Die Erfindung betrifft eine sogenannte « String-Chorus-Schaltung für ein elektronisches Musikinstrument.
Phasenmodulations-Einrichtungen nach dem Prinzip der modulierten Laufzeit-Verzögerung mittels einer größeren Zahl von Reaktanz-Gliedern mit steuerbaren Verstärkerstufen oder Phasenverschiebungen, die in den einzelnen Gliedern tieffrequent verändert werden, sind seit langem bekannt ; vgl. z. B. DE-AS 19 25 946, wobei die dort verwirklichte Art von Vibrato-Effekt auch schon im mehreren Kanälen in verschiedener Weise angewandt beschrieben ist. In der Veröffentlichung « Die MOS-Verzögerungsleitung..., ihre Wirkungsweise und ihre Anwendung zur Erzeugung von Spezialeffekten in elektronischen Orgeln », Firmendruckschrift « Information 023 der Firma ITT Freiburg, und in dem Aufsatz «Verzögerung von NF-Signalen mit MOS-Eimerketten " von J. Hollmann und R.-D. Burth in der Zeitschrift « Funkschau •, 1973, Seiten 967-970 und 1009-1010, ist beschrieben, daß anstelle der Reaktanzketten vorteilhaft die sogenannten « Eimerketten verwendet werden können, bei denen die Verzögerung durch Änderung der Taktfrequenz verändert werden kann. Diese Eimerketten sind bekanntlich Schieberegister für analoge Signale mit paarweise kettenförmig abwechselnd angeordneten und durch einen Taktschwinger umladbaren Ladungstransferelementen, wobei die Frequenz der Taktschwinger mehr oder weniger periodisch durch tieffrequente Signale moduliert wird, was bereits an sich aus der Fernsehtechnik schon seit langem bekannt ist und dort für die Zeilenverzerrung des Bildes verwendet worden ist.
Durch die DE-B-23 09 321 ist eine Phasenmodulations-Einrichtung bekannt, bei der die Taktfrequenz der MOS-Eimerketten in drei parallelen Kanälen durch tieffrequente Signale moduliert wird, die je Kanal je eine tiefere une eine höhere Komponente - aber beide im Subaudiofrequenzbereich - enthalten, zwischen denen jeweils je Paar gleiche Phasenbeziehungen bestehen, also die Phasenwinkel sowohl für die tiefere als auch für die höhere n x 120° betragen, wobei n = 0,1 oder 2 ist.
Ziel der letztgenannten Einrichtung ist es, den sogenannten « chorischen Effekt •, wie er insbesondere bei herkömmlichen Streicherklängen vorkommt, auch bei elektronisch erzeugten Musikklängen möglichst nahekommend nachzubilden. Das Ergebnis der Einrichtung gemäß der DE-AS 23 09 321 ist noch nicht ganz befriedigend, weil die dort vorliegende starre Phasenbeziehung zwischen den einzelnen Komponenten des tieffrequenten Modulationssignals einen mehr oder weniger starren Modulationseffekt, statt des mehr aleatorischen bei den herkömmlichen Streicherklängen, verursacht. Um weitere Abweichungen dieser starren Modulationsformen in Richtung solcher unregelmäßiger Art zu erzielen, ist schon vorgeschlagen worden, die Laufzeiten der einzelnen Kanäle selbst durch unterschiedliche Taktfrequenzen unterschiedlich zu wählen, weil dann dabei auch unterschiedliche Modulationseffekte zustande kommen.
Eine Schaltung, die die im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Merkmale aufweist, ist aus der DE-A-2 337 041 bekannt. Bei der bekannten Schaltung sind für jeden Subaudiogenerator eigene Phasenschieber vorgesehen, womit sich einerseits der Aufwand erhöht, andererseits immer noch eine gewisse Regelmäßigkeit der Modulation und damit ein etwas starres Klangbild ergeben, insbesondere auch deshalb, weil dort die beiden Subaudiofrequenzen zueinander in harmonischem Verhältnis stehen.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, mit Hilfe einer Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des 1. Anspruchs den « String-Chorus -Effekt noch weiterzubilden bzw. noch mehr an das herkömmliche Ideal anzunähern, d. h. dahingehend zu verbessern, daß die periodischen Anteile noch mehr zurückgedrängt und durch eine Häufung von unregelmäßigen Kombinationen von Modulationseffekten - naturgemäß und verständlicherweise ohne bzw. mindestens ohne wesentlichen zusätzlichen technischen Aufwand - ersetzt ist.
Diese Aufgabe wird bei der Schaltung gemäß dem Oberbegriff des 1. Anspruchs erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des 1. Anspruchs genannten Merkmale gelöst.
