a) to the radiator infeed point (5).
9. A radiator in accordance with claim 8,
characterized in that
the resonant frequency fo is selected approximately equal to the center frequency
f of the radio service and the sides of the square are selected approximately equal
to λο/10 and the height h is selected approximately equal to λo/20 so that impedance
matching to a predefined target impedance ZL is present at the radiator infeed point
(5) and the antenna terminal (34) is provided by the latter.
10. A radiator in accordance with at least one of the preceding claims,
characterized in that
the inductively active components comprise inductors (32a-d) which are designed in
printed circuit technology on the electrically conductive base surface (6) configured
as an electrically conductively coated circuit board and which are in each case connected
at one end to the vertical radiator (4, 4a-d) and at the other end to the electrically
conductive base surface (6) or to the radiator infeed point (5) which is likewise
designed on the coated circuit board.
11. A radiator in accordance with at least one of the preceding claims,
characterized in that
the inductively active components (13a-g) necessary for resonance are in each case
provided by shaping the vertical radiators (4a-c) in such a manner that vertical radiator
parts (20) and horizontal radiator parts (21) or meander-like or obliquely extending
radiator parts are present in the vertical radiators (4a-c).
12. A radiator in accordance with at least one of the preceding claims,
characterized in that
the electrically conductive base surface (6) substantially extending in a base surface
plane (E1) is formed at the location of the ring conductor (2) as an upwardly open
electrically conductive cavity (38) whose electrically conductive cavity base area
(6a) extends in a base area plane (E2), disposed in the cavity depth (12) in parallel
with and beneath the base surface plane (E1), and into which the ring conductor (2)
is introduced in a further horizontal ring line plane (E) extending at the height
h above the cavity base area (6a) and the cavity base area (6a) at least covers the
vertical projection surface of the ring conductor (2) onto the base area plane (E2)
disposed beneath the conductive base surface plane (E1) and the electrically conductive
cavity side surfaces (40) have a contour at each point in such a manner that a sufficiently
large cavity spacing (10) between the ring conductor (2) and the cavity (38) is provided
at each point.
13. A radiator in accordance with at least one of the preceding claims,
characterized in that
the radiator (1) is designed for the additional reception of circularly polarized
satellite radio signals of a satellite radio service at a frequency fs > f, with the
ring conductor (2) forming a ring line together with the conductive base surface (6)
so that a resonance structure is formed at the frequency fs in such a manner that,
by infeed via the one of the vertical radiators (4d) having the radiator infeed point
(5), the current distribution of a propagating line wave is set on the ring line in
a single direction of revolution whose phase difference over one azimuthal revolution
amounts to just 2π, with a respective capacitively active element (26) being connected
in parallel with the inductors (15a-d) of the vertical radiators (4a-c) coupled to
the conductive base plane and with the one vertical radiator (4d) having the radiator
infeed point (5) so that a respective dummy circuit (27) is provided which still has
the required inductive effect for the radio service at the frequency f and, at the
frequency fs for the satellite radio service, has the capacitive effect which determines
the resonance and the direction of revolution of the revolving wave.
14. A radiator in accordance with at least one of the preceding claims,
characterized in that,
at the center Z of the ring conductor (2) along a vertical central line VZ, a vertical
bar-shaped antenna for at least one further radio service is divided by interruption
points into conductor sections separate from one another in such a manner that the
elongated lengths (14) of the conductor sections (24) are not selected greater than
3/8 of the wavelength λo and the interruption points are bridged by frequency-selective
two-terminal circuits (25) which are of low impedance in the frequency ranges of the
further radio services and are of high impedance in the frequency range associated
with the radiator (1) having the ring conductor (2).
15. A radiator in accordance with at least one of the preceding claims,
characterized in that
the ring conductor (2) is provided by the boundary of a closed conductive surface
and the ring line coupling points (7a,7b,7c,7d) are in each case formed in the vicinity
of this boundary.
1. Émetteur électrique (1) pour signaux radio polarisés verticalement pour un service
de radio à largeur de bande de fréquences étroite autour d'une fréquence fo ayant
la longueur d'onde dans l'espace libre λο dans la gamme de fréquences des GHz, comprenant
au moins une boucle conductrice orientée sensiblement horizontalement, disposée au-dessus
d'une surface de base conductrice (6), avec un point d'alimentation d'émetteur (5)
pour l'excitation électromagnétique de la boucle conductrice par rapport à la surface
de base conductrice (6), dans lequel
- la boucle conductrice est formée par un conducteur annulaire (2) fermé de manière
polygonale ou elliptique/circulaire s'étendant dans un plan sensiblement horizontal
à une hauteur h inférieure à λο/6 au-dessus de la surface de base conductrice (6),
- au moins trois émetteurs (4, 4a-d) s'étendant verticalement par rapport à la surface
de base conductrice (6), qui sont répartis de manière approximativement uniforme sur
la circonférence du conducteur annulaire (2) et sont couplés électromagnétiquement
au conducteur annulaire (2) en des points couplage de boucle conductrice (7), sont
présents, au moins deux des émetteurs verticaux (4, 4a-d) étant couplés électromagnétiquement
à la surface de base électriquement conductrice (6) en des points de connexion de
masse (3b-d) et un seul émetteur vertical (4a) étant excité à son extrémité inférieure
par le point d'alimentation d'émetteur (5),
- les émetteurs verticaux (4b-d) couplés à la surface de base électriquement conductrice
(6), entre leurs points de couplage de boucle conductrice (7a-d) et le point de connexion
de masse (3a, 3b), et l'émetteur vertical (4a) excité par le point d'alimentation
d'émetteur (5), entre son point de couplage de boucle conductrice (7a) et le point
d'alimentation d'émetteur (5), possèdent respectivement des composants inductivement
actifs (13a-d), en sorte qu'il existe au point d'alimentation d'émetteur (5), à la
fréquence fo, une résonance à faible impédance ayant le caractère d'une résonance
série à laquelle les courants circulent en phase et dans le même sens dans les émetteurs
verticaux.
