Inductance variable pour circuit triphase

Abstract

 L'inductance variable pour circuit triphasé comporte un premier circuit magnétique pour chacune de ses phases, chaque premier circuit magnétique étant formé d'un matériau anisotrope à travers lequel circule un champ magnétique alternatif. L'inductance comprend en outre un circuit magnétique de contrôle fermé, également formé d'un matériau anistrope, à travers lequel circule un champ magnétique à courant continu réglable. Ce circuit magnétique de contrôle est disposé par rapport à chacun des premiers circuits magnétiques de façon à définir pour chaque phase au moins un espace magnétique (D3, D4, D5) dans lequel les champs magnétiques alternatif et continu respectifs se superposent orthoganalement. Les premiers circuits magnétiques sont fermés vers l'extérieur du circuit magnétique de contrôle de sorte à ne présenter aucun point commun entre eux et sont formés de noyaux ferromagnétiques respectifs (MA, MB, MC) couplés chacun à une phase (PA, PB, PC) d'une source à courant alternatif triphasé. Le circuit magnétique de contrôle est également formé d'un noyau de contrôle ferromagnétique (N), et chaque noyau de phase est disposé par rapport au noyau de contrôle de façon à définir entre eux l'espace magnétique commun.

Description

[0001] La présente invention est relative à un dispositif à inductance variable et vise plus particulièrement un dispositif, dont la perméabilité efficace est commandée par un circuit magnétique fermé à travers lequel circule un flux magnétique à courant constant et réglable.

[0002] Dans cette demande de brevet, on utilisera indifféremment les termes «dispositif à inductance variable» ou «inductance variable».

[0003] Présentement, il existe plusieurs dispositifs à configurations diverses susceptibles d'être utilisés comme inductance variable en préconisant un contrôle de la perméabilité ou de la réluctance du matériau formant l'inductance par superposition longitudinale d'un flux magnétique soit alternatif, soit constant, comme par exemple dans le brevet U.S. _N° 1,788,152 de Dowling émis en 1931; le brevet U.S. _N° 2,844,804 de Roe, du 22 juillet 1958; le brevet U.S. N° 2,976,478 de Aske, du 21 mars 1961; et le brevet U.S. N° 3,735,305 du Sinnott et al, du 22 mai 1973. On connait également le brevet U.S. N° 3,757,201 de Cornwell, émis le 4 septembre 1973 qui décrit un appareil destiné à régulariser une tension, un courant ou une charge, côté secondaire, au moyen d'un couplage magnétique variable qui affecte considérablement le facteur de puissance du dispositif à inductance variable. Dans ce brevet, la perméabilité du circuit magnétique est affectée au moyen d'un flux à courant continu, contrôlable dans un plan normal à celui d'un flux alternatif, mais il en résulte une augmentation considérable du courant d'excitation et du flux de fuite du circuit magnétique. Ces dispositifs connus possèdent toutefois des inconvénients majeurs dûs au fait que plusieurs de ceux-ci fonctionnent à saturation, présentent une distorsion très appréciable de l'onde courant dû aux harmoniques générées dans les circuits magnétiques, et possèdent un faible facteur de puissance.

[0004] On connaît de plus l'article du Brown Boveri Mitteilungen paru en juillet 1965 aux pages 489-494 et intitulé «N_EUAR_TIGE SCHWEISSGLEICHRICHTER». Cet article décrit un transformateur triphasé comprenant un circuit magnétique à courant alternatif pour chacune des trois phases et un circuit magnétique de contrôle fermé à travers lequel circule un champ magnétique à courant continu qui peut être réglable. Les circuits magnétiques des trois phases sont disposés de telle sorte que le retour du flux magnétique produit par le courant alternatif de l'une des phases à l'intérieur du circuit magnétique de cette phase se fasse à travers les circuits magnétiques des deux autres phases. Le circuit magnétique de contrôle est monté par rapport aux circuits à courant alternatif de façon à former un espace commun entre le circuit magnétique de contrôle et le circuit magnétique à courant alternatif de chacune des phases où le champ continu se superpose orthogonalement au champ alternatif de la phase correspondante afin de produire un phénomère d'inductance variable en modifiant la valeur du champ magnétique à courant continu circulant à travers le circuit magnétique de contrôle. Un désavantage d'un tel dispositif triphasé réside dans le fait que ses trois circuits magnétiques à courant alternatif possèdent deux points communs, puisque, dans certaines applications triphasées, les circuits magnétiques alternatifs des trois phases doivent être entièrement indépendants l'un de l'autre, c'est-à-dire n'avoir aucune partie commune et n'offrir aucune pcssibilité de retour du flux d'une phase par les deux autres phases.

