Wechselrichter zur Speisung von Entladungslampen

Beschreibung

[0001] Die Erfindung betrifft einen Wechselrichter gemäß Oberbegriff von Anspruch 1. Der Wechselrichter ist dabei einer bestimmten Lampenleistung angepaßt, wobei die Betriebsfrequenz des Wechselrichters und die Induktivität der Drossel des Serienresonanzkreises bei dieser Betriebsfrequenz so bemessen sind, daß die Entladungslampe gerade den für ihre Nennleistung erforderlichen Strom erhält ; dabei wird von einer ganz bestimmten Brennspannung ausgegangen.

[0002] Seit einiger Zeit sind nun Entladungslampen gleicher Nennleistung auf dem Markt, die sich durch ihre Gasfüllung (früher nur Krypton, jetzt auch Argon) und damit auch durch ihre Brennspannung unterscheiden : Entladungslampen mit Argon-Füllung haben eine deutlich höhere Brennspannung. Sie würden daher mit einem für eine Krypton-Lampe ausgelegten Wechselrichter eine unzulässig hohe Leistung aufnehmen.

[0003] Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, den Wechselrichter so auszulegen, daß er zur Speisung von Lampen gleicher Nennleistung unabhängig von ihrer Gasfüllung und damit von ihrer Brennspannung brauchbar ist.

[0004] Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist in Anspruch 1 gekennzeichnet. Sie sorgt abhängig von der jeweils festgestellten Brennspannung für eine solche Betriebsfrequenz des Wechselrichters, daß sich in Verbindung mit der konstanten Induktivität der Drossel des Serienresonanzkreises gerade der erforderliche Lampenstrom einstellt. Der Steuersatz kann dabei einen Impulsgenerator haben, dessen Frequenz mit einer von der Brennspannung der Entladungslampe abgeleiteten Eingangsgröße ansteigt : Bei entsprechender Auslegung dieser Kennlinie stellt sich dann automatisch die zur jeweiligen Brennspannung passende Frequenz und damit der erforderliche Lampenstrom ein. Abweichend davon kann aber auch die Frequenz des Impulsgenerators umschaltbar sein, abhängig von dem Erreichen bzw. Unterschreiten bestimmter Schwellwerte der Brennspannung.

[0005] Meist ist vor Zündung der Entladungslampe eine ausreichende Vorheizung ihrer Elektroden erwünscht. Zu diesem Zweck ist es bekannt, die Betriebsfrequenz des Wechselrichters während einer Vorheizzeit soweit heraufzusetzen, daß sie einen genügenden Abstand von der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises hat, so daß die Spannung an der Lampe zur Zündung nicht ausreicht. Nach Ablauf dieser Vorheizzeit wird dann die Betriebsfrequenz herabgesetzt und soweit an die Resonanzfrequenz angenähert, bis die Spannung an der Lampe zur Zündung ausreicht. Zur Verbindung dieser bekannten Funktionen mit der Erfindung ist gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung vorgesehen, zwischen dem Steuersatz und dem Brennspannungsfühler einen Auswerter anzuordnen, dem zusätzlich die Spannung eines am Eingang des Wechselrichters liegenden Zeitgliedes zugeführt wird und der während einer mit der Einschaltung des Wechselrichters beginnenden Vorheizzeit und einer daran anschließenden Zündzeit die Frequenz der Steuerspannungen bestimmt und der danach das Ausgangssignal des Brennspannungsfühlers für den Steuersatz wirksam werden läßt. Während der durch das Zeitglied bestimmten Vorheiz- und Zündphase ist somit die Betriebsfrequenz des Wechselrichters nicht durch die Brennspannung sondern durch das Zeitglied bestimmt, das im einfachsten Fall ein RC-Glied oder eine monostabile Kippstufe ist.

[0006] Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

[0007] Die Erfindung wird anhand der Figuren näher erläutert ; es zeigen

Figur 1 ein Blockschaltbild der Erfindung,

Figur 2 die Abhängigkeit der Betriebsfrequenz des Wechselrichters während der einzelnen Betriebsphasen,

Figur 3 ein besonders einfaches Ausführungsbeispiel der Erfindung und

Figur 4 den Verlauf der Sägezahnspannung und die davon abhängige Verkürzung der Durchsteuerzeit - Erhöhung der Frequenz - abhängig von der Bezugsspannung.

