Die vorliegende Erfindung betrifft eine Empfangseinrichtung für links- und rechtsdrehend zirkular polarisierte Mikrowellensignale, bestehend aus einer Empfangsantenne mit Speisesystem, einem Polarisationswandler, einer Polarisationsweiche und einer Schaltung für die Umsetzung der Mikrowellensignale beider Polarisationsrichtungen von der Hochfrequenz- in die Zwischenfrequenzebene, wobei ein Teil des zum Speisesystem der Empfangsantenne gehörenden Speisehohlleiters als für beide Polarisationsrichtungen wirkendes Bandpaßfilter ausgebildet ist und in das antennenseitige Ende des Speisehohlleiters ein dielektrischer Einsatz eingefügt ist.
Eine derartige Empfangseinrichtung ist aus der US-A-3001 193 bekannt. Bei dieser Empfangseinrichtung sind die Vorrichtungen für die Polarisationswandlung, für die Polarisationstrennung und für die Ankopplung der Empfangssignale an die Empfängerschaltungen in Hohlleitertechnik ausgeführt. Daraus resultiert eine aufwendige und sehr großräumige Anordnung.
Sowohl der US-A-3 216 017 als auch der FR-A-1 562 149 liegt ein Stielstrahler zugrunde, bestehend aus einem in den Speisehohlleiter der Antenne eingesetzten dielektrischen Stab. Der in dem Speisehohlleiter steckende Teil des dielektrischen Stabes ist mit Abflachungen versehen, welche eine Polarisationswandlung der Empfangssignale bewirken.
Aus der DE-A-2 329 555 ist es bekannt, daß der Speisehohlleiter einer Antenne durch entsprechende Dimensionierung als Hochpaßfilter ausgebildet werden kann, um z. B. die Oszillatorfrequenz eines an den Speisehohlleiter angekoppelten Frequenzumsetzers abzublocken.
Aus der US-A-3 778 717 geht eine Sendeeinrichtung hervor, bei der ein Hohlleiter mit einem eine Oszillatorschaltung tragenden Mikrostreifenleitersubstrat gekoppelt ist, indem der Hohlleiter senkrecht auf dem Substrat stehend mit diesem verbunden ist.
Der US-A-3 611 396 liegt ein mit einer Rillenstruktur versehenes, aus einem dielektrischen Material geformtes Antennenhorn hervor, das an seiner Mantelfläche metallisiert ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Empfangseinrichtung für doppelt zirkular polarisierte Mikrowellensignale zu schaffen, die mit sehr einfachen Mitteln und in sehr kompakter Form aufgebaut ist, damit sie insbesondere ideale Voraussetzungen für den Einsatz als TV-Satelliten-Heimempfangsanlage bietet.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Zweckmäßige und vorteilhafte Ausführungen der erfindungsgemäßen Empfangseinrichtung gehen aus den Unteransprüchen hervor.
Durch die Integration einiger Schaltungseinheiten in den Speisehohlleiter der Antenne und durch die gleichzeitig die Polarisationstrennung unter Umständen auch die Polarisationswandlung bewirkende Ankopplung der Mikrostreifenleiterschaltung an den Speisehohlleiter erhält man eine hoch integrierte Empfangseinrichtung. Dagegen verwendet die eingangs genannte konventionelle Empfangseinrichtung getrennte Bauteile für die Polarisationswandlung, die Polarisationstrennung und die Hohlleiter-Mikrostreifenleiter-Übergänge, was zu einer großen Baulänge führt.
Anhand einiger in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele wird nun die Erfindung näher erläutert. Es zeigt
Den prinzipiellen Aufbau einer TV-Satelliten-Heimempfangsanlage zeigt das Blockschaltbild der Fig. 1.
Als Empfangsantenne dient eine Cassegrain-Antenne mit Subreflektor SR und Hauptreflektor HR. Der Speisehohlleiter H dieser Antenne übernimmt die Funktion eines Hochpasses HP und eines Bandpasses BP für die Mikrowellensignale beider Polarisationsrichtungen. Unmittelbar an den Speisehohlleiter sind eine Polarisationsweiche OMT (Orthomode Transducer), ein Polarisationswandler POL und für jede Polarisationsrichtung ein Empfangszug angeschlossen. Jeder Empfangszug enthält einen HF-Vorverstärker HFV, ein Spiegelselektionsfilter F 1, einen Umsetzer, bestehend aus einem Mischer RF/ZF und einem Oszillator OSZ, ein weiteres Spiegelselektionsfilter F 2 und einen Zwischenfrequenzverstärker ZFV.