Das nicht-sinusförmige Gesamt-Subaudiosignal wird mittels des Umsetzers mit unterschiedlichen Phasenlagen den Modulationseingängen der Taktschwinger zugeführt, wobei die Phasendrehung durch frequenzselektive Netzwerke erfolgt und somit selbst frequenzabhängig ist, so daß die einzelnen Komponenten des Subaudiosignals in unterschiedlicher und zeitlich variabler Phasenlage die Taktschwinger modulieren.
Es ist ohne weiteres ersichtlich, daß, wenn mit der so ausgebildeten Schaltung die tiefsten Komponenten jeweils pro Stufe um je ca. 120° phasenverschoben werden, dies für jede höhere Komponente des Subaudiosignals nicht mehr zutreffen kann ; die Modulation mit diesen höherfrequenten Komponenten erfolgt also nicht mit gleichmäßigem Phasenumlauf der Summe, sondern es erfolgen in unregelmäßiger Weise gebildete Abläufe von Kombinationen, also es wechseln schnellere mit langsameren Abschnitten der Umläufe ab, wobei auch dieser Wechsel bei nicht harmonischen Beziehungen keine erkennbare Periodizität aufweist. In musikalischem Sinne heißt dies, daß der bisherige - gelegentlich oder häufig - langweilige Eindruck der Phasenmodulation nun durch einen lebhafteren, charakteristisch musikalischen Effekt ohne strengere Regelmäßigkeit abgelöst ist.
Es kann aus Kosten- oder Fertigungsgründen zweckmäßig sein, die Aufspaltung des Subaudio-Modulationssignals für die Schieberegister-Verzögerungsleitungen von vornherein aus einem komplexen Signal abzuleiten, was durch Digital-Tonsynthese ohne weiteres ermöglicht wird. Diese Lösung der oben beschriebenen Aufgabe weicht dann von der nachstehend ausführlicher abgehandelten dadurch ab, daß das nichtsinusförmige Subaudio-Signal als Summe von mindestens zwei verschieden-frequenten Komponenten in Digital-Tonsynthese-Technologie in einem Wellenformspeicher mit tieffrequenter Zähleradressierung der Speicherstellen mit Amplitudenwerten gespeichert ist, dessen Leseeingänge mit phasenverschobenen und/oder frequenzverschiedenen Signalspannungen von Subaudiofrequenz beaufschlagt werden. Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Im folgenden ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnung erläutert ; es stellen dar :
In Fig. 1 sind die beiden Tiefton-Oszillatoren 1, 2 erkennbar, von denen der eine auf die tiefere und der andere auf die höhere der beiden Subaudiofrequenzen der Komponenten des SubaudioSignals abgestimmt ist. Der Oszillator 1 umfaßt einen handelsüblichen Schaltkreis « LM 566 mit einer äußeren Beschaltung durch Festwiderstand 3 und Einstellwiderstand 4, Kondensator 5, positivem und negativen Pol 6 bzw. 7 der Stromquelle, sowie einen Spannungsteiler-Abgriff 8 davon. Für den anderen Tieftonoszillator 2 gilt dasselbe entsprechend, lediglich mit anderer Dimensionierung des Kondensators 9. Die Festkörperschaltkreise LM 566 sind an sich zum Aufbau von Oszillatoren bestimmt und geeignet, deren Frequenz durch Gleichspannungsänderungen beeinflußt bzw. geändert werden kann. Diese Funktion wird im vorliegenden Falle jedoch nicht ausgenützt, sondern dient nur der Beschreibung des Oszillators 1, 2.
Die Ausgänge 10, 11 sind. über Entkopplungs-Widerstände 12, 13 mit einem gemeinsamen Belastungswiderstand 14 verbunden und der gemeinsame Spannungsknoten dient als Quelle für das komplexe, d. h. nicht-sinusförmige Subaudiofrequenz-Signal, das am Eingang der Umsetzerbaugruppe liegt, die drei Ausgangsklemmen 16, 17, 18 für verschiedene abgeleitete Teilsignale aufweist.
