[0001] Die Erfindung betrifft eine Transistorwechselrichterschaltung die beispielsweise
dazu gedacht ist, Leucltstofflampen aus einem Gleichstromnetz mit Wechselstrom zu
versorgen. Die Erfindung betrifft insbesondere eine solche Schaltung, bei der einerseits
die Ausgangsspannung in guter Annäherung sinusförmig ist, andererseits aber die Transistoren
nur geringe Schaltverluste aufweisen.
[0002] Die bisher zumeist verwendete Schaltung für statische Wechselrichter, die aus einer
Niedervolt-Gleichspannungsquelle gespeist werden, ist die sogenannte Gegentaktschaltung
von Transistoren in Verbindung mit einem Transformator. Für höhere Speisespannungen,
zum Beispiel oberhalb 150 Volt, wird vielfach die Brücken- oder die Halbbrückenschaltung
verwendet, da sie den Einsatz von Transistoren niedrigerer Durchbruchspannung erlauben.
Die Aussteuerung der Transistoren erfolgt üblicherweise mit Hilfe einer Rückkopplungs-
oder Steuerwicklung des erwähnten Transformators, welche normalerweise eine Wechselspannung
von etwa 2 bis 4 Volt liefert. Mit Hilfe eines Widerstands im Basiskreis wird dabei
die Größe des Basisstroms der Transistoren entsprechend dem Laststrom eingestellt.
[0003] Die Verluste in den Transistoren setzen sich aus den Verlusten im Durchschaltbetrieb
(Kollektor-Emitter-Restspannunq· Kollektorstrom) und den Umschaltverlusten zusammen.
Demgegenüber sind die Steuerverluste vernachlässigbar. Besonders kritisch werden die
Umschaltverluste, wenn die Spannungsform der erzeugten Wechselspannung nicht rechteckig
ist und/oder die Betriebsfrequenz hoch liegt, insbesondere höher als 500 Hz liegt.
Da die Verluste und somit die Erwärmung der Transistoren proportional dem Kollektorstrom
ist, beeinflußt natürlich auch die Leistung, welche über den Wechselrichter geführt
wird, in starkem Maße diese Verluste.
[0004] Die ideale Spannungsform zur Aussteuerung von als Schalter betriebenen Transistoren
ist die Rechteckform, die die schnellste und mit den geringsten Verlusten behaftete
Umschaltung gewährleistet. Wenn jedoch die Aussteuerung der Transistoren mit Hilfe
einer Rückkopplungswicklung erfolgt, dann steht eine rechteckförmige Steuerspannung
nur zur Verfügung, wenn auch die Ausgangsspannung des Wechselrichters rechteckförmig
ist. Für diese Ausgangsspannung ist jedoch in vielen Fällen eine Sinusform erwünscht.
Beim Betrieb mit einer nicht rechteckförmigen Steuerspannung können die Umschaltverluste,
insbesondere mit zunehmender Frequenz unzulässig hoch werden, wodurch neben einem
schlechten elektrischen Wirkungsgrad eine starke Erwärmung der Transistoren eintritt,
was zu schwierigen Kühlproblemen der Bauteile führt und gleichzeitig die Betriebssicherheit
gefährdet. In der Praxis hilft man sich vielfach durch eine Überbemessung der Bauteile,
was entsprechend teuer ist und zu großen Geräten führt.
[0005] Aus der amerikanischen Patentschrift 4,127,797 ist eine Lösung dieser Probleme bekannt,
die in der Verwendung eines zusätzlichen Transformators besteht, der eine Steuerung
des Transistors abhängig vom Ausgangsstrom statt von der Ausgangsspannung zuläßt.
Der für diese Lösung erforderliche Mehraufwand an Bauteilen ist jedoch erheblich.