[0008] Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 sind die Schalter des Wechselrichters Feldeffektleistungstransistoren T1, T2, die in Reihe an der Gleichspannungsquelle Q liegen. Der Lastkreis mit einem Umschwingkondensator C10, der Entladungslampe LP und dem Serienresonanzkreis mit dem Kondensator C9 und der Drossel L1 liegt parallel zu T1, wobei der Kondensator C9 des Serienresonanzkreises zwischen den heizbaren Elektroden der Lampe liegt. Bei durchgesteuertem T2 liegt der Lastkreis an der Quelle Q und lädt sich in der folgenden Halbwelle über den durchgesteuerten T1 um.

[0009] Zur abwechselnden Durchsteuerung der Transistoren T1 und T2 dient ein Steuersatz S mit einem Impulsgenerator g, der Steuerimpulse mit einstellbarer Frequenz erzeugt ; diese werden über einen Impulsverteiler i abwechselnd auf die beiden Transistoren gegeben.

[0010] Die Frequenz der Impulse des Generators g ist abhängig von dem Ausgangssignal des Auswerters A, der eingangsseitig an einen Brennspannungsfühler B und an ein Zeitglied Z mit zwei Ausgängen z1, z2 angeschlossen ist, und der im wesentlichen die Funktion hat, je nach Betriebsphase einen dieser Eingänge auf den Impulsgenerator g durchzuschalten.

[0011] Nach dem Einschalten der Gleichspannungsquelle Q macht der Auswerter A den ersten Ausgang z1 des Zeitgliedes Z wirksam, dessen Spannung zwischen den Zeitpunkt t_o und t₁ (Vorheizzeit) für die maximale Betriebsfrequenz f_v sorgt : Siehe Fig. 2. Bei dieser Frequenz kann die Lampe nicht zünden. Im Zeitpunkt t₁ schaltet dann der Auswerter A - gesteuert durch Z - auf den zweiten Ausgang z2 des Zeitgliedes um, der eine kleinere oder eine bis zum Zeitpunkt t₂ stetig sinkende Spannung liefert : Die damit verbundene Absenkung der Betriebsfrequenz führt in die Nähe der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises und damit zur Zündung der Lampe. Nach dem Zeitpunkt t₂ schließlich schaltet der Auswerter auf den Brennspannungsfühler B um, so daß dann ein von der Brennspannung der Lampe abhängiges Ausgangssignal am Impulsgenerator liegt, das bei einer Argon-Lampe eine höhere Betriebsfrequenz f_BA und bei einer Krypton-Lampe eine niedrigere Betriebsfrequenz F_BK (punktierte Linie in Fig. 2) zur Folge hat.

[0012] Bei dem detaillierten Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 dient als Steuersatz im wesentlichen ein Sättigungstransformator L2, dessen Primärwicklung L21 in dem Lastkreis angeordnet ist und dessen Sekundärwicklungen L22, L23 an die Steuerstrecken der Transistoren T1, T2 angeschlossen sind. Der Lastkreis und der Sättigungstransformator sind so bemessen, daß sich ohne die nachfolgend beschriebenen erfindungsgemäßen Eingriffe die niedrigste in Betracht kommende Betriebsfrequenz, also die zur Speisung einer Krypton-Lampe, einstellt.

[0013] Bei Betrieb dieses Wechselrichters mit einer Argon-Lampe (mit einer höheren Brennspannung) wird die Durchsteuerzeit von T2 mit Hilfe von Sperrtransistoren T3, T4 verkürzt, durch die die Steuerstrecke von T2 kurzgeschlossen wird. Hierzu liegt der Emitter von T4 an einem Synchronisierkondensator C3, der über einen Vorwiderstand R2 an die Gleichspannungsquelle Q und über einen Vorschaltkondensator C2 an die Schaltstrecke des vorzeitig zu sperrenden Transistors T2 angeschlossen ist. Der Verlauf der Sägezahnspannung Des am Emitter des Sperrtransistors T4 ist in Fig. 4 dargestellt.

