Mikrowellen-Empfangseinrichtung

Abstract

 Die Erfindung betrifft eine Empfangseinrichtung für links- und rechtsdrehend zirkular polarisierte Mikrowellensignale. Dabei ist der zur Antenne gehörende Speisehohlleiter (H) als Bandpaßfilter (BP) ausgebildet und an den Speisehohlleiter ein die Umsetzerschaltung tragendes Mikrostreifenleitersubstrat (MS) angekoppelt. Weiterhin ist die Ankopplung (K1, K2, K3, K4) so gestaltet, daß sie die Funktion eines Polarisationswandlers übernimmt, oder es ist direkt in den Speisehohlleiter ein Polarisationswandler (T1, T2, A1, A1', A2, A2') integriert. Auf diese Weise ist eine sehr einfache, kompakt aufgebaute Empfangseinrichtung realisiert (Fig. 3a).

Beschreibung

[0001] Die vorliegende Erfindung betrifft eine Empfangseinrichtung für links- und rechtsdrehend zirkular polarsierte Mikrowellensignale, bestehend aus einer Empfangsantenne mit Speisesystem, einem Polarisationswandler, einer Polarisationsweiche und einer Schaltung für die Umsetzung der Mikrowellensignale beider Polarisationsrichtungen von der Hochfrequenz- in die Zwischenfrequenzebene.

[0002] Konventionelle Mikrowellen-Empfänger besitzen im allgemeinen einen derartigen Aufbau. üblicherweise sind dabei der Antenne der Polarisationswandler und die Polarisationsweiche, beide in Hohlleitertechnik ausgeführt, nachgeschaltet. An jedem der beiden den verschiedenen Polarisationsrichtungen zugeordneten Arme der Polarisationsweiche schließt sich ein Empfangszug mit einem Umsetzer an. Dem Umsetzer sind jeweils ein an die Polarisationsweiche angeschlossenes, als Hohlleiter realisiertes Bandpaßfilter und ein rauscharmer Vorverstärker vorgeschaltet. Hinter dem Umsetzer folgt schließlich noch ein Spiegelselektionsfilter und ein Zwischenfrequenzverstärker. Sind Vorverstärker, Umsetzer, Spiegelselektionsfilter und. Zwischenfrequenzverstärker als integrierte Mikrowellenschaltung ausgeführt, so sind übergänge von den Hohlleiter-Bandpaßfiltern auf Mikrostreifenleiter erforderlich.

[0003] Ein solcher konventioneller Mikrowellen-Empfänger ist für den Einsatz als TV-Satelliten-Heimempfangsanlage, die hier im Besonderen behandelt werden soll, nicht geeignet. Die oben beschriebene konventionelle Empfangseinrichtung weist eine viel zu aufwendige und daher zu teure Bauform auf. Außerdem ist sie nicht so konzipiert, daß sie möglichst geringe räumliche Abmessungen besitzt.

[0004] Der Erfindung liegt nämlich die Aufgabe zugrunde, eine Empfangseinrichtung für doppelt zirkular polarisierte Mikrowellensignale zu schaffen, die mit sehr einfachen Mitteln und in sehr komprimierter Form aufgebaut ist.

[0005] Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß ein Teil des zum Speisesystem der Empfangsantenne gehörenden Speisehohlleiters als für beide Polarisationsrichtungen wirkendes Bandpaßfilter ausgebildet ist, daß mit dem Ausgang des Speisehohlleiters ein die Umsetzerschaltung tragendes Mikrostreifenleitersubstrat verbunden ist, auf dem in den Speisehohlleiter hineinragende Mittel zur Ankopplung von Hohlleiterwellen beider Polarisationsrichtungen angeordnet sind, und daß entweder der Polarisationswandler direkt im Speisehohlleiter integriert ist, oder die Polarisationswandlung mit der Ankopplung der Hohlleiterwellen an die Mikrostreifenleiterschaltung erfolgt.