[0006] Die DE-OS 23 11 833 offenbart eine als Wechselrichter ausgebildete Konstantstromquelle,
die für elektrostatische Anwendungen bei einer Ausgangsspannung von 4 bis 6,8 kV einen
konstanten Ausgangsstrom in der Größenordnung von 100 bis 400 gA liefern soll. Es
handelt sich um eine Gegentaktwechselrichterschaltung mit einem Lasttransformator,
dessen Primärwicklung eine Mittelanzapfung aufweist, die direkt mit dem einen Pol
der Gleichspannungsquelle verbunden ist. Je einer der Endanschlüsse der Primärwicklung
ist mit dem Kollektor eines von zwei Transistoren verbunden, deren Emitter zusammengeschlossen
und über einen Emitterwiderstand mit dem anderen Pol der Gleichspannungsquelle verbunden
sind. Die beiden Endanschlüsse einer Steuerwicklung sind mit den Basen der beiden
Transistoren verbunden. Eine Mittelanzapfung dieser Steuerwicklung ist mit einem Anschluß
eines Kondensators verbunden, dessen anderer Anschluß mit dem Verbindungspunkt zwischen
dem Emitterwiderstand und der Gleichspannungsquelle verbunden ist. Der Aufladekreis
für den Kondensator enthält eine an die Gleichspannungsquelle angeschlossene Z-Diodenschaltung
mit nachfolgendem Spannungsteiler. Aufgrund der gegenkoppelnden Wirkung des Emitterwiderstands
ergibt sich der nahezu konstante Ausgangsstrom als Funktion der diesem Emitterwiderstand
von der an dem Kondensator anliegenden Spannung und der Steuerwechselspannung eingeprägten
Spannung. Diese regelnde Funktion setzt voraus, daß die Basis-Emitterspannung beider
Transistoren stets unterhalb der Sättigungsspannung bleibt. Das heißt die beiden Transistoren
der Gegentaktschaltung werden in ihren normalen Arbeitsbereich ausgesteuert. Dies
ist in Anbetracht der auftretenden geringen Ströme ohne weiteres möglich. Bei höheren
Strömen müssen jedoch die Transistoren eines Transistorwechselrichters als Schalter
betrieben werden, die möglichst schnell zwischen ihrem Sperrzustand und ihrem Sättigungsgrad
hin- und hergeschaltet werden. Die Klemmenspannung des Kondensators als Steuergleichspannung
dient bei der Entgegenhaltung nicht dazu, einen Schaltvorgang der Transistoren zu
beschleunigen, sondern dazu, deren Arbeitspunkt und damit die Höhe des Ausgangsstroms
vorzugeben. Die Tatsache, daß beim Stand der Technik die Steuergleichspannung aus
der Gleichspannung der Gleichspannungsquelle gewonnen wird, bedingt Verluste, insbesondere
an den Widerständen.
[0007] Aus der DE-OS 22 25 073 ist ein Wechselrichter bekannt, bei dem die Basissteuerung
der Transistoren von Schwankungen der Speisegleichspannung unabhängig sein soll. Zu
diesem Zweck enthält jeder Transistor zwei parallele Steuerkreise, von denen jeweils
einer die Reihenschaltung einer Steuerwicklung mit einem Kondensator aufweist. Der
Kondensator ist über eine Diode an eine im Gleichstromkreis liegende Drossel angeschlossen,
die mit ihrem Spannungsabfall als Ladestromquelle dient. Hierdurch soll durch den
bei steigender Batteriespannung kleiner werdenden Spannungsabfall an der Drossel eine
entsprechend qerin
qe Aussteuerung der Transistoren erreicht werden. Eine solche Reaeluna setzt voraus,
daß die Transistoren nicht im Sättigungs- .betrieb arbeiten, sondern einen Arbeitspunkt
in normalen Betriebsbereich der Kennlinie besitzen. Wegen der hierbei auftretenden
Verluste in den Transistoren ist eine solche Schaltung nur für kleine Leistungen einsetzbar.
[0008] Aus der DE-AS 20 18 152 ist ein Wechselrichter bekannt, bei dem die im Gegentaktbetrieb
arbeitenden Transistoren, denen jeweils eine gesonderte Steuerwicklung zugeordnet
ist, einen diese Steuerwicklung in Reihe mit einem Kondensator aufweisenden Steuerkreis
besitzen. Der Kondensator wird hierbei auf eine für den zugehörigen Transistor in
Sperrichtung gepolte Spannung aufgeladen. Dem Kondensator parallel geschaltet ist
die Reihenschaltung aus einem Widerstand und einer Diode, so daß sich der Kondensator
nur auf eine im wesentlichen der Durchlaßspannung der Diode entsprechende Spannung
aufladen kann. Hierdurch kann eine Verringerung der Schaltverluste der Transistoren
nicht erzielt werden.
[0009] Aufgabe der Erfindung ist es, eine Transistorwechselrichterschaltung zu schaffen,
die auch für höhere Leistungen geeignet ist und bei möglichst sinusförmiger Ausgangsspannung
geringe Verluste aufweist.