[0014] Die Basis von T4 liegt an einem Spannungsteiler mit den Widerständen R3, R4 und einem Vergleichskondensator C4, an dem eine in ihrer Größe steuerbare Bezugsspannung auftritt. Hierzu ist C4 einem Steuertransistor T5 parallel geschaltet und ferner über R5 an eine Hilfsspannungsquelle angeschlossen, die von einem Kondensator C5 gebildet wird, der über eine Ladediode D4 dem Synchronisierkondensator C3 parallel liegt.

[0015] Sperrtransistor T4 wird immer durchgesteuert, wenn die Sägezahnspannung U_c3 größer als die Bezugsspannung U_c4 wird (Fig. 2) :

Bis zum Zeitpunkt t₂ ist Transistor T2 gesperrt und T1 leitend ; letzterer wird zu diesem Zeitpunkt durch den Sättigungstransformator L2 zugesteuert. Die Induktivitäten des Lastkreises treiben dann den Laststrom in gleicher Richtung weiter über die Gleichspannungsquelle Q und die beiden Kondensatoren C3 und C2, die damit umgeladen werden. Dabei wird der Emitter von T4 negativer als seine Basis und dieser Transistor und damit T3 gesperrt : Infolge dessen kann der von L23 gelieferte Steuerimpuls an T2 wirksam werden und diesen Transistor im Zeitpunkt t₄ durchsteuern. Von da an werden die Kondensatoren C2 und C3 in Parallelschaltung (C2 über T2) über den Vorwiderstand R2 aufgeladen bis die Sägezahnspannung am Emitter von T4 größer als die Bezugsspannung an dessen Basis geworden ist. Dann werden T3 und T4 durchgesteuert und Transistor T2 vorzeitig gesperrt.

[0016] Der Strom des Lastkreises fließt jedoch noch in gleicher Richtung weiter und zwar über die Rückstromdiode des Transistors T1 (bei MOS-FET-Transistoren integriert). Beim Nulldurchgang des Laststromes erzeugt dann der Sättigungstransformator an L22 eine Durchsteuerspannung für T1, über den dann der Entladestrom des Umschwingkondensators C10 in entgegengesetzter Richtung durch den Lastkreis fließen kann. Die Zeitdauer dieser Halbwelle ist dabei von dem Sättigungstransformator abhängig und im wesentlichen konstant ; die Änderung der resultierenden Betriebsfrequenz wird in diesem Fall also nur durch Verkürzen der einen durch T2 bestimmten Halbwelle erreicht.

[0017] Für diese Verkürzung ist die Größe der Bezugsspannung U_c4 an dem Vergleichskondensator C4 durch den parallel geschalteten Steuertransistor T5 unterschiedlich einstellbar. Die Steuerstrecke dieses Transistors liegt hierzu einerseits an einem Spannungsteiler mit den Widerständen R6 und R7 und über eine Zenerdiode D8 und einen Spannungsteiler R8. R9 an einem Kondensator C8, der sich über D9 bzw. D10, C7 und R12 auf einen von der Lampenspannung abhängigen Wert auflädt.

[0018] R6 und R7 liegen parallel zu einem Kondensator C6, der über eine Entkopplungsdiode D6 an ein RC-Glied R1, C1 angeschlossen ist und mit diesem über Widerstände R11, R10 und eine Elektrode der Lampe LP von der Gleichspannungsquelle Q aufgeladen wird. Die Spannung an C1 steuert dabei über die Schaltdiode D2 den Transistor T2 beim Einschalten des Wechselrichters an, verschwindet dann aber, da C1 über D1 und T2 entladen wird. Daher ist die Entkopplungsdiode D6 nach dem Anschwingen des Wechselrichters gesperrt : Der Steuertransistor T5 ist daher nach dem Anschwingen des Wechselrichters nur während einer kurzen Entladezeit des Kondensators C6 durchgesteuert, der mit den Widerständen R6 und R7 die Vorheizzeit bestimmt. Solange T5 auf diesem Wege durchgesteuert ist wird der Sperrtransistor T4 infolge der niedrigen Bezugsspannung U_c4v in jeder Periode bereits im Zeitpunkt t_S1 (Fig. 4) leitend und damit die über T2 fließende Halbwelle verkürzt. Die daraus resultierende Erhöhung der Betriebsfrequenz hat eine entsprechend niedrige Spannung am Kondensator C4 parallel zu der Entladungslampe LP zur Folge, so daß diese nicht zünden kann.