[0006] Zweckmäßige und vorteilhafte Ausführungen der erfindungsgemäßen Empfangseinrichtung gehen aus den Unteransprüchen hervor.

[0007] Durch die Integration einiger Schaltungseinheiten in den Speisehohlleiter der Antenne und,durch die gleichzeitig die Polarisationstrennung unter Umständen auch die Polarisationswandlung bewirkende Ankopplung der Mikrostreifenleiterschaltung an den Speisehohlleiter erhält man eine hoch integrierte Empfangseinrichtung. Dagegen verwendet die eingangs genannte konventionelle Empfangseinrichtung getrennte Bauteile für die Polarisationswandlung, die Polarisationstrennung und die Hohlleiter-Mikrostreifenleiter-übergänge, was zu einer großen Baulänge führt.

[0008] Anhand einiger in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele wird nun die Erfindung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 Das Blockschaltbild einer Empfangseinrichtung mit zwei Empfangszügen,

Fig. 2 das Blockschaltbild einer Empfangseinrichtung mit einem Empfangszug,

Fig. 3a einen Speisehohlleiter mit integriertem Erreger und Subreflektor einer Cassegrain-Empfangsantenne,

Fig. 3b einen Querschnitt A-A durch diesen Speisehohlleiter,

Fig. 4 eine an den Speisehohlleiter angekoppelte Mikrostreifenleiterschaltung und

Fig. 5 und 6 zwei weitere Ausführungen von Speisehohlleitern mit integriertem Erreger und Subreflektor.

[0009] Den prinzipiellen Aufbau einer TV-Satelliten-Heimempfangsanlage zeigt das Blockschaltbild der Fig. 1.

[0010] Als Empfangsantenne dient eine Cassegrain-Antenne mit Subreflektor SR und Hauptreflektor HR. Der Speisehohlleiter H dieser Antenne übernimmt die Funktion eines Hochpasses HP und eines Bandpasses BP für die Mikrowellensignale beider Polarisationsrichtungen. Unmittelbar an den Speisehohlleiter sind eine Polarisationsweiche OMT (Orthomode Transducer), ein Polarisationswandler POL und für jede Polarisationsrichtung ein Empfangszug angeschlossen. Jeder Empfangszug enthält einen HF-Vorverstärker HFV, ein Spiegelselektionsfilter F1, einen Umsetzer, bestehend aus einem Mischer RF/ZF und einem Oszillator OSZ, ein weiteres Spiegelselektionsfilter F2 und einen Zwischenfrequenzverstärker ZFV.

[0011] Die Empfangseinrichtung mit zwei Empfangszügen erlaubt den gleichzeitigen Empfang von beispielsweise TV-Programmen, die sowohl der rechtsdrehend als auch der linksdrehend zirkularen Polarisation zugeordnet sind.

[0012] Der Empfang von Programmen nur jeweils einer Polarisationsrichtung ist mit der in Fig. 2 dargestellten Empfangseinrichtung möglich, die daher mit nur einem Empfangszug auskommt. Diese Version kommt dann in Frage, wenn der Wunsch nach einer sehr preiswerten Empfangseinrichtung mit möglichst geringem Schaltungsaufwand besteht. Um diesen einen Empfangszug wechselweise auf Programme der rechtsdrehend bzw. linksdrehend zirkularen Polarisation schalten zu können, ist vor dem Empfangszug ein Polarisationsumschalter PS angeordnet. Alle anderen in Fig. 2 gezeigten Schaltungselemente entsprechen denen des Blockschaltbildes der Fig. 1.

[0013] Prinzipiell ist die in den Fig. 1 und 2 gewählte Reihenfolge von Hochpaßfilter HP, Bandpaßfilter BP, Polarisationsweiche OMT und Polarisationswandler POL nicht festgelegt. Eine Vertauschung dieser Schaltungselemente ist durchaus möglich.