An die Eingangsklemme 19 ist zunächst über einen funktionstechnisch unwichtigen Blockkondensator 20 und einen Entkopplungswiderstand 21 der invertierende Eingang 22 des Operationsverstärkers 23 angeschlossen, der in an sich bekannter Weise für Verstärkungseinstellung durch einen ohm'schen Widerstand 24, sowie zur Stabilisierung gegen unerwünschte Selbsterregung durch den Kondensator 25 vom Ausgang 26 auf den invertierenden Eingang 22 rückgekoppelt ist. An den Ausgang 26 dieser Verstärkerstufe ist ein weiterer Operationsverstärker 27 in prinzipiell gleicher Beschaltung angeschlossen, lediglich mit dem Unterschied, daß das Signal am Ausgang 26 sowohl über den Entkopplungswiderstand 28 auf den invertierenden Eingang 29 als auch über ein RC-Hochpaß-Glied 29' mit einer Zeitkonstante etwa gleich dem Kehrwert der Frequenz der höherfrequenten der beiden Komponenten des Subaudiosignals auf den nichtinvertierenden Eingang gelegt ist ; bezüglich des Gegenkopplungskreises 30 ist die Beschaltung des Operationsverstärkers 27 gleich ausgeführt wie bei dem Operationsverstärker 23. An den Ausgang 31 des Operationsverstärkers 27 sind die beiden Eingänge des Operationsverstärkers 32 mit dem Ausgang 33 in praktisch identischer Weise beschaltet wie ersterer angeschlossen. Gewisse Unterschiede sind bei der Dimensionierung der RC-Hochpaß-Glieder 29' und 34 (im Falle des Operationsverstärkers 32) durch Wahl der Widerstände Rx vorgesehen.
Die Signale auf den Ausgängen 26, 31 und 33 beaufschlagen die invertierenden Eingänge 35, 36 und 37 der Operationsverstärker 38, 39 und 40, deren Ausgänge die bereits erwähnten Ausgänge 16, 17 und 18 des Umsetzers 15 sind. Die Operationsverstärker 38, 39, 40 sind mit im wesentlichen gleichen Parallel-RC-Gliedern 41, 42, 43 von einer Zeitkonstante gegengekoppelt, die mindestens annähernd gleich dem Kehrwert der Frequenz der tieferfrequenten Komponente des Subaudiofrequenz-Signals an der Eingangsklemme 19 ist. Die nichtinvertierenden Eingänge, z. B. 44, 45 und die Fußpunkte der Widerstände der Hochpaß-RC-Glieder 29, 34 sind über die Leitung 46 mit einer Betriebsspannungs-Siebschaltung 47 verbunden und über diese mit Betriebs-Gleichspannung versorgt.
Sowohl die Hochpaß-RC-Glieder 29, 34, als auch die Parallel-RC-Gegenkopplungsglieder 41, 42, 43 mit Tiefpaßwirkung führen den Effekt herbei, daß die tieferfrequente Komponente des Subaudiofrequenz-Signals am Eingang 19 an den Ausgangsklemmen 16, 17 und 18 um 0°, 120° bzw. 240° phasenverschoben erscheinen, während die Phasenwinkel der höherfrequenten Komponente bzw. Komponenten von 0° aus zwischen 90° und 120°, genauer um wenig mehr als 90° bzw. zwischen 180° und 240° (plus ein ganzzahliges Vielfaches von 90°) betragen. Diese paarweise je Kanal nicht gleichen Phasenverschiebungen der Komponenten in den Signalen an den Ausgängen 16, 17 und 18 bewirken, daß wesentlich kompliziertere Modulations-Überschneidungen zustande kommen, als bei einer Modulation mit zwei Komponenten, deren Phasenbeziehungen sich starr periodisch wiederholen.
In Fig. 2 liegen an einem Ausgang des Tonfrequenzgenerators 51 über die drei Leitungen 52, 53, 54 die Laufzeitverzögerungs-Einrichtungen 55, 56, 57 gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, deren Schieberegister durch die Taktsignale der Taktschwinger 58, 59, 60 gemäß den Ausgangssignalen der spannungsabhängigen, d. h. durch eine Spannung frequenzmodulierbaren Subaudio-Oszillatoren 61, 62, 63 (z. B. 30 kHz, 55 kHz, 80 kHz) gesteuert werden. Die Ausgangssignale der Laufzeitverzögerung-Einrichtungen 55, 56, 57 sind über Mischer 64 mit Klangsfärbungsmitteln, Pegeleinstellung usw. zusammen mit dem Ausgangssignal einer weiteren, über die direkte Leitung 65 an einen weiteren Ausgang 66 des Tonfrequenzgenerators 51 angeschlossenen ähnlichen Baueinheit 67 an die Eingänge 68, 69 einer weiteren Mischstufe 70 und von dieser auf den Eingang 71, eines Leistungsverstärkers 72 gekoppelt, dessen Ausgangssignal die Vonwiedergabe-Einrichtung 73 beaufschlagt. Die Subaudiofrequenz-Oszillatoren 61, 62, 63 werden frequenzmoduliert durch die auf den drei Ausgängen 16, 17, 18 auf tretenden Signale der erfindungsgemäß vorgesehenen String-Chorus-Schaltung mit dem Umsetzer 15, an dessen Eingang der Ausgang 19 des Generators 1 + 2 für ein nicht sinusförmiges Subaudio-Signal mit mindestens zwei sinusförmigen vorzugsweise nichtharmonischen Komponenten angeschlossen ist.