[0019] Im Zeitpunkt t₁ in Fig. 2 wird T5 zunehmend zugesteuert und damit steigt die Bezugsspannung an C4, so daß die über T2 fließenden Halbwellen stetig länger werden, bis sich die resultierende Betriebsfrequenz soweit der Resonanzfrequenz des Lastkreises genähert hat, daß die Lampe zündet. T3, T4 und T5 sind dann gesperrt und es stellt sich eine Betriebsfrequenz mit gleich langen Halbwellen ein, die ausschließlich durch den Sättigungstransformator bestimmt ist und für den Betrieb einer Krypton-Lampe bemessen ist. In diesem Fall ist die an dem Kondensator C8 auftretende Spannung zu klein, um über die Zenerdiode D8 den Steuertransistor T5 wieder leitend steuern zu können.

[0020] Wird dagegen an dem so bemessenen Wechselrichter eine Lampe gleicher Nennleistung mit Argon-Füllung angeschlossen, so stellt sich - nach gleichartigem Ablauf der Vorheiz- und Zündphase - im Brennbetrieb eine höhere Brennspannung ein, die den Steuertransistor T5 über Zenerdiode D8 definiert aufsteuert, so daß sich an dem Vergleichskondensator C4 (infolge der Gegenkopplungsdiode D7) eine für diesen Betriebsfall charakteristische Bezugsspannung U_c4A einstellt, bei der die Sperrtransistoren T3, T4 bereits im Zeitpunkt t₆₂ (Fig. 4) durchgesteuert werden, was zu einer entsprechenden Verkürzung der über T2 fließenden Halbwelle und damit zu einer Erhöhung der resultierenden Betriebsfrequenz führt. Diese Erhöhung ist so bemessen, daß die Lampe mit Argon-Füllung gerade den richtigen Betriebsstrom erhält.

[0021] Die Spannung an dem Kondensator C8 wird zugleich zur Abschaltung des Wechselrichters bei dauernd zündunwilliger Lampe herangezogen : Erreicht diese Spannung einen durch die Überwachungseinrichtung Ü vorgegebenen Grenzwert, dann spricht diese an und schließt den Anschwingkondensator C1 und die Steuerelektrode von T1 über D5 kurz. Die Ansprechschwelle dieser Überwachungseinrichtung liegt über der Spannung, die sich an C8 bei Betrieb des Wechselrichters mit einer Argon-Lampe einstellt. Ferner ist die Ladezeitkonstante von C8 so groß, daß die Überwachungseinrichtung auch nicht während der Vorheiz- und der Zündphase ansprechen kann, es sei denn, die Lampe würde in der vorgegebenen Zeit (t₁/t₂) nicht zünden.

Ansprüche

1. Wechselrichter mit zwei abwechselnd leitenden steuerbaren Schaltern (T1, T2), mit einem Lastkreis parallel zu dem ersten Schalter (T1), der über den zweiten Schalter (T2) an einer Gleichspannungsquelle (Q) liegt und aus der Reihenschaltung eines Umschwingkondensators (C10), eines Reihenresonanzkreises mit einer Drossel (L1) und einem Kondensator (C9) und einer Entladungslampe (LP) mit heizbaren Elektroden besteht, wobei diese Elektroden in dem Lastkreis liegen und über den Kondensator (C9) des Reihenresonanzkreises miteinander verbunden sind, mit einem Steuersatz (S), der die Schalter abwechselnd durchsteuernde Steuerspannungen liefert, gekennzeichnet durch einen Brennspannungsfühler (B), der die Brennspannung der Lampe (LP) überwacht und ein von der Brennspannung abhängiges Ausgangssignal liefert, das dem Steuersatz (S) zugeführt wird und die Frequenz der von ihm gelieferten Steuerspannungen bestimmt.