[0010] Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Primärwicklung des Lasttransformators
über eine Drossel an die Gleichspannungsquelle anschaltbar ist, und daß der Aufladekreis
ein von der Gleichrichterdiode,dem Kondensator und wenigstens einem Teil der Steuerwicklung
gebildeter geschlossener Stromkreis ist.
[0011] Die erfindungsgemäß vorgesehene Drossel bildet mit dem Stromwendekondensator einen
Resonanzkreis der bewirkt, daß die Spannung am Eingang des Wechselrichters periodisch
auf Null geht, daß es sich bei dieser Spannung also um eine pulsierende Gleichspannung.handelt.
In demselben Moment zu dem diese pulsierende Gleichspannung Null ist, ist auch die
Steuerwechselspannung Null, so daß die Transistoren im spannungsfreien Zustand schnell
und verlustarm geschaltet werden, wobei kurzzeitig beide Transistoren von der Steuergleichspannung
durchgesteuert werden können. Da die Spannung an der Primärwicklung Null ist, ist
das gleichzeitige Durchsteuern beider Transistoren in diesem Moment völlig unkritisch.
[0012] Die Erfindung wird durch zwei Ausführungsbeispiele anhand der beiliegenden Zeichnungen
näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine Transistorwechselrichterschaltung gemäß der Erfindung in Form einer Gegentaktschaltung,
Fig. 2 Signalverläufe in der Schaltung von Fig. 1, nämlich
Fig. 2a den Basisstrom eines der Transistoren,
Fig. 2b die Summe der Basisströme beider Transistoren,
Fig. 2c den Kollektorstrom eines der Transistoren und
Fig. 2d die Spannung an der Primärwicklung des Transformators,
Fig. 3 eine Transistorwechselrichterschaltung gemäß der Erfindung in Form einer Halbbrückenschaltung.
[0013] Fig. 1 zeigt eine erfindungsgemäße Transistorwechselrichterschaltung in Form einer
Gegentaktschaltung. Ein Transformator 11 umfaßt eine Primärwicklung 11a und eine Sekundärwicklung
11b. Die Primärwicklung 11a besitzt eine Mittelanzapfung 11c, die über eine Drossel
2 an den positiven Pol einer Gleichspannungsquelle 1 angeschlossen ist. Parallel zur
Primärwicklung 11a des Transformators 11 ist ein Kondensator 12 geschaltet. Ein Ende
der Primärwicklung 11a ist mit dem Kollektor eines Transistors 4, das andere Ende
der Primärwicklung 11a mit dem Kollektor eines Transistors 5 verbunden. Die Emitter
beider Transistoren sind zusammengeschlossen und mit dem negativen Pol der Gleichspannungsquelle
1 verbunden. Parallel zur Gleichspannungsquelle 1 liegt ein Kondensator 13 als Teil
einer Siebschaltung. Eine Steuerwicklung 6 des Transformators 11 besitzt zwei Enden
6a bzw. 6b sowie drei Anzapfungen 6c, 6d bzw. 6e. Die Anzapfung 6d ist mit einem Anschluß
eines Kondensators 9 verbunden. Der andere Anschluß des Kondensators 9 ist über einen
Widerstand 10 mit dem Verbindungspunkt der beiden Emitter der Transistoren 4 und 5
verbunden. Die Basis des Transistors 4 ist mit der Anzapfung 6c, die Basis des Transistors
5 mit der Anzapfung 6e der Steuerwicklung 6 verbunden. Ein Anschwingwiderstand 3 verbindet
die Basis des Transistors 4 mit dessen Kollektor. Zwei Dioden 7 und 8 sind mit ihrer
Anode an den Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 9 und dem Widerstand 10 angeschlossen.
Die Kathode der Diode 7 ist mit dem einen Ende, die Kathode der Diode 8 mit dem anderen
Ende der Steuerwicklung 6 verbunden. An die Sekundärwicklung 11b des Transformators
11 ist eine Last 15 angeschlossen, bei der es sich um eine Leuchtstofflampe handeln
kann.