Die Empfangseinrichtung mit zwei Empfangszügen erlaubt den gleichzeitigen Empfang von beispielsweise TV-Programmen, die sowohl der rechtsdrehend als auch der linksdrehend zirkularen Polarisation zugeordnet sind.
Der Empfang von Programmen nur jeweils einer Polarisationsrichtung ist mit der in F i g. 2 dargestellten Empfangseinrichtung möglich, die daher mit nur einem Empfangszug auskommt. Diese Version kommt dann in Frage, wenn der Wunsch nach einer sehr preiswerten Empfangseinrichtung mit möglichst geringem Schaltungsaufwand besteht. Um diesen einen Empfangszug wechselweise auf Programme der rechtsdrehend bzw. linksdrehend zirkularen Polarisation schalten zu können, ist vor dem Empfangszug ein Polarisationsumschalter PS angeordnet. Alle anderen in Fig. 2 gezeigten Schaltungselemente entsprechen denen des Blockschaltbildes der Fig. 1.
Prinzipiell ist die in den Fig. 1 und 2 gewählte Reihenfolge von Hochpaßfilter HP, Bandpaßfilter BP, Polarisationsweiche OMT und Polarisationswandler POL nicht festgelegt. Eine Vertauschung dieser Schaltungselemente ist durchaus möglich.
Im folgenden soll nun der mit der Antenne beginnende bis zu den Klemmen 1 und 2, an die sich die Empfangszüge bzw. der Empfangszug anschließen, reichende Schaltungsteil detailliert beschrieben werden. Auf die Empfangszüge wird hier nicht näher eingegangen, da sie gemäß dem Stand der Technik aufgebaut sein können.
Die Fig. 3a zeigt in perspektivischer Darstellung den Speisehohlleiter H für die nach dem Cassegrain-Prinzip aufgebaute Empfangsantenne. Der Speisehohlleiter endet mit einem trichterartigen Erregerhorn E, in dem ein dielektrischer, kegelförmiger Einsatz D steckt. Wie bereits in der deutschen Patentanmeldung DE-A-2 938 187 vorgeschlagen wurde, ist die Endfläche dieses Einsatzes metallisiert und wirkt somit als Subreflektor SR. Der dielektrische Einsatz D ist zur Impedanzanpassung mit zwei in den Speisehohlleiter H hineinragenden zylinderförmigen J.j 4-Transformationsgliedern T 1 und T 2 versehen. Das Transformationsglied T 2 hat einen gegenüber dem Transformationsglied T 1 reduzierten Querschnitt. Statt zweier oder auch mehrerer Transformationsglieder mit gestufter Querschnittsänderung kann auch ein Transformationsglied eingesetzt werden, das sich zum Hohlleiterinneren hin stetig verjüngt. Die beiden Transformationsglieder T 1 und T erfüllen gleichzeitig die Funktion eines Polarisationswandlers, der die empfangenen rechtsdrehend bzw. linksdrehend zirkular polarisierten Wellen in horizontal bzw. vertikal linear polarisierte Wellen umwandelt. Dazu besitzen die zylinderförmigen Transformationsglieder, wie der in F i g. 3b dargestellte Schnitt A-A quer durch den Speisehohlleiter zeigt, zwei einander gegenüberliegende, längs der Zylinderachse verlaufende Abflachungen A 1 und A 1' bzw. A 2 und A 2'. Die Abflachungen sind so angeordnet, daß deren Normalen mit der horizontalen Achse (x-Achse) bzw. der vertikalen Achse (y-Achse) des Speisehdhlleiters einen Winkel von 45° einschließen. Durch die Abmessungen der Abflachungen läßt sich die Eigenelliptizität des Polarisationswandlers beeinflußen, deren über die Frequenz aufgetragener Verlauf möglichst flach sein soll. Im Hinblick darauf muß der dielektrische Füllungsgrad des Hohlleiters am Ort der Transformationsglieder so gewählt werden, daß ein optimaler Abstand der Betriebsfrequenz von der Grenzfrequenz des Hohlleiters entsteht. Bei zu kleinem oder zu großem Abstand würde sich eine deutliche Schräglage des Verlaufs der Eigenelliptizität einstellen und damit eine erhebliche Verschlechterung der Polarisationsentkopplung eintreten.
Die Transformationsglieder T 1 und T 2 können noch mit Verdickungen und/oder Eindrehungen, in den Fig. 3a und 3b nicht dargestellt, versehen werden, um Eigenreflexionen zu vermindern.
Sollte die Polarisationswandlung an einer anderen Stelle in der Empfangseinrichtung erfolgen, ist die spezielle Ausbildung der Transformationsglieder nicht erforderlich.
Der Teil des Speisehohlleiters, in den die Transformationsglieder des dielektrischen Einsatzes hineinragen, ist so dimensioniert, daß er die Eigenschaften eines Hochpaßfilters besitzt. Dieses Hochpaßhohlleiterstück HP hat einerseits eine Grenzfrequenz, die eine ausreichend hohe Sperrdämpfung für das Oszillatorsignal (z. B 10,8 GHz) gewährleistet. Der Abstand der Grenzfrequenz (z. B. 11,0 GHz) zu den Nutzsignalfrequenzen darf andererseits aber nicht zu gering sein, da sonst für die Nutzsignale eine zu hohe Dämpfung entsteht und die elektrischen Parameter, wie beispielsweise die Kreuzpolarisatonsentkopplung, zu stark von den mechanischen Toleranzen des Hohlleiters abhängig werden.
An das Hochpaßhohlleiterstück HP schließt sich ein weiterer Teil des Speisehohlleiters an, der als Bandpaßfilter BP ausgeführt ist. Es handelt sich hier beispielsweise um ein dreikreisiges Bandpaßfilter, das in der horizontalen (x) und vertikalen (y) Schwingungsrichtung identische Übertragungseigenschaften aufweist. Dazu besitzen die vier in den Hohlleiter eingebrachten Blenden B 1 bis B 4, welche den Hohlleiter in drei Resonatoren R 1, R 2 und R 3 aufteilen, kreisrunde Koppelöffnungen. Zum Erzeugen spezieller Frequenzgänge der Kopplung zwischen dem Hochpaßfilter HP und dem ersten Resonator R 1 oder den Resonatoren untereinander können die erste Blende B 1 oder auch die übrigen Blenden B 2, B 3, B 4 mit einer kreuzschlitzförmigen Koppelöffnung versehen werden.
Der Speisehohlleiter H ist mit einem Substrat MS abgeschlossen, das die Mikrostreifenleiterschaltung des bzw. der Empfangszüge trägt; und zwar ist der Speisehohlleiter senkrecht auf der Massefläche des Substrats stehend auf dieser aufgelötet. Zur Ankopplung der Hohlleiterwellen an die Mikrostreifenleiter sind vier Koppelstifte K 1 bis K 4 auf dem Substrat MS angeordnet, die in den Speisehohlleiter hineinragen. Zwei dieser Koppelstifte sind auf der horizontalen Achse (x-Achse) und die anderen zwei auf der vertikalen Achse (y-Achse) des Hohlleiters angeordnet. Die in achsiale Richtung in den Hohlleiter hineinragenden Koppelstifte besitzen jeweils ein radial zur Wellenausbreitungsrichtung abgewinkeltes Ende S 1, S 2, S 3 bzw. S 4. Über dieses angewinkelte Ende hinaus hat jeder Koppelstift noch einen als Blindleitung wirkenden Fortsatz BL 1 BL 2, BL 3 bzw. BL 4, der in achsialer Richtung in das Innere des Speisehohlleiters weist. Diese Blindleitungen BL 1 bis BL 4 dienen der breitbandigen Anpassung der Wellentypwandlung.
Die Baulänge des in der Fig. 3a gezeigten dreikreisigen Bandpaßfilters kann weiter dadurch verkürzt werden, daß die vierte Blende B 4 entfällt, und der Resonator R 3 einerseits von der Blende B 3 und andererseits von der Massefläche des Substrats MS begrenzt wird, wodurch der Hohlleiterraum für die Wellenankopplung gleichzeitig die Funktion des dritten Resonators R 3 übernimmt.