[0014] Im folgenden soll nun der mit der Antenne beginnende bis zu den Klemmen 1 und 2, an die sich die Empfangszüge bzw. der Empfangszug anschließen, reichende Schaltungsteil detailliert beschrieben werden. Auf die Empfangszüge wird hier nicht näher eingegangen, da sie gemäß dem Stand der Technik aufgebaut sein können.

[0015] Die Fig. 3a zeigt in perpektivischer Darstellung den Speisehohlleiter H für die nach dem Cassegrain-Prinzip aufgebaute Empfangsantenne. Der Speisehohlleiter endet mit einem trichterartigen Erregerhorn E, in dem ein dielektrischer, kegelförmiger Einsatz D steckt. Wie bereits in der deutschen Patentanmeldung P 29 38 187 vorgeschlagen wurde, ist die Endfläche dieses Einsatzes metallisiert und wirkt somit als Subreflektor SR. Der dielektrische Einsatz D ist zur Impedanzanpassung mit zwei in den Speisehohlleiter H hineinragenden zylinderförmigen X/4-Transformationsgliedern T1 und T2 versehen. Das Transformationsglied T1 hat einen gegenüber dem Transformationsglied T2 reduzierten Querschnitt. Statt zweier oder auch mehrerer Transformationsglieder mit gestufter Querschnittsänderung kann auch ein Transformationsglied eingesetzt werden, das sich zum Hohlleiterinneren hin stetig verjüngt. Die beiden Transformationsglieder T1 und T2 erfüllen bei diesem Ausführungsbeispiel gleichzeitig die,Funktion eines Polarisationswandlers, der die empfangenen rechtsdrehend bzw. linksdrehend zirkular polarisierten Wellen in horizontal bzw. vertikal linear polarisierte Wellen umwandelt. Dazu besitzen die zylinderförmigen Transformationsglieder, wie der in Fig. 3b dargestellte Schnitt A-A quer durch den Speisehohlleiter zeigt, zwei einander gegenüberliegende, längg der Zylinderachse verlaufende Abflachungen A1 und A1' bzw. A2 und A2'. Die Abflachungen sind so angeordnet, daß deren Normalen mit der horizontalen Achse (x-Achse) bzw. der vertikalen Achse (y-Achse) des Speisehohlleiters einen Winkel von 45° einschließen. Durch die Abmessungen der Abflachungen läßt sich die Eigenelliptizität des Polarisationswandlers beeinflußen, deren über die Frequenz aufgetragener Verlauf möglichst flach sein soll. Im Hinblick darauf muß der dielektrische Füllungsgrad des Hohlleiters am Ort der Transformationsglieder so gewählt werden, daß ein optimaler Abstand der Betriebsfrequenz von der Grenzfrequenz des Hohlleiters entsteht. Bei zu kleinem oder zu großem Abstand würde sich eine deutliche Schräglage des Verlaufs der Eigenelliptizität einstellen und damit eine erhebliche Verschlechterung der Polarisationsentkopplung eintreten.

[0016] Die Transformationsglieder T1 und T2 können noch mit Verdickungen und/oder Eindrehungen, in den Fig. 3a und 3b nicht dargestellt, versehen werden, um Eigenreflexionen zu vermindern.

[0017] Sollte die Polarisationswandlung an einer anderen Stelle in der Empfangseinrichtung erfolgen, ist die spezielle Ausbildung der Transformationsglieder nicht erforderlich.

[0018] Der Teil des Speisehohlleiters, in den die Transformationsglieder des dielektrischen Einsatzes hineinragen, ist so dimensioniert, daß er die Eigenschaften eines Hochpaßfilters besitzt. Dieses Hochpaßhohlleiterstück HP hat einerseits eine Grenzfrequenz, die eine ausreichend hohe Sperrdämpfung für das Oszillatorsignal (z.B. 10,8 GHz) gewährleistet. Der Abstand der Grenzfrequenz (z.B. 11,0 GHz) zu den Nutzsignalfrequenzen darf andererseits aber nicht zu gering sein, da sonst für die Nutzsignale eine zu hohe Dämpfung entsteht und die elektrischen Parameter, wie beispielsweise die Kreuzpolarisationsentkopplung, zu stark von den mechanischen Toleranzen des Hohlleiters abhängig werden.