[0014] Wird die Gleichspannungsquelle 1 mit Hilfe eines nicht dargestellten Schalters eingeschaltet,
dann fließt zunächst ein Strom von wenigen mA über den Anschwingwiderstand 3 zur Basis
des Transistors 4 und über die Steuerwicklung 6 zur Basis des Transistors 5. Infolge
der hierdurch bedingten unterschiedlichen Ansteuerung und der zwangsläufig nicht identischen
Transistoreigenschaften beginnt der Wechselrichter zu schwingen. Hierbei werden abwechselnd
die beiden Hälften der Primärwicklung 11a des Transformators 11 über die Drossel 2
und jeweils einen der Transistoren 4 bzw. 5 mit der Gleichspannungsquelle 1 verbunden.
Die Frequenz dieser Schwingungen wird in erster Linie von dem aus der Drossel 2 und
dem Kondensator 12 gebildeten Resonanzkreis bestimmt. Sowohl in der Sekundärwicklung
11b als auch in der Steuerwicklung 6 werden sinusförmige Spannungen induziert. Die
den Transistor 4 steuernde Spannung der Wicklung 6c-6d der Steuerwickluna 6 und die
den Transistor 5 steuernde Spannung der Wicklung 6e-6d der Steuerwicklung 6 sind gegenphasig.
Der Kondensator 9 wird über die beiden Dioden 7, 8 auf eine im wesentlichen konstante
Spannung aufgeladen, die an dem dem Widerstand 10 zugewandten Ende des Kondensators
negativ und am anderen Ende positiv ist. Diese Gleichspannung am Kondensator 9 überlagert
sich den von der Steuerwicklung gelieferten Steuerspannungen für die Transistoren
4 bzw. 5, Während des Nulldurchgangs der Steuerwechselspannung können beide Transistoren
4 und 5 vorübergehend gleichzeitig leitend sein. Da zu dieser Zeit aber auch die Spannung
an der Primärwicklung 11a Null ist, kann kein Strom durch die Reihenschaltung beider
Transistoren fließen. Wird nach einem solchen Spannungsnulldurchgang beispielsweise
das Potential an der Anzapfung 6c positiv gegenüber dem an der Anzapfung 6d, und das
Potential an der Anzapfung 6e negativ gegenüber dem der Anzapfung 6d, dann wird der
Transistor 4 innerhalb sehr kurzer Zeit in den Sättigungszustand gesteuert, während
der Transistor 5 gesperrt wird. Hierfür reichen bereits sehr geringe Potentialunterschiede
an den Anzapfungen 6c bzw. 6e aus. Erhöht sich nämlich das Potential an der Anzapfung
6c, dann erhöht sich damit auch das Potential am Verbindungspunkt beider Emitter der
Transistoren 4 und 5. In Verbindung mit der Abnahme des Potentials an der Anzapfung
6e führt dies dazu, daß die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 5 in Sperrichtung
vorgespannt wird. Nach dem nächsten Nulldurchgang der Steuerwechselspannung kehren
sich die Verhältnisse um, daß heißt der Steuergleichstrom aus dem Kondensator 9 kommutiert
von der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 4 auf die des Transistors 5. Die Ladespannung
des Kondensators 9 und die Größe des Widerstands 10 können so gewählt werden, daß
bereits der Gleichstrom aus dem Kondensator 9 ausreicht, die Transistoren in die Sättigung
zu steuern. Der diesen Gleichstrom überlagerte Steuerwechselstrom bewirkt dann in
erster Linie nur noch die Kommutierung des Stroms zwischen den beiden Steuerkreisen.
[0015] Auf diese Weise wird sichergestellt, daß trotz einer sinusförmigen Steuerspannung
ein Basisstrom für die Transistoren 4 und 5 auftritt, der zumindest in den wesentlichen
Bereichen sehr steile Flanken besitzt und kurze Schaltzeiten der Transistoren gewährleistet.
[0016] Die beschriebene Schaltung bezieht sich auf die Verwendung von npn-Transistoren.
Bei einer Anordnung mit pnp-Transistoren muß die Steuergleichspannung umgekehrte Polarität
aufweisen.