In der Fig. 4 ist die der Masseseite gegenüberliegende Seite des Substrats MS dargestellt. Dort sind mit P 1, P 2, P 3 und P 4 die Fußpunkte der durch das Substrat ragenden Koppelstifte K 1, K 2, K 3 und K 4 bezeichnet. Die Signale an den zwei jeweils auf einer Achse - der vertikalen (y) bzw. horizontalen (x) - liegenden Fußpunkte P 3 und P 4 bzw. P 1 und P 2 weisen eine Phasendifferenz von 180° untereinander auf. Diese Phasendifferenz muß bei der Zusammenführung der an den Fußpunkten anliegenden Signale wieder korrigiert werden. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel geschieht das, wie in Fig. 4 angedeutet, mittels unterschiedlicher Leitungslängen der von den Fußpunkten ausgehenden Mikrostreifenleiter L 1, L 2, L 3 und L 4. Die Phasenkorrektur kann aber z. B. auch in bekannter Weise mit 180°-Ringhybriden vorgenommen werden. Die von den Mikrostreifenleitern abzweigenden Stichleiter SL 1, SL 2, SL 3 und SL 4 dienen der Kompensation von Fehlanpassungen.
Nachdem die angekoppelten Energieteile der horizontal polarisierten Hohlleiterwelle und die der vertikal polarisierten Hohlleiterwelle über die Mikrostreifenleiter L 1 und L 2 bzw. L 3 und L 4 phasenrichtig zusammengeführt worden sind, wird die Summenenergie aus dem horizontal polarisierten Feld dem einen Eingang und die Summenenergie aus dem vertikal polarisierten Feld dem anderen Eingang eines 90°-Ringhybrids RH zugeführt. An den beiden Ausgängen des 90°-Ringhybrids RH oder 3dB-Kopplers liegen dann getrennt voneinander die Informationen aus dem rechtsdrehend zirkular polarisierten und dem linksdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal an, sofern im Speisehohlleiter kein eigener Polarisationswandler vorgesehen wäre. Da dieser vorhanden ist, so könnte auf das 90°-Hybrid RH verzichtet werden und die gegensinnig polarisierten Empfangssignale wären nach der phasenrichtigen Zusammenführung der Leiter L 1, L 2 sowie L 3, L 4 verfügbar.
Sofern, wie im Zusammenhang mit den Fig. 1 und 2 erwähnt, nicht zwei sondern nur ein Empfangszug vorgesehen ist, ist einem Eingang des 90°-Ringhybrids RH oder 3dB-Koppler ein 180°-Phasenumschalter PS vorangesetzt (vgl. Fig.4). Er ermöglicht es je nach Schaltzustand (0° oder 180°), daß entweder die Information aus dem rechtsdrehend zirkular polarisierten Eingangssignal oder die Information aus dem linksdrehend zirkular polarisierten Eingangssignal an einem Ausgang des Ringhybrids anliegt. Der zweite überflüssige Ausgang des Ringhybrids kann mit einem Absorber abgeschlossen werden. Der 180°-Phasenumschalter PS hat beispielsweise die Gestalt eines vormagnetisierten Ferritkörpers, der entweder über dem zum Ringhybrid führenden Mikrostreifenleiter angeordnet ist oder auf einer von der Masseleitung freigeätzten Stelle auf der Rückseite des Substrats befestigt ist. Hierbei kann der Ferritkörper mit Ausnahme der Trennfläche zum Substrat metallisiert sein, was ein einfaches Auflöten auf das Substrat ermöglicht. Die Magnetisierung des Ferritkörpers ist mittels einer von einem Stromimpuls durchflossenen Magnetisierungsspule mit einer oder mehreren Windungen umschaltbar. Der 180°-Phasenumschalter ist auch durch einen Schaltzirkulator oder einen 3dB-Richtkoppler mit PIN-Dioden realisierbar.
Die Fig. 5 zeigt eine andere Form des Erregers, mit der sich die Kreuzpolarisationseigenschaften der Antenne verbessern lassen. Der in der Fig. 3a dargestellte Erreger E in Gestalt eines glattwandigen Trichters wird hier durch einen Rillenerreger (corrugated horn) ersetzt, dessen vorteilhafte Eigenschaften bezüglich der Kreuzpolarisation ausgenutzt werden sollten; und zwar ist der Rillenerreger in dem dielektrischen Einsatz D, dessen Endfläche, wie weiter oben beschrieben, als Subreflektor SR ausgebildet ist, integriert. Die Rillenstruktur R ist auf dem aus dem Hochpaßhohlleiterstück HP herausragenden Anfangsbereich des dielektrischen Einsatzes D aufgebracht. Auf rationelle Weise läßt sich diese Ril: lenstruktur gemeinsam mit dem dielektrischen Einsatz im Spritzgußverfahren herstellen. Es ist zweckmäßig, die Rillenstruktur R senkrecht zur Achse des Einsatzes D anzuordnen und darüber hinaus die Rillen trapezförmig zu gestalten, damit sich das Werkstück leichter von der Spritzgußform trennen läßt. Der mit der Rillenstruktur R versehene Bereich und ein in dem Hochpaßhohlleiterstück HP steckender Teil TM des dielektrischen Einsatzes ist mit einer Metallschicht überzogen, die in der Fig. 5 durch eine Punktierung kenntlich gemacht ist. Der dielektrische Einsatz D kann durch Kleben des metallisierten Teils TM, der zylindrisch oder leicht konisch ausgebildet ist, im Hochpaßhohlleiterstück befestigt werden. Dabei ist keine elektrische Kontaktierung zwischen dem Hohlleiter und der Metallisierung erforderlich, sofern die Klebeschicht hinreichend dünn ist. Der dielektrische Einsatz D besitzt wiederum zwei Transformationsglieder T 1 und T 2, deren Ausgestaltung zum Zweck der Polarisationswandlung nicht gezeigt wird. Der Einsatz D kann auch einen kegelförmigen Hohlraum aufweisen, der mit einer als Subreflektor dienenden Halbschale abgeschlossen ist.
Mit dieser Ausführungsform des Erregers ist es möglich, die elektrisch hochwirksame Rillenstruktur äußerst preiswert herzustellen.
Eine weitere Erregerform zeigt die Fig. 6. Sie ist entstanden aus der Kombination eines klassischen Stielstrahlers mit einer dielektrischen Halterung des Subreflektors SR. Der Stielstrahler besteht aus einem in dem Hochpaßhohlleiterstück HP steckenden, auch mit Transformationsgliedern T 1 und T 2 versehenen, dielektrischen Einsatz DS, der sich zum Subreflektor SR hin verjüngt. Auf das Hochpaßhohlleiterstück ist eine stabile dielektrische Hülle DH gesetzt, welche die metallisierte Subreflektorschale SR trägt. Der Innenraum dieser Hülle DH kann mit einem leichten Schaumstoff SCH mit niedriger Dielektrizitätskonstante ausgefüllt sein. Mit diesem Erreger erreicht man sehr gute Kreuzpolarisationseigenschaften, sofern ein ausreichend großer Unterschied zwischen den Dielektrizitätskonstanten des dielektrischen Einsatzes DS und des Schaumstoffs SCH besteht.
Die oben beschriebene Integration von Speisehohlleiter, Erreger und Subreflektor führt zu einer sehr kompakten Bauweise des Erregersystems.
Da es das Ziel ist, die Kosten für die oben beschriebene Empfangseinrichtung möglichst gering zu halten, soll zum Schluß auf einfache und schnell durchführbare Methoden des elektrischen Abgleichs eingegangen werden, der ansonsten einen großen Teil der Herstellungskosten in Anspruch nimmt. Einerseits soll die Empfangseinrichtung hohe elektrische Qualitäten besitzen, andererseits sollte aber auf den Einsatz von Abstimmschrauben verzichtet werden. Um diese Forderung zu erfüllen, werden die besonders toleranzempfindlichen Komponenten, wie z. B. Hochpaßfilter und Bandpaßfilter, mit Abgleichmarken versehen, an denen beispielsweise mit einer rechnergesteuerten Vorrichtung die Hohlleiterwandung eingedrückt wird. Beim Hochpaßhohlleiterstück HP lassen sich hiermit Korrekturen der Eigenelliptizität herbeiführen, wobei, wie aus der Fig. 3b hervorgeht, die Abgleichmarken M je nach Ursache der Elliptizität, paarweise gegenüberliegend, unter geeignetem Winkel zur x- oder y-Achse angebracht sind. Bei störenden und damit durch Abgleich zu beseitigenden Verkopplungen der Schwingungsebenen sind sie unter 45° oder 135° anzubringen. Die Erzeugung der Abgleichmarken M kann durch eine vorgefertigte Schwächung der Hohlleiterwandung an den vorbestimmten Stellen erleichtert werden.