[0019] An das Hochpaßhohlleiterstück HP schließt sich ein weiterer Teil des Speisehohlleiters an, der als Bandpaßfilter BP ausgeführt ist. Es handelt sich hier beispielsweise um ein dreikreisiges Bandpaßfilter, das in der horizontalen (x) und vertikalen (y) Schwingungsrichtung identische übertragungseigenschaften aufweist. Dazu besitzen die vier in den Hohlleiter eingebrachten Blenden B1 bis B4, welche den Hohlleiter in drei Resonatoren R1, R2 und R3 aufteilen, kreisrunde Koppelöffnungen. Zum Erzeugen spezieller Frequenzgänge der Kopplung zwischen dem Hochpaßfilter HP und dem ersten Resonator R1 oder den Resonatoren untereinander können die erste Blende B1 oder auch die übrigen Blenden B2, B3, B4 mit einer kreuzschlitzförmigen Koppelöffnung versehen werden.

[0020] Der Speisehohlleiter H ist mit einem Substrat MS abgeschlossen, das die Mikrostreifenleiterschaltung des bzw. der Empfangszüge trägt; und zwar ist der Speisehohlleiter senkrecht auf der Massefläche des Substrats stehend auf dieser aufgelötet. Zur Ankopplung der Hohlleiterwellen an die Mikrostreifenleiter sind vier Koppelstifte K1 bis K4 auf dem Substrat MS angeordnet, die in den Speisehohlleiter hineinragen. Zwei dieser Koppelstifte sind auf der horizontalen Achse .(x-Achse) und die anderen zwei auf der vertikalen Achse (y-Achse) des Hohlleiters angeordnet. Die in achsiale Richtung in den Hohlleiter hineinragenden Koppelstifte besitzen jeweils ein radial zur Wellenausbreitungsrichtung abgewinkeltes Ende S1, S2, S3 bzw. S4. über dieses angewinkelte Ende hinaus hat jeder Koppelstift noch einen als Blindleitung wirkenden Fortsatz BL1, BL2, BL3 bzw. BL4, der in achsialer Richtung in das Innere des Speisehohlleiters weist. Diese Blindleitungen BL1 bis BL4 dienen der breitbandigen Anpassung der Wellentypwandlung.

[0021] Die Baulänge des in der Fig. 3a gezeigten dreikreisigen Bandpaßfilters kann weiter dadurch verkürzt werden, daß die vierte Blende B4 entfällt, und der Resonator R3 einerseits von der Blende B3 und andererseits von der Massefläche des Substrats MS begrenzt wird, wodurch der Hohlleiterraum für die Wellenankopplung gleichzeitig die Funktion des dritten Resonators R3 übernimmt.

[0022] In der Fig. 4 ist die der Masseseite gegenüberliegende Seite des Substrats MS dargestellt. Dort sind mit P1, P2, P3 und ^p4 die Fußpunkte der durch das Substrat ragenden Koppelstifte K1, K2, K3 und K4 bezeichnet. Die Signale an den zwei jeweils auf einer Achse - der vertikalen bzw. horizontalen - liegenden Fußpunkte P1 und P2 bzw. P3 und P4 weisen eine Phasendifferenz von 180° untereinander auf. Diese Phasendifferenz muß bei der Zusammenführung der an den Fußpunkten anliegenden Signale wieder korrigiert werden. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel geschieht das, wie in Fig. 4 angedeutet, mittels unterschiedlicher Leitungslängen der von den Fußpunkten ausgehenden Mikrostreifenleiter L1, L2, L3 und L4. Die Phasenkorrektur kann aber z.B. auch in bekannter Weise mit 180°-Ringhybriden vorgenommen werden. Die von den Mikrostreifenleitern abzweigenden Stichleiter SL1, SL2, SL3 und SL4 dienen der Kompensation von Fehlanpassungen.

[0023] Nachdem die angekoppelten Energieteile der horizontal polarisierten Hohlleiterwelle und die der vertikal polarisierten Hohlleiterwelle über die Mikrostreifenleiter L1 und L2 bzw. L3 und L4 phasenrichtig zusammengeführt worden sind, wird die Summenenergie aus dem horizontal polarisierten Feld dem einen Eingang und die Summenenergie aus dem vertikal polarisierten Feld dem anderen Eingang eines 90°-Ringhybrids zugeführt. An den beiden Ausgängen des 90°-Ringhybrids oder 3dB-Kopplers liegen dann getrennt voneinander die Informationen aus dem rechtsdrehend zirkular polarisierten und dem linksdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal an, sofern im Speisehohlleiter kein eigener Polarisationswandler vorgesehen ist. Ist dieser vorhanden, so kann auf das 90°-Hybrid verzichtet werden und die gegensinnig polarisierten Empfangssignale sind nach der phasenrichtigen Zusammenführung der Leiter L1, L2 sowie L3, L4 verfügbar.

[0024] Es ist auch möglich, einen Fußpunkt auf der horizontalen Achse mit einem Fußpunkt auf der vertikalen Achse (z.B. 1 mit 3 und 2 mit 4) über Mikrostreifenleiter zu verknüpfen. Hier muß bei der Zusammenführung der Mikrostreifenleiter eine Phasendifferenz von 90° zwischen den Leitungswellen ausgeglichen werden, was mittels 90°-Ringhybride oder 3dB-Koppler geschehen kann. Schließlich erzeugt aus den so zusammengeführten Energieteilen ein 180°-Ringhybrid an seinen Ausgängen eindeutige Informationen aus dem rechtsdrehend bzw. linksdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal. Dies gilt wieder für den Fall, daß im Speisehohlleiter kein eigener Polarisationswandler vorhanden ist.

[0025] Sofern, wie im Zusammenhang mit den Fig. 1 und 2 erwähnt, nicht zwei sondern nur ein Empfangszug vorgesehen ist, ist einem Eingang des 90°-Ringhybrids RH oder 3dB-Koppler ein 180°-Phasenumschalter PS vorangesetzt (vgl. Fig. 4). Er ermöglicht es je nach Schaltzustand (0° oder 180°), daß entweder die Information aus dem rechtsdrehend zirkular polarisierten Eingangssignal oder die Information aus dem linksdrehend zirkular polarisierten Eingangssignal an einem Ausgang des Ringhybrids anliegt. Der zweite überflüssige Ausgang des Ringhybrids kann mit einem Absorber abgeschlossen werden. Der 180°-Phasenumschalter PS hat beispielsweise die Gestalt eines vormagnetisierten Ferritkörpers, der entweder über dem zum Ringhybrid führenden Mikrostreifenleiter angeordnet ist oder auf einer von der Masseleitung freigeätzten Stelle auf der Rückseite des Substrats befestigt ist. Hierbei kann der Ferritkörper mit Ausnahme der Trennfläche zum Substrat metallisiert sein, was ein einfaches Auflöten auf das Substrat ermöglicht. Die Magnetisierung des Ferritkörpers ist mittels einer von einem Stromimpuls durchflossenen Magnetisierungsspule mit einer oder mehreren Windungen umschaltbar. Der 180°-Phasenumschalter ist auch durch einen Schaltzirkulator oder einen 3dB-Richtkoppler mit PIN-Dioden realisierbar.

[0026] Die Fig. 5 zeigt eine andere Form des Erregers, mit der sich die Kreuzpolarisationseigenschaften der Antenne verbessern lassen. Der in der Fig. 3a dargestellte Erreger E in Gestalt eines glattwandigen Trichters wird hier durch einen Rillenerreger (corrugated horn) ersetzt, dessen vorteilhafte Eigenschaften bezüglich der Kreuzpolarisation ausgenutzt werden sollen; und zwar ist der Rillenerreger in dem dielektrischen Einsatz D, dessen Endfläche, wie weiter oben beschrieben, als Subreflektor SR ausgebildet ist, integriert. Die Rillenstruktur R ist auf dem aus dem Hochpaßhohlleiterstück HP herausragenden Anfangsbereich des dielektrischen Einsatzes D aufgebracht. Auf rationelle Weise läßt sich diese Rillenstruktur gemeinsam mit dem dielektrischen Einsatz im Spritzgußverfahren herstellen. Es ist zweckmäßig, die Rillenstruktur R senkrecht zur Achse des Einsatzes D anzuordnen und darüberhinaus die Rillen trapezförmig zu gestalten, damit sich das Werkstück leichter von der Spritzgußform trennen läßt. Der mit der Rillenstruktur R versehene Bereich und ein in dem Hochpaßhohlleiterstück HP steckender Teil TM des dielektrischen Einsatzes ist mit einer Metallschicht überzogen, die in der Fig. 5 durch eine Punktierung kenntlich gemacht ist. Der dielektrische Einsatz D kann durch Kleben des metallisierten Teils TM, der zylindrisch oder leicht konisch ausgebildet ist, im Hochpaßhohlleiterstück befestigt werden. Dabei ist keine elektrische Kontaktierung zwischen dem Hohlleiter und der Metallisierung erforderlich, sofern die Klebeschicht hinreichend dünn ist. Der dielektrische Einsatz D besitzt wiederum zwei Transformationsglieder T1 und T2, die hier aber nicht zum Zweck der Polarisationswandlung ausgestaltet sind. Der Einsatz D kann auch einen kegelförmigen Hohlraum aufweisen, der mit einer als Subreflektor dienenden Halbschale abgeschlossen ist.

[0027] Mit dieser Ausführungsform des Erregers ist es möglich, die elektrisch hochwirksame Rillenstruktur äußerst preiswert herzustellen.

[0028] Eine weitere Erregerform zeigt die Fig. 6. Sie ist entstanden aus der Kombination eines klassischen Stielstrahlers mit einer dielektrischen Halterung des Subreflektors SR. Der Stielstrahler besteht aus einem in dem Hochpaßhohlleiterstück HP steckenden, auch mit Transformationsgliedern T1 und T2 versehenen, dielektrischen Einsatz DS, der sich zum Subreflektor SR hin verjüngt. Auf das Hochpaßhohlleiterstück ist eine stabile dielektrische Hülle DH gesetzt, welche die metallisierte Subreflektorschale SR trägt. Der Innenraum dieser Hülle DH kann mit einem leichten Schaumstoff SCH mit niedriger Dielektrizitätskonstante ausgefüllt sein. Mit diesem Erreger erreicht man sehr gute Kreuzpolarisationseigenschaften, sofern ein ausreichend großer Unterschied zwischen den Dielektrizitätskonstanten des dielektrischen Einsatzes DS und des Schaumstoffs SCH besteht.

[0029] Die oben beschriebene Integration von Speisehohlleiter, Erreger und Subreflektor führt zu einer sehr kompakten Bauweise des Erregersystems.

[0030] Da es das Ziel ist, die Kosten für die oben beschriebene Empfangseinrichtung möglichst gering zu halten, soll zum Schluß auf einfache und schnell durchführbare Methoden des elektrischen Abgleichs eingegangen werden, der ansonsten einen großen Teil der Herstellungskosten in Anspruch nimmt. Einerseits soll die Empfangseinrichtung hohe elektrische Qualitäten besitzen, andererseits sollte aber auf den Einsatz von Abstimmschrauben verzichtet werden. Um diese Forderung zu erfüllen, werden die besonders toleranzempfindlichen Komponenten, wie z.B. Hochpaßfilter und Bandpaßfilter, mit Abgleichmarken versehen, an denen beispielsweise mit einer rechnergesteuerten Vorrichtung die Hohlleiterwandung eingedrückt wird. Beim Hochpaßhohlleiterstück HP lassen sich hiermit Korrekturen der Eigenelliptizität herbeiführen, wobei, wie aus der Fig. 3b hervorgeht, die Abgleichmarken M je nach Ursache der Elliptizität, paarweise gegenüberliegend, unter geeignetem Winkel zur x- oder y-Achse angebracht sind. Bei störenden und damit durch Abgleich zu beseitigenden Verkopplungen der Schwingungsebenen sind sie unter 45° oder 135° anzubringen. Die Erzeugung der Abgleichmarken M kann durch eine vorgefertigte Schwächung der Hohlleiterwandung an den vorbestimmten Stellen erleichtert werden.

Ansprüche

1. Empfangseinrichtung für links- und rechtsdrehend zirkular polarisierte Mikrowellensignale, bestehend aus einer Empfangsantenne mit Speisesystem, einem Polarisationswandler, einer Polarisationsweiche und einer Schaltung für die Umsetzung der Mikrowellensignale beider Polarisationsrichtungen von der Hochfrequenz- in die Zwischenfrequenzebene, dadurch gekennzeichnet, daß ein Teil des zum Speisesystem der Empfangsantenne gehörenden Speisehohlleiters (H) als für beide Polarisationsrichtungen wirkendes Bandpaßfilter (BP) ausgebildet ist, daß mit dem Ausgang des Speisehohlleiters ein die Umsetzerschaltung tragendes Mikrostreifenleitersubstrat (MS) verbunden ist, auf dem in den Speisehohlleiter hineinragende Mittel (K1, K2, K3, K4) zur Ankopplung von Hohlleiterwellen beider Polarisationsrichtungen angeordnet sind, und daß entweder der Polarisationswandler direkt im Speisehohlleiter integriert ist, oder die Polarisationswandlung mit der Ankopplung der Hohlleiterwellen an die Mikrostreifenleiterschaltung erfolgt.

₂. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Teil des Speisehohlleiters (HP) als Hochpaß wirkt, dessen Grenzfrequenz so gewählt ist, daß eine ausreichend hohe Sperrdämpfung für das Oszillatorsignal des Umsetzers besteht.

3. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Bandpaßfilter durch mehrere im Speisehohlleiter (H) angeordnete Koppelblenden (B1, B2, B3, B4) mit kreis- oder kreuzschlitzförmigen Koppelöffnungen realisiert ist.

4. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Speisehohlleiter (H) senkrecht auf der Massefläche des Mikrostreifenleitersubstrats (MS) steht und mit dieser kontaktiert ist, daß durch das Mikrostreifenleitersubstrat in den Speisehohlleiter hinein Koppelstifte (K1, K2, K3, K4) ragen, deren Fußpunkte (P1, P2, P3, P4) mit Mikrostreifenleitern (L1, L2, L3, L4) auf der der Massefläche gegenüberliegenden Seite des Substrats (MS) verbunden sind, und daß die von den Fußpunkten der Koppelstifte ausgehenden Mikrostreifenleiter an einem Ringhybrid (RH) so zusammengeführt sind, daß an jeden der beiden Ausgänge ein Signal anliegt mit der Information aus dem rechts- bzw. linksdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal.

5. Empfangseinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Koppelstifte (K1, K2) auf einer horizontalen und zwei Koppelstifte (K3, K4) auf einer vertikalen Achse angeordnet sind, daß die Koppelstifte radial zur Wellenausbreitungsrichtung im Speisehohlleiter abgeknickt sind und daß sie als Blindleitungen wirkende, in das Hohlleiterinnere hineingerichtete Fortsätze (BL1, BL2, BL3, BL4) aufweisen.

6. Empfangseinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß, sofern nur ein Umsetzer für die Empfangssignale beider Polarisationsrichtungen vorgesehen ist, einem Eingang des Ringhybrids (RH) ein 180^0-Phasenumschalter (PS) vorgeschaltet ist, der bewirkt, daß an einem Ausgang des Ringhybrids je nach Schaltzustand des 180°-Phasenumschalters entweder das Signal mit der Information aus dem rechtsdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal oder mit der Information aus dem linksdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal anliegt.

7. Empfangseinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der 180°-Phasenumschalter (PS) ein mittels PIN-Dioden schaltbarer 3dB-Richtkoppler oder Zirkulator ist.

8. Empfangseinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der 180°-Phasenumschalter (PS) durch einen über oder unter dem an einem Eingang des Ringhybrids führenden Mikrostreifenleiter angeordneten Ferritkörper realisiert ist, dessen Magnetisierung durch einen eine Magnetisierungsspule durchfließenden Stromimpuls umkehrbar ist.

9. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die mittels der Koppelstifte (K1, K2, K3, K4) angekoppelten Wellen phasenmäßig so miteinander verknüpft sind, daß dadurch die Umwandlung der zirkularen in die lineare Polarisation erfolgt.

10. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sich in dem Speisehohlleiter (H) ein dielektrischer Einsatz (D) befindet, der so geformt ist, daß das zirkular polarisierte Empfangssignal in ein linear polarisiertes Signal umgewandelt wird.

11. Empfangseinrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der dielektrische Einsatz (D) ein in den antennenseitigen Eingang des Speisehohlleiters (H) eingefügter zylinderförmiger Kern (T1, T2) ist, der an seiner Mantelfläche zwei einander gegenüberliegende längs verlaufende Abflachungen (A1, A1' und A2, A2') besitzt, deren Normalen mit der horizontalen (x-Achse) bzw. der vertikalen Achse (y-Achse) des Speisehohlleiters einen Winkel von 45° einschließen.

12. Empfangseinrichtung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß der zylinderförmige, dielektrische Kern (T1, T2) in Richtung des Hohlleiterinneren eine kontinuierliche oder gestufte Querschnittsverjüngung aufweist.

13. Empfangseinrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der dielektrische Kern (D) sich außerhalb des Speisehohlleiters (H) fortsetzt, wobei er sich trichterförmig erweitert, und daß die Endfläche des dielektrischen Kerns als Subreflektor (SR) ausgebildet ist.

14. Empfangseinrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der aus dem Speisehohlleiter (H) herausragende trichterförmige Teil des dielektrischen Kerns (D) auf seiner Außenseite eine metallisierte Rillenstruktur (R) trägt.

15. Empfangseinrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der dielektrische Kern als Stielstrahler (DS) aus dem Speisehohlleiter herausragt.

16. Empfangseinrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß auf das Ende des Speisehohlleiters eine den Stielstrahler (DS) umgebende, sich zum Subreflektor (SR) hin aufweitende, dielektrische, stabile Hülle (DH) aufgesetzt ist, die mit einer als Subreflektor dienenden Schale abgeschlossen ist.

17. Empfangseinrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die dielektrische Hülle (DH) mit einem Schaumstoff (SCH) ausgefüllt ist, dessen Dielektrizitätskonstante erheblich kleiner ist als die des dielektrischen Kerns (DS).

18. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Speisehohlleiter (H) mit Abgleichmarken (M) versehen sind, die aus einer mechanischen Deformation der Hohlleiterwand gebildet werden und zur elektrischen Abstimmung der Filterparameter und der Kreuzpolarisation des Empfangssystems dienen.

Zeichnung