[0017] Einen besonders großen Gewinn bringt die erfindungsgemäße Schaltung bei einem Wechselrichter,
bei dem der Transformator als Streufeldtransformator ausgebildet ist und die Frequenz
etwa 20 k
Hz beträgt, wobei als Last 15 eine Leuchtstofflampe angeschlossen ist. Dabei dient
der Stromwendekondensator 12 der Blindstromkompensation und zugleich als Schwingkondensator
in Verbindung mit der Drossel 2, wodurch ein Inversstrom von den Transistoren ferngehalten
werden kann. Die Transistoren arbeiten bei diesem Betrieb im Schaltmoment mit der
steilen Stromflanke eines Rechteckstromes und damit praktisch verlustfrei, wodurch
ein hoher elektrischer Wirkungsgrad erzielt wird, was zum Beispiel bei Fahrzeugbeleuchtungen
und in Notstromeinrichtungen in Verbindung mit aus einer Batterie gespeisten Leuchtstofflampen
von großer Bedeutung ist.
[0018] Fig. 2a stellt den Verlauf des Basisstroms eines der beiden Transistoren über der
Zeit dar. Man erkennt, daß einem im wesentlichen rechteckförmigen Grundstrom eine
sinusförmige Stromkuppe aufgesetzt ist. Fig. 2b stellt den am Widerstand 10 gemessenen
Verlauf der Summe der Basisströme beider Transistoren dar. Aus dieser Darstellung
ist besonders gut zu erkennen, daß der Gleichstrom aus dem Kondensator 9 ohne Unterbrechung
im Bereich des Nulldurchgangs der Wechselspannung von einem Transistor auf den anderen
kommutiert. Aus Fig. 2b ist außerdem das Verhältnis des Steuergleichstroms zum Steuerwechselstrom
deutlich erkennbar. Man beachte, daß die Maßstäbe der Ordinate in den Fig. 2a und
2b, auf der der Strom aufgetragen ist, unterschiedlich sind. Fig. 2c zeigt den zugehörigen
Kollektorstrom Ic, dessen Verlauf die erwünschten steilen Schaltflanken erkennen läßt.
Die Spannung Uc am Kondensator 12 ist in Fig. 2d dargestellt. Sie besitzt in guter
Annäherung den erwünschten sinusförmigen Verlauf. Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel
der Erfindung gemäß Fig. 1 betrug die Spannung der Gleichspannungsquelle 1 110 Volt.
Der Kondensator 13 betrug 1 üF, der Kondensator 12 8200 pf. Der Wert des Widerstands
10 war 68 Ohm, der des Kondensators 9 1gF. Der Wert des Anschwingwiderstands 3 war
27 kOhm. Die Drossel 2 war eine Ferritdrossel mit 350 Windungen. Zwischen den Enden
der Steuerwicklung 6 ergab sich eine Spannung von etwa 8 Volt. An die Sekundärwicklung
11b konnte eine Leuchtstofflampe mit 40 Watt oder zwei Lampen mit je 20 Watt angeschlossen
werden. Als Transistoren wurde der Typ MJE 13005 der Firma Motorola Inc. verwendet.
[0019] Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemäße Transistorwechselrichterschaltung in Form einer
Halbbrückenschaltung. Die Primärwicklung eines Transformators 111a ist in Reihe mit
einer Drossel 102, einem Kondensator 112 und einem Transistor 105 an die Gleichspannungsquelle
101 angeschlossen. Parallel zur Gleichspannungsquelle 101 liegt ein Siebkondensator
113. Der Emitter eines Transistors 104 ist mit dem Kollektor des Transistors 105 verbunden.
Der Kollektor des Transistors 104 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator
112 und der Drossel 102 verbunden. Der Transformator 111 besitzt zwei Steuerwicklungen
161 und 162. Jede der Steuerwicklungen enthält drei Wicklungsteile und Anschlüsse
a bis d. Der Anschluß d der Steuerwicklung 162 ist mit der Anode einer Diode 142 verbunden,
deren Kathode an den Minuspol der Gleichspannungsquelle 101 angeschlossen ist. Der
Anschluß c der Steuerwicklung 162 ist mit einem Ende eines Kondensators 109 verbunden,
dessen anderes Ende über einen Widerstand 110 mit der Verbindung zwischen dem Emitter
des Transistors 105 und dem Minuspol der Gleichspannungsquelle 101 verbunden ist.
Die Basis des Transistors 105 ist mit dem Anschluß b der Steuerwicklung 162 verbunden.
Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 110 und dem Kondensator 109 ist mit der
Anode einer Diode 107 verbunden, deren Kathode an den Anschluß a der Steuerwicklung
162 angeschlossen ist. In gleicher Weise ist der Anschluß d der Steuerwicklung 161
über eine Diode 141 mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors
104 und dem Kollektor des Transistors 105 verbunden. Der Anschluß c ist mit dem einen
Ende eines Kondensators 109' verbunden, dessen anderes Ende über einen Widerstand
110' an den Emitter des Transistors 104 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors
104 ist mit dem Anschluß b der Steuerwicklung 161 verbunden. Eine Diode 107' verbindet
den Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 109' und dem Widerstand 110' mit dem
Anschluß a der Steuerwicklung 161.
[0020] Die grundsätzliche, an sich bekannte Wirkungsweise einer solchen Halbbrückenschaltung
besteht darin, daß während des einen Halbzyklus die Primärwicklung 111a durch den
Transistor 105 über die Drossel 102 und den Kondensator 112 an die Gleichspannungsquelle
101 angeschlossen wird, wobei sich der Kondensator 112 auflädt. Während dieses Halbzyklus
ist der Transistor 104 gesperrt. Während des nachfolgenden Halbzyklus wird der Transistor
105 gesperrt, während der Transistor 104 den Kondensator 112 über die Primärwicklung
111a des Transformators 111 kurzschließt, wobei sich der Kondensator wieder entladen
kann. Da bei dieser Schaltungsart die Emitter der beiden Transistoren 104 und 105
nicht verbunden sind, wird für jeden Transistor ein gesonderter Kondensator 109 bzw.
109' mit zugehörigem gesonderten Aufladekreis benötigt. Die Wirkungsweise bezüglich
der Ansteuerung ist bei der Ausführungsform nach Fig. 3 für die beiden Transistoren
im Prinzip genauso wie für die Transistoren der Fig. 1. Der Unterschied besteht darin,
daß der vom Kondensator 109 bzw. 109' gelieferte Gleichstrom hier nicht von einem
Transistor auf den anderen, sondern vom Transistor 105 auf die Diode 142 bzw. vom
Transistor 104 auf die Diode 141 kor
lmutiert. Durch die Widerstände 110 bzw. 110' werden die Basisströme für die Transistoren
105 bzw. 104 eingestellt. Auch bei dieser Ausführungsform wird die zur Aufladung der
Kondensatoren 109 bzw. 109' erforderliche Spannung über Dioden 107 bzw. 107' aus der
Steuerwicklung gewonnen. Die Polarität der Dioden 107 bzw. 107' muß im Fall der dargestellten
npn-Transistoren so gewählt sein, daß der Kondensator 109 bzw. 109' an seinem der
Steuerwicklung zugewandten Ende positiv und am anderen Ende negativ aufgeladen wird.
Bei Verwendung von pnp-Transistoren ist die Polarität umgekehrt.
[0021] Der Kondensator 109 wird während der Halbwelle der Ausgangswechselspannung des Transformators
111 aufgeladen, während derer das Potential am Ende d der Steuerwicklung 162 positiv
gegenüber dem Potential am Ende a ist. Während dieser Halbwelle fließt außerdem ein
Strom in dem den Kondensator 109, die Diode 142 und den Widerstand 110 sowie den Wicklungsteil
zwischen den Anschlüssen c und d enthaltenden Stromkreis. Kehrt sich die Polarität
der Spannung um, dann werden die Dioden 107 und 142 gesperrt, während die Spannung
am Kondensator 109 in Verbindung mit der Steuerspannung der Steuerwicklung 162 den
Transistor 105 durchsteuert. Die Wirkungsweise des Steuerkreises für den Transistor
104 ist entsprechend. Es sei nocheinmal betont, daß die Dioden 142 bzw. 141.erforderlich
sind, um den Kondensatorgleichstrom während der Sperrzeit der jeweiligen Transistoren
105 bzw. 104 zu übernehmen. Ohne die Dioden 142 bzw. 141 könnten die Transistoren
105 bzw. 104 nicht gesperrt werden.
[0022] Die Erfindung wurde vorstehend anhand von zwei Ausführungsbeispielen erläutert. Sie
ist jedoch nicht auf diese speziellen Ausführungsbeispiele beschränkt. Vielmehr sind
für Fachleute zahlreiche Änderunqen möglich, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen.
Beispielsweise kann die Drossel 2 der Schaltung von Fig. 2 statt in der Verbindung
zwischen der Mittelanzapfung 11c des Transformators 11 und dem Pluspol der Gleichspannungsquelle
1 auch zwischen dem Minuspol der Gleichspannungsquelle 1 und dem Verbindungspunkt
zwischen den Emittern der Transistoren 4, 5 und dem Widerstand 10 angeordnet sein.