2. Émetteur selon la revendication 1,
caractérisé en ce que
le conducteur annulaire (2) est conçu plat dans le plan horizontal et sa bordure extérieure
sensiblement symétrique par rapport à son centre Z, et sa bordure intérieure est conçue
de telle sorte que, le long de la circonférence, la largeur de conducteur annulaire
B soit chaque fois inférieure à 1/4 de l'extension horizontale du conducteur annulaire
(2) mesurée passant par le centre Z du conducteur annulaire (2).
3. Émetteur selon au moins l'une des revendications 1 ou 2,
caractérisé en ce que
le conducteur annulaire (2) est conçu circulaire ou sous la forme d'un polygone régulier
à N angles et sur la circonférence L du cercle ou aux angles du polygone sur la circonférence
de longueur (L) du conducteur annulaire (2), N émetteurs verticaux identiques (4a-d),
éloignés les uns des autres de distances longitudinales de même longueur (L/N) de
la structure de conducteur annulaire, sont couplés galvaniquement (6) au conducteur
annulaire (2) par les points de couplage de boucle conductrice (7a-d) et la résonance
à la fréquence fo est définie par la conception des composants inductivement actifs
(13a-d) des émetteurs verticaux (4a-d).
4. Émetteur selon au moins l'une des revendications 1 à 3,
caractérisé en ce que,
pour produire la résonance de l'émetteur (1), les émetteurs verticaux (4a-d) sont
reliés chacun en un point d'interruption à une inductance (15a-d) de réactance inductive
XL nécessaire pour cela,
et / ou
que les composants inductivement actifs dans les émetteurs verticaux (4b-d) possèdent
approximativement la même grandeur dans tous les émetteurs verticaux (4a-d), en sorte
qu'à la résonance des courants de même sens et approximativement de même grandeur
circulent dans ces émetteurs (4a-d).
5. Émetteur selon au moins l'une des revendications précédentes,
caractérisé en ce que
les composants inductivement actifs (15a-d) sont conçus comme des inductances concentrées
(32a-32c) respectivement à l'extrémité inférieure des émetteurs verticaux.
6. Émetteur selon au moins l'une des revendications précédentes,
caractérisé en ce que
la fréquence de résonance fo est choisie de telle sorte que le léger désaccord de
la résonance de l'émetteur se produisant à une fréquence f légèrement supérieure dans
la bande de fréquences du service de radio, qui apparaît entre le point d'alimentation
d'émetteur (5) et le point de connexion de masse adjacent (3a), soit inductif de telle
sorte que, lorsqu'une capacité est connectée en parallèle entre le point d'alimentation
d'émetteur (5) et le point de connexion de masse adjacent (3a), il existe une adaptation
d'impédance à une impédance cible prédéfinie ZL et le point d'alimentation d'émetteur
(5) forme le point de connexion d'antenne (34) d'une antenne adaptée à ZL.
7. Émetteur selon au moins l'une des revendications précédentes,
caractérisé en ce que
la fréquence de résonance fo est choisie de telle sorte que le léger désaccord de
la résonance de l'émetteur se produisant à une fréquence f légèrement inférieure dans
la bande de fréquences du service de radio, qui apparaît entre le point d'alimentation
d'émetteur (5) et le point de connexion de masse adjacent (3a), soit capacitif de
telle sorte que, lorsqu'une inductance est connectée en parallèle entre le point d'alimentation
d'émetteur (5) et le point de connexion de masse adjacent (3a), il existe une adaptation
d'impédance à une impédance cible prédéfinie ZL et le point d'alimentation d'émetteur
(5) forme le point de connexion d'antenne (34) d'une antenne adaptée à ZL.
8. Émetteur selon au moins l'une des revendications précédentes,
caractérisé en ce que
le conducteur annulaire (2) est conçu comme un carré à chacun des angles duquel est
formé un point de couplage de conducteur annulaire (7) auquel est galvaniquement connecté
un émetteur vertical (4, 4a-d), et trois émetteurs (4, 4a-d) sont chacun connectés
à la surface de base électriquement conductrice (6) pour le couplage à un point de
connexion de masse (3b-d) par une inductance (13b-d) en un point de connexion de masse
(3b-d) et un émetteur (4, 4a) est relié au point d'alimentation d'émetteur (5) par
une inductance (13a).