[0005] Un des buts de la présente invention est d'éviter les inconvénients mentionnés ci-dessus, relatifs aux dispositifs connus, et vise à proposer une inductance à faible taux d'harmoniques par un contrôle approprié de sa perméabilité ou réluctance.

[0006] Plus spécifiquement, la présente invention a trait a une inductance variable pour circuit triphasé comprenant pour chacune de ses phases un premier circuit magnétique formé d'un matériau anisotrope à travers lequel circule un champ magnétique alternatif, l'inductance variable comprenant en outre un circuit magnétique de contrôle fermé, également formé d'un matériau anisotrope, à travers lequel circule un champ magnétique à courant continu réglable. Le circuit magnétique de contrôle est disposé par rapport à chacun des premiers circuits magnétiques de façon à définir pour chaque phase au moins un espace magnétique commun dans lequel les champs magnétiques alternatif et continu respectifs se superposent orthogonalement pour orienter les dipôles magnétiques de ces espaces communs suivant une direction prédéterminée par l'intensité du champ magnétique à courant continu du circuit magnétique de contrôle et pour contrôler ainsi la perméabilité des premiers circuits magnétiques au champ alternatif. Selon l'invention, les premiers circuits magnétiques sont fermés vers l'extérieur du circuit magnétique de contrôle de sorte à ne présenter aucun point commun entre eux et sont formés de noyaux ferromagnétiques respectifs couplés chacun à une phase d'une source à courant alternatif triphasé, le circuit magnétique de contrôle étant formé d'un noyau de contrôle ferromagnétique, et chacun des noyaux de phase étant disposé par rapport au noyau de contrôle de façon à définir entre eux l'espace magnétique commun.

[0007] Les formes de réalisation préférées de la présente invention seront décrites ci-après avec référence aux dessins, dans lesquels:

la figure 1 présente une forme de réalisation de l'inductance variable selon l'invention, pour circuits triphasés;

la figure 2 illustre une variante de l'inductance variable pour circuits triphasés de la figure 1 incorporant un circuit de contrôle autorégularisé;

la figure 3 est une variante de l'inductance variable pour circuits triphasés de la figure 1, avec un noyau de contrôle hexagonal;

la figure 4 présente des courbes de variation d'une phase de l'inductance triphasée de la figure 1;

la figure 5 présente des courbes de saturation en fonction du courant de contrôle de l'inductance variable triphasée de la figure 1;

les figures 6, 7, 8 et 9, présentent respectivement des courbes du taux d'harmoniques du courant de troisième, cinquième, septième et neuvième harmoniques en fonction des ampères-tours du champ à courant continu de contrôle, pour l'inductance de la figure 1;

la figure 10 présente une courbe de distorsion de la tension en fonction des harmoniques, pour l'inductance triphasée de la figure 1;

la figure 11 montre des courbes de rapport d'impédance en fonction des ampères-cours du circuit de contrôle de l'inductance triphasée de la figure 1; et

les figures 12a à 12e présentent des courbes de puissance active et réactive pour l'inductance triphasée de la figure 1.

[0008] Tel que déjà mentionné, la figure 1 présente un modèle triphasé de l'inductance variable. Chacune des phases, PA, PB et PC sont reliées respectivement aux noyaux MA, MB et MC de même section droite à travers chacun desquels circule un champ magnétique alternatif de phase correspondante. Chaque noyau MA, MB et MC possède une branche montée orthogonalement au noyau de contrôle N dont l'enroulement El-E2 est excité par une source à courant continu constant, mais réglable.

[0009] Comme on. peut le voir sur la figure 1, les intersections des noyaux MA, MB et MC avec le noyau magnétique de contrôle N définissent trois zones de jonction D3, D4 et D5 appartenant au noyau magnétique N et dénommées ultérieurement «espaces magnétiques communs».

[0010] La disposition orthogonale des trois noyaux magnétiques _MA, MB et MC par rapport au noyau N a pour effet de produire dans les espaces magnétiques communs D3, D4 et D5 un couple magnétique proportionnel à la valeur, dans le noyau _N, du champ magnétique à courant continu, qui polarise les dipôles de ces espaces magnétiques communs. En raison de cette disposition orthogonale, les flux magnétiques alternatifs et le flux magnétique continu ne peuvent emprunter le même chemin; le champ magnétique à courant continu oriente, en les polarisant, les dipôles magnétiques des espaces magnétiques communs de façon à agir sur la perméabilité des circuits magnétiques excités par les enroulements à courant alternatif PA-PA, PB-PB et PC-PC comme on le désire.

[0011] Dans ce montage, les noyaux MA, MB, MC et N sont en matériaux ferromagnétiques de même section droite, soit en ferrite, soit en fer laminé, et présentent donc une propriété anisotropique inhérente. Aussi, les dipôles des espaces communs D3, D4 et D5 en l'absence de champ polarisant à courant continu N, tendent à s'orienter dans la direction du champ magnétique alternatif produit par la phase correspondante, la perméabilité de chaque noyau MA, MB et MC étant alors une mesure de la facilité avec laquelle les dipôles magnétiques s'orientent dans la direction de ce champ excitant. Les noyaux MA, MB et MC deviennent saturés au moment où leurs dipôles sont complètement orientés dans la direction du champ magnétique alternatif correspondant. En conséquence, l'application d'un champ magnétique à courant continu dans le noyau N dans une direction transverse aux champs magnétiques alternatifs des noyaux MA, MB et MC a pour effet d'agir sur les dipôles des espaces magnétiques communs D3, D4 et D5, en les polarisant, pour les éloigner de leur position d'équilibre, de sorte que les champs magnétiques alternatifs des noyaux MA, MB et MC doivent grandir en module pour que chaque dipôle maintienne sa même position d'équilibre dans les espaces magnétiques communs D3, D4 et D5. Ce processus n'affecte aucunement l'inductance de fuite, mais seulement l'inductance de magnétisation des noyaux à inductance variable. Il en résulte que l'induction magnétique de saturation se trouve augmentée et que les courbes de magnétisation deviennent plus linéaires avec l'augmentation du champ magnétique à courant continu dans les espaces communs D3, D4 et D5. En conséquence, l'application d'un champ magnétique à courant continu perpendiculairement à un champ magnétique alternatif produit un effet d'entrefer variable pour le circuit magnétique alternatif.

[0012] La principe de fonctionnement de ce dispositif à inductance variable triphasé consiste donc essentiellement à produire dans des espaces'magnétiques communs un champ magnétique à courant continu, qui a pour effet de s'opposer à la rotation des dipôles de ces espaces communs pour un contrôle adéquat de la perméabilité efficace des circuits magnétiques alternatifs. Il est clair que les espaces magnétiques communs peuvent être établis aussi bien dans les noyaux de phase MA, MB et MC que dans le noyau de contrôle N, comme ci-dessus décrit et illustré sur la figure 1.

[0013] Dans le montage de la figure 1, le circuit de contrôle étant commun aux trois phases, on note qu'il y a annulation des tensions induites à 120 Hz dans la bobine de contrôle à courant continu N, et qu'il n'existe aucun flux alternatif dans ce noyau à flux continu, sauf dans les régions des espaces communs D3, D4 et D5.

[0014] Dans ce modèle triphasé, les phases des noyaux MA, MB et MC ne sont pas disposées de façon symétrique de sorte que ce circuit n'est pas optimal quant à la longueur des noyaux de phase, à leurs jonctions et à leur disposition géométrique par rapport au noyau de contrôle N.

[0015] La figure 3 illustre un montage symétrique de l'inductance variable triphasée dans laquelle les noyaux de phase MA, MB et MC forment un angle de 120° l'un par rapport à l'autre et sont montés mécaniquement sur le noyau de contrôle N qui est de forme hexagonale. Cet arrangement de la figure 3 permet une plage de variations de l'impédance dans le même ordre de grandeur que dans le cas précédent et une réduction appréciable des pertes relatives, donc un accroissement du facteur de qualité de l'inductance. Ce type de construction ne montre pas de jambes magnétiques pour le retour du flux en régime transitoire.

[0016] Le montage des figures 1 et 3 permet une élimination des courants de troisième et neuvième harmoniques au moyen d'un raccordement en étoile des trois enroulements PA-PA, PB-PB et PC-PC, avec neutre flottant, non raccordé à la masse, et l'élimination des flux de troisième et neuvième harmoniques à l'aide d'un enroulement secondaire superposé, PSA-PSA, PSB-PSB et PSC-PSC, raccordé en triangle. De plus, les pertes dans le noyau de contrôle N sont considérablement réduites en raison du fait qu'aucune réaction bidirectionnelle ne subsiste entre le noyau de contrôle et les noyaux de phase, puisqu'il n'existe aucun flux magnétique alternatif dans le noyau de contrôle N, la somme des effets des trois phases étant nulle. En outre, le neutre du raccordement en étoile étant isolé de la masse, il n'est pas possible aux composantes homopolaires du courant de s'établir en régime transitoire.

[0017] Lorsqu'il est utilisé en triphasé, l'arrangement de l'inductance variable des figures 1 et 3 présente un avantage accru par rapport à l'utilisation de trois inductances monophasées comprenant chacune un noyau de contrôle séparé en raison du fait que la même quantité d'énergie de contrôle est requise pour l'ensemble des trois phases que celle qui serait requise pour une seule phase si on utilisait des inductances variables monophasées, de sorte que les pertes de contrôle sont moindres et réparties sur les trois phases.

[0018] De plus, dans ces inductances triphasées, le contrôle du flux magnétique à courant continu peut s'effectuer par auto-contrôle, à l'aide de ponts de diodes _R, tel qu'illustré à la figure 2, ou encore par contrôle inverse à l'aide d'un enroulement à courant continu constant et réglable, superposé à l'enroulement d'auto-contrôle, sur le noyau de contrôle N.

[0019] La figure 2 illustre donc un raccordement en auto-contrôle du dispositif de la figure 1 par insertion de ponts de diodes R entre les enroulements alternatifs PA-PA, PB-PB et PC-PC et l'enroulement continu E1-E2 eu dispositif. Ce montage permet de faire varier de façon continue la perméabilité des noyaux MA, MB et MC en fonction de brusques variations dans les flux magnétiques alternatifs.

[0020] - Cet auto-contrôle, à l'aide d'un courant redressé, a pour effet de modifier la pente du front de la courbe de magnétisation et de déplacer le point de fonctionnement de l'inductance sur les différentes courbes de magnétisation à des niveaux qui sont fonction de la tension de la source alternative. Ainsi, la réluctance des circuits magnétiques à courants alternatifs MA, MB et MC se modifie d'elle-même, et.dans le bon sens, selon les niveaux de tension alternative appliqués, ce qui s'avère excellent pour les cas de très grande variation de tension, par exemple dans les cas de surtension et de délestage d'une ligne de transport d'énergie.

[0021] Par ailleurs, en vue d'effectuer une régulation de tension pour une pente de 3 à 10 % selon le choix de l'utilisateur, le nombre de tours de la bobine à courant continu alimentée par les ponts de diodes R pourrait éventuellement être modifié à l'aide de thyristors asservis à une consigne de tension, ce qui aurait pour effet'de déplacer la courbe du point de fonctionnement de l'inductance.

[0022] Il est à noter que le temps de réponse du circuit à inductance variable, quand il est en auto-contrôle, est quasi-instantané, c'est-à-dire que le temps de réponse sera inférieur à une période. Quant au temps de contrôle en régulation, il pourra varier selon le mode d'asservissement utilisé et atteindre une ou deux périodes (sur une base de 60 Hertz) selon les besoins de l'utilisateur.

[0023] Par ailleurs, dans le mode de réalisation auto- contrôlé du circuit à inductance variable triphasé de la figure 2, on peut réaliser, tel que déjà mentionné, un contrôle inverse de faible puissance du champ magnétique à courant continu dans le noyau N. Pour ce faire, un second enroulement est superposé à l'enroulement El-E2 et est alimenté par une source à courant continu constant et réglable de faible puissance. Cet enroulement supplémentaire est disposé de façon que le champ magnétique généré dans le noyau de contrôle N s'oppose à celui généré par l'enroulement d'auto-contrôle El-E2. Le champ magnétique résultant, dans le noyau de contrôle, sera alors une fonction du champ magnétique généré par le courant alternatif redressé, qui circule dans l'enroulement en auto-contrôle et, par conséquent, une fonction du niveau de tension aux bornes PA-PA, PB-PB et PC-PC. Le fonctionnement de ce mode de contrôle est simple et ne requiert aucune boucle de retour pour corriger le couple magnétique désiré sur les dipôles des espaces magnétiques communs D3, D4 et D5.

[0024] Pour le dispositif de la figure 1, la figure 4 montre les variations d'impédance de l'inductance triphasée en fonction de l'augmentation des ampères-tours injectés dans le noyau de contrôle N. Sur cette figure 4, on a porté en abscisse le courant I dans les enroulements PA-PA, PB-PB et _PC-PC et en ordonnée la tension phase-neutre U_0-N appliquée aux trois enroulements PA-PA, PB-PB et PC-PC qui sont reliés en étoile. On note que les impédances V/I de chaque phase varient dans un rapport allant jusqu'à 11/1 pour un champ magnétique à courant continu variant de 0 à 4 848 ampères-tours. La famille de courbes d'impédance de la figure 4 présente les résultats de la phase «A» seulement, désignée par PA, de cette inductance triphasée. Le trait pointillé 1 montre le comportement de l'inductance variable pour une tension de 80 volts efficaces mesurée phase-neutre. Le trait pointillé 2 montre le comportement de l'inductance variable lorsqu'elle est raccordée en série avec un condensateur et dont la résultante est inductive. Dans cette dernière configuration, la valeur de la capacité utilisée était de 200µF let la source triphasée était maintenue fixe à 120 volts efficaces aux bornes du circuit. L'augmentation des volts-ampères de l'inductance variable pour un déplacement de A à B sur les courbes est de 360 volts-ampères triphasés pour 4 848 ampères-tours. Cette augmentation de puissance est 'd'environ 1.78 fois plus grande que pour le cas de l'inductance seule pour une même tension.

[0025] La figure 5 présente une famille de courbes de saturation de l'inductance variable de la figure 1. On a porté en ordonnée le courant alternatif IcA en valeur efficace, en abcisse les ampères-tours du contrôle à courant continu, et en paramètre de courbes les tensions phase-neutre, en valeur efficace. Cette figure 5 renseigne sur le comportement des dipôles dans l'espace magnétique commun aux deux circuits magnétiques. On note sur chacune de ces courbes une région non-satnrée et une région saturée. Dans la partie non- saturée, chaque courbe possède une pente de plus en plus grande à mesure que la densité de flux grandit dans le circuit magnétique excité par l'enroulement à courant alternatif. Quant à la région saturée de chacune de ces courbes, elle résulte de trois facteurs: du flux de fuite associé au circuit magnétique à courant continu; de la distorsion des flux dans l'espace magnétique commun aux deux circuits; de la répartition des tensions aux bornes de l'impédance et de la magnétisation du circuit à courant alternatif. On note bien que la variation optimale de l'impédance de l'inductance est fonction de la densité des flux alternatifs et à courant continu dans l'espace magnétique commun. Cette famille de courbes facilite le choix des points de fonctionnement de l'inductance variable soit dans la configuration inductance seule (ligne 1) ou dans la configuration avec condensateur en série (ligne 2).

[0026] Les figures 6, 7, 8 et 9 donnent respectivement le taux d'harmoniques du courant de troisième, cinquième, septième et neuvième harmoniques en fonction des ampères-tours à courant continu. Ces taux d'harmoniques sont calculés entre l'harmonique considérée et la fondamentale pour un courant alternatif de pleine charge qui correspond à 5.0 (x 606) ampères-tours à courant continu.

[0027] -Comme le montrent les figures 6 à 9, les taux d'harmoniques,-calculés pour une phase seulement de l'inductance triphasée de la figure 1, sont très faibles et même négligeables pour certaines harmoniques. Sur ces figures, les courbes 1, 2, 3 et 4 correspondent à des essais effectués sous des tensions, en valeurs efficaces, de 80 volts, 160 volts, 200 volts, et 280 volts, respectivement. On note la présence d'un courant de troisième (figure 6) et de neuvième (figure 9) harmonique malgré le fait que les enroulements primaires sont reliés en étoile avec neutre isolé. La disposition asymétrique des circuits magnétiques de la figure 1 joue un rôle important dans ce phénomène. En effet, le noyau de contrôle N est ovale et les noyaux de phase ne sont pas disposés à 120° l'un par rapport à l'autre sur ce noyau de contrôle. Des résultats améliorés peuvent être obtenus avec l'inductance triphasée de la figure 3 où les noyaux de phase sont disposés à 120° l'un par rapport à l'autre et'où le noyau de contrôle est de forme hexagonale.

[0028] La figure 10 présente des courbes de distorsion de la tension phase-neutre de 180 volts en valeur efficace en fonction des harmoniques générées par une phase de l'inductance triphasée de la figure 1. La courbe 1 donne des résultats mesurés pour le réseau seul alors que les courbes 2 et 3 illustrent les résultats obtenus lorsque l'inductance variable est branchée au réseau et où le flux de contrôle est respectivement nul et égal à 1,212 ampères-tours cc. On constate alors que le taux de distorsion de la tension de phase se situe en tout temps en deça de 1 %.

[0029] La figure 11 présente des courbes obtenues en portant en abscisse un rapport d'irpédance Zo/Z, en ordonnée la tension U_∅N phase-neutre aux bornes PA-PA, PB-PB et PC-PC de l'inductance de la figure 1 et en paramètre de courbes le nombre d'ampères-tours du circuit magnétique à courant continu, Zo correspondant à l'impédance d'une phase, lorsque le champ magnétique à courant continu est nul, et Z à l'impédance de cette phase pour les valeurs indiquées d'ampères-tours à courant continu. On note que les rapports d'impédance diminuent avec l'augmentation de la saturation des noyaux à courant alternatif et que lorsqu'il y a saturation complète le rapport d'impédance est égal à l'unité, car alors les dipôles de l'espace magnétique commun font un angle nul avec le vecteur du champ magnétique alternatif. Cependant, la saturation se produit à un niveau d'autant plus élevé, que le champ magnétique à courant continu transversal est élevé, comme dans le cas des courants de contrôle de 4848 ampères-tours cc.

[0030] Les figures 12a à 12e donnent respectivement les courbes de puissance triphasée de l'inductance variable de la figure 1 pour des tensions phase-neutre respectivement de 80, 160, 200, 240 et 280 volts en valeur efficace. Sur ces graphiques, la courbe marquée «V.A.» donne la puissance totale (active et réactive) fournie par l'inductance exprimée en volts-ampères et la courbe marquée «watts» donne les pertes de l'inductance sous forme de puissance active exprimée en watts. A l'exception de la caractéristique relative à la courbe 12a, on peut dire que ces pertes diminuent sous l'effet de l'augmentation du champ magnétique transversal à courant continu. Pour le cas de la figure 12a, la surélévation de watts est reliée à une augmentation des composantes de troisième et neuvième harmoniques, comme indiqué antérieurement. Ce phénomène de diminution des pertes dans le noyau avec l'augmentation de l'énergie réactive de l'inductance variable contribue à augmenter le rendement de l'inductance autour de 96% lorsque le champ magnétique à courant continu atteint une valeur de 3030 ampères-tours.

[0031] Bien que l'inductance variable triphasée selon l'invention ait été décrite à l'aide de modes préférés de réalisation, il est évident que celle-ci peut être modifiée à volonté, à condition de respecter l'étendue des revendications ci-jointes, sans_pour cela changer la nature de la présente invention.

Revendications

1. Inductance variable pour circuit triphasé comprenant pour chacune de ses phases un premier circuit magnétique formé d'un matériau anisotrope à travers lequel circule un champ magnétique alternatif, ladite inductance comprenant en outre un circuit magnétique de contrôle fermé, également formé d'un matériau anisotrope, à travers lequel circule un champ magnétique à courant continu réglable, le circuit magnétique de contrôle étant disposé par rapport à chacun des premiers circuits magnétiques de façon à définir pour chaque phase au moins un espace magnétique commun dans lequel les champs magnétiques alternatif et continu respectifs se superposent orthogonalement pour orienter les dipôles magnétiques desdits espaces communs suivant une direction prédéterminée par l'intensité dudit champ magnétique à courant continu du circuit magnétique de contrôle et pour contrôler ainsi la perméabilité desdits premiers circuits magnétiques audit champ alternatif, caractérisée par le fait que les premiers circuits magnétiques sont fermés vers l'extérieur du circuit magnétique de.contrôle de sorte à ne présenter aucun point commun entre eux et formés de noyaux ferromagnétiques respectifs (MA, MB, MC) couplés chacun à une phase (PA, PB, PC) d'une source à courant alternatif triphasé, le circuit magnétique de contrôle étant formé d'un noyau de contrôle ferromagnétique (N), chacun desdits noyaux de phase étant disposé par rapport audit noyau de contrôle de façon à définir entre eux ledit espace magnétique commun.

2. Inductance variable selon la revendication 1, caractérisée par le fait que lesdits noyaux de phase comportent chacun un premier enroulement (PA-PA, PB-PB, PC-PC) et un second enroulement (PSA-PSA, PSB-PSB, PSC-PSC), que les premiers enroulements sont interconnectés suivant un raccordement en étoile avec neutre flottant et que les seconds enroulements sont interconnectés suivant un raccordement en delta.

3. Inductance variable selon la revendication 1, caractérisée par le fait que ledit noyau de contrôle (N) comporte un premier enroulement (El, E2) à travers lequel circule un courant, dont l'intensité est asservie au courant triphasé de la source au moyen d'un pont de redressement, de façon à définir un fonctionnement en auto-contrôle de ladite inductance variable.

4. Inductance variable selon la revendication 3, caractérisée par le fait que ledit noyau de contrôle comporte un second enroulement relié à une source de courant continu constant et réglable de façon à induire dans le noyau de contrôle un champ magnétique à courant continu inverse au champ magnétique induit par ledit premier enroulement.

5. Inductance variable selon la revendication 1, caractérisée par le fait que lesdits noyaux de phase sont disposés symétriquement autour dudit noyau de contrôle.

Dessins