Entsprechend kann auch bei der Ausführungsform nach Fig. 3 die Drossel 102 an anderer
Stelle des Stromkreises liegen.
1. Transistorwechselrichterschaltung, umfassend einen Transformator (11, 111) mit
einer Primärwicklung (11a, 111a), die in Reihenschaltung mit der Emitter-Kollektorstrecke
eines Transistors (4, 5, 105) an eine Gleichspannungsquelle (1, 101) anschließbar
ist, mit einer Sekundärwicklung (11b, 111b), an die eine Last (15, 115) anschließbar
ist, und mit einer Steuerwicklung (6, 162), die mit einem Anschluß (6e, b) an die
Basis des Transistors (5, 105) angeschlossen ist, die mit einem anderen Anschluß (6c,
d) über eine Diode (Basis-Emitterstrecke von 4, 142) an den Emitter des Transistors
(5, 105) angeschlossen ist, und die zwischen beiden Anschlüssen eine Anzapfung (6d,
c) aufweist, welche mit einem Anschluß eines Kondensators (9, 109) verbunden ist,
dessen anderer Anschluß über einen Widerstand (10, 110) an den Emitter des Transistors
(5, 105) angeschlossen ist, umfassend ferner einen Stromwendekondensator (12, 112)
und einen Aufladekreis mit einer Gleichrichterdiode (7, 107) zur Aufladung des Kondensators
(12, 112) auf eine für den Transistor (5, 105) in Durchlaßrichtunq gepolte Steuergleichspannung,
dadurch gekennzeichnet , daß die Primärwicklung (11a, 111a) des Lasttransformators
(11, 111) über eine Drossel (2, 102) an die Gleichspannungsquelle (1, 101) anschaltbar
ist, und daß der Aufladekreis ein von der Gleichrichterdiode (7, 107) dem Kondensator
(9, 109) und wenigstens einem Teil der Steuerwicklung (6d-6b, b-d) gebildeter geschlossener
Stromkreis ist.
2. Transistorwechselrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß
es sich um eine Gegentaktschaltung handelt, bei der die Primärwicklung (11a) des Lasttransformators
(11) einen an einen Pol der Gleichspannungsquelle (1) angeschlossenen Mittelabgriff
(6d) aufweist und die beiden Enden (6a, 6b) der Primärwicklung abwechselnd über einen
ersten und einen zweiten Transistor (4, 5) an den anderen Pol der Gleichspannungsquelle
(1) anschaltbar sind, und daß die den anderen Anschluß (6c) der Steuerwicklung (6)
mit dem Emitter des ersten Transistors (4) verbindende Diode die Basis-Emitterstrecke
des zweiten Transistors (5) ist.
3. Wechselrichterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß dem Kondensator
(9) zwei Aufladekreise zugeordnet sind, die jeweils den Kondensator (9), eine jeweilige
Gleichrichterdiode (7, 8) und einen jeweiligen Teil (d-b bzw. a-d) der Steuerwicklung
(6) umfassen.
4. Wechselrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß es sich um
eine Halbbrückenschaltung handelt, bei der die Primärwicklung (111a) des Lasttransformators
(111) abwechselnd über einen ersten Transistor (105), die Drossel (102) und den Stromwendekondensator
(112) an die Gleichspannungsquelle (101) anschaltbar bzw. durch einen zweiten Transistor
(104) und den Stromwendekondensator (112) überbrückbar ist, wobei dem zweiten Transistor
(104) ein gesonderter Stromkreis mit einer gesonderten Steuerwicklung (161), einem
gesonderten Kondensator (109') als Steuergleichspannungsquelle und einem gesonderten
Aufladekreis (a-c, 107') für diesen zugeordnet ist.
5. Wechselrichterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet
, daß der mit der Basis des ersten bzw. des zweiten Transistors (4, 5; 105, 104) verbundene
Anschluß (6c, 6e; b) der Steuerwicklung (6; 162, 161) ein Abgriff der Steuerwicklung
ist, und daß die Gleichrichterdiode (7, 8; 107, 107') mit dem diesem Abgriff nächstgelegenen
Ende (6a, 6b; a) der Steuerwicklung verbunden ist.