9. Émetteur selon la revendication 8,
caractérisé en ce que
la fréquence de résonance fo est choisie approximativement égale à la fréquence centrale
f du service de radio et les côtés du carré sont choisis approximativement égaux à
λο/10 et la hauteur h approximativement égale à λο/20, en sorte qu'une adaptation
d'impédance à une impédance cible prédéfinie ZL règne au point d'alimentation d'émetteur
(5) et que celui-ci définit le point de connexion d'antenne (34).
10. Émetteur selon au moins l'une des revendications précédentes,
caractérisé en ce que
les composants inductivement actifs comprennent des inductances (32a-d) qui sont conçues
en technique de circuit imprimé sur la surface de base électriquement conductrice
(6) réalisée sous la forme d'une carte de circuit imprimé revêtue de manière électroconductrice,
lesquelles sont reliées chacune à une extrémité à l'émetteur vertical (4, 4a-d) et
à l'autre extrémité à la surface de base électriquement conductrice (6), respectivement
au point d'alimentation d'émetteur (5) également réalisé sur la carte de circuit imprimé
revêtue.
11. Émetteur selon au moins l'une des revendications précédentes,
caractérisé en ce que
les composants inductivement actifs (13a-g) nécessaires pour la résonance sont définis
chacun par la mise en forme des émetteurs verticaux (4a-c) de telle sorte que des
parties d'émetteur verticales (20) et des parties d'émetteur horizontales (21) ou
des parties d'émetteur en méandres ou s'étendant obliquement sont présentes dans les
émetteurs verticaux (4a-c).
12. Émetteur selon au moins l'une des revendications précédentes,
caractérisé en ce que
la surface de base électriquement conductrice (6) s'étendant sensiblement dans un
plan de surface de base (E1) est formée à l'emplacement du conducteur annulaire (2)
comme une cavité électriquement conductrice (38) ouverte vers le haut, dont la surface
de base de cavité électriquement conductrice (6a) s'étend dans un plan de surface
de base (E2) situé dans la profondeur de cavité (12) parallèlement au plan de surface
de base (E1) et au-dessous de celui-ci et dans laquelle le conducteur annulaire (2)
est placé dans un autre plan de ligne annulaire horizontale (E) à la hauteur h de
manière à s'étendre au-dessus de la surface de base de cavité (6a), et la surface
de base de cavité (6a) recouvre au moins la surface de projection verticale du conducteur
annulaire (2) sur le plan de surface de base (E2) situé au-dessous du plan de surface
de base conductrice (E1) et les surfaces latérales de cavité électriquement conductrices
(40) présentent en chaque point un contour de telle sorte qu'il existe une distance
de cavité (10) suffisamment grande entre le conducteur annulaire (2) et la cavité
(38) en chaque point.
13. Émetteur selon au moins l'une des revendications précédentes,
caractérisé en ce que
l'émetteur (1) est conçu pour la réception supplémentaire de signaux radio par satellite
à polarisation circulaire d'un service de radio par satellite à une fréquence fs >
f, le conducteur annulaire (2) formant avec la surface de base conductrice (6) une
ligne annulaire, en sorte qu'une structure de résonance est formée à la fréquence
fs de telle sorte que, par alimentation par un des émetteurs verticaux (4d) avec point
d'alimentation d'émetteur (5) sur la ligne annulaire, la distribution de courant d'une
onde de ligne progressive est réglée dans une direction circonférentielle unique,
dont la différence de phase par rapport à une circulation azimutale est exactement
de 2π, un élément capacitif (26) étant connecté en parallèle aux inductances (15a-d)
des émetteurs verticaux (4a-c) couplés au plan de base conducteur ainsi que de l'émetteur
vertical (4d) avec point d'alimentation d'émetteur (5), en sorte que l'on obtient
chaque fois un circuit d'éléments réactifs (27) qui possède toujours l'effet inductif
nécessaire pour le service de radio à la fréquence f et possède l'effet capacitif
déterminant la résonance et la direction circonférentielle de l'onde circulante à
la fréquence fs pour le service de radio par satellite.
14. Émetteur selon au moins l'une des revendications précédentes,
caractérisé en ce
qu'au centre Z du conducteur annulaire (2), le long d'une ligne centrale verticale VZ,
une antenne verticale en forme de tige pour au moins un autre service de radio est
divisée en sections conductrices séparées les unes des autres par des points d'interruption
de telle sorte que les longueurs étirées (14) des sections conductrices (24) sont
choisies non supérieures à 3/8 de la longueur d'onde λο et les points d'interruption
sont shuntés par des dipôles sélectifs en fréquence (25) qui ont une faible impédance
dans les gammes de fréquences des autres services de radio et une impédance élevée
dans la gamme de fréquences associée à l'émetteur (1) avec conducteur annulaire (2).
15. Émetteur selon au moins l'une des revendications précédentes,
caractérisé en ce que
le conducteur annulaire (2) est défini par la bordure d'une surface conductrice fermée
et les points de couplage de ligne annulaire (7a, 7b, 7c, 7d) sont chacun formés à
proximité de cette bordure.