2. Wechselrichter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen zwischen dem Steuersatz (S) und dem Brennspannungsfühler (B) angeordneten Auswerter (A), dem zusätzlich die Spannung eines am Eingang (PN) des Wechselrichters liegenden Zeitgliedes (Z) zugeführt wird, und der während einer mit der Einschaltung der Gleichspannungsquelle beginnenden Vorheizzeit (t₀/t₁) und einer daran anschließenden Zündzeit (t₁/t₂) die Frequenz der Steuerspannungen bestimmt und der danach das Ausgangssignal des Brennspannungsfühlers (B) für den Steuersatz (S) wirksam werden läßt.

3. Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Auswerter (A) eine Sägezahnspannung (V_C3) mit einer Bezugsspannung (V_c4) vergleicht und davon abhängig einen Sperrtransistor (T3, T4) steuert, der die Steuerspannung eines der Schalter (T2) des Wechselrichters beendet, wobei die Sägezahnspannung von einem Synchronisierkondensator (C3) abgegriffen wird, der über einen Vorwiederstand (R2) an der Gleichspannungsquelle (Q) liegt und über einen Vorschaltkondensator (C2) dem zu sperrenden Schalter (T2) parallel geschaltet ist.

4. Wechselrichter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung (V_c4) von einem Vergleichskondensator (C4) abgegriffen wird, dem ein Steuertransistor (T5) parallel liegt, dessen Steuerstrecke über eine Zenerdiode (D8) an einer Spannungsquelle (R8, R9, C8) liegt, die eine der Spannung an der Lampe (LP) proportionale Spannung liefert.

5. Wechselrichter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerstrecke des Steuertransistors (T5) an einem RC-Glied (R6, R7, C6) liegt, das über eine nur zwischen Einschalten des Wechselrichters und seinem Anschwingen leitende Entkopplungsdiode (D6) aufgeladen wird.

6. Wechselrichter nach Anspruch 5, mit einer Überwachungseinrichtung, die den Wechselrichter bei dauernd zündunwilliger Lampe abschaltet, dadurch gekennzeichnet, daß die Überwachungseinrichtung (Ü) eingangsseitig ebenfalls an die Spannungsquelle (C8) angeschlossen ist, die als RC-Glied (R8, R9, C8) ausgebildet ist, und dessen Zeitkonstante so groß ist, daß die Spannung an dem Kondensator (C8) die Ansprechschwelle der Überwachungseinrichtung nicht erreicht, wenn die Lampe in einer vorgegebenen Zeit zündet.

Claims

1. An inverter comprising two switches (T1, T2) which can be alternately rendered conductive, and comprising a load circuit arranged parallel to the first switch (T1) and connected via the second switch (T2) to a d. c. voltage source (Q), and consisting of the series arrangement of a reversible oscillatory capacitor (C10), a series resonant circuit composed of a choke (L1) and a capacitor (C9), and a discharge lamp (LP) equipped with heatable electrodes, where these electrodes are arranged in the load circuit and are connected to one another via the capacitor (C9) of the series resonant circuit, and comprising a control set (S) which supplies control voltages which alternately render the switches conductive, characterised by a burning voltage sensor (B) which monitors the burning voltage of the lamp (LP) and supplies an output signal dependent upon the burning voltage and fed to the control set (S) to determine the frequency of the control voltages which it supplies.

2. An inverter as claimed in Claim 1, characterised by an analyser (A) arranged between the control set (S) and the burning voltage sensor (B) and additionally supplied with the voltage of a timer (Z) connected to the input (PN) of the inverter to determine the frequency of the control voltages during a preliminary heating period (t_D/t_l) which commences when the d. c. voltage source is switched on and during a following ignition time (t₁/t₂), and which subsequently actuates the output signal of the burning voltage sensor (B) for the control set (S).

3. An inverter as claimed in Claim 2, characterised in that the analyser (A) compares a saw-tooth voltage (V_C3) with a reference voltage (V_c4) and controls a blocking transistor (T3, T4) in dependence thereon to terminate the control voltage of one of the switches (T2) of the inverter, where the saw-tooth voltage is tapped from a synchronising capacitor (C3) connected via a series resistor (R2) to the d. c. voltage source (Q) and connected in parallel with the switch (T2) which is to be blocked via a series capacitor (C2).

4. An inverter as claimed in Claim 3, characterised in that the reference voltage (V_c4) is tapped from a comparator capacitor (C4) arranged in parallel with a control transistor (T5) whose control path is connected via a Zener diode (D8) to a voltage source (R8, R9, C8) which supplies a voltage proportional to the voltage connected to the lamp (LP).

5. An inverter as claimed in Claim 4, characterised in that the control path of the control transistor (T5) is connected to an RC-component (R6, R7, C6) charged via a decoupling diode (D6) which is conductive only between the switching on of the inverter and its start-up.

6. An inverter as claimed in Claim 5, with a monitoring device which disconnects the inverter when the lamp is permanently unwilling to ignite, characterised in that the monitoring device (0) is likewise connected at its input to the voltage source (C8) which represents an RC-component (R8, R9, C8) whose time constant is such that the voltage connected to the capacitor (C8) does not reach the response threshold of the monitoring device if the lamp ignites within a predetermined length of time.

Revendications

1. Onduleur comportant deux commutateurs commandables (T1, T2), qui sont conducteurs en alternance, un circuit de charge parallèle au premier commutateur (T1) et qui est raccordé par l'intermédiaire du second commutateur (T2) à une source de tension continue (Q) et est constitué par le circuit série formé d'un condensateur à version de charge (C10), d'un circuit résonnant série constitué par une bobine d'arrêt (L1) et par un condensateur (C9), et d'une lampe à décharge (LP) possédant des électrodes pouvant être chauffées, ces électrodes étant situées dans le circuit de charge et étant reliées entre elles par l'intermédiaire du condensateur (C9) du circuit résonnant série, et comportant une unité de commande (S) qui délivre des tensions de commande commandant en alternance les commutateurs, caractérisé par un capteur (B) de la tension de décharge, qui contrôle la tension de décharge de la lampe (LP) et délivre un signal de sortie qui dépend de la tension de décharge et qui est envoyé à l'unité de commande (S) et détermine la fréquence des tensions de commande qui lui sont envoyées.

2. Onduleur suivant la revendication 1, caractérisé par un dispositif d'évaluation (A) disposé entre l'unité de commande (S) et le capteur (B) de la tension de décharge et auquel est envoyée en supplément la tension d'un circuit de temporisation (Z) relié à l'entrée de l'onduleur et qui, pendant une durée de préchauffage (t_o/t_l), qui commence lors du branchement de la source de tension continue, et détermine la fréquence des tensions de commande pendant une durée de préchauffage (t_o/t_l), qui commence avec le branchement de la source de tension continue, et pendant une durée d'amorçage (t₁/t₂), succédant à la durée de préchauffage, et laisse ensuite agir le signal de sortie du capteur (B) de la tension de décharge pour l'unité de commande (S).

3. Onduleur suivant la revendication 2, caractérisé par le fait que le dispositif d'évaluation (A) compare une tension en dents de scie (V_C3) à une tension de référence (V_c4) et commande, en fonction de cette comparaison, un transistor de blocage (T3, T4) qui interrompt la tension de commande de l'un des commutateurs (T2) de l'onduleur, la tension en dents de scie étant prélevée sur un condensateur de synchronisation (C3) qui est raccordé par l'intermédiaire d'une résistance additionnelle (R2) à la source de tension continue (Q) et est branché en parallèle avec le commutateur (T2) devant être bloqué, par l'intermédiaire d'un condensateur additionnel (C2).

4. Onduleur suivant la revendication 3, caractérisé par le fait que la tension de référence (Vc4) est prélevée sur un condensateur de comparaison (C4) en parallèle avec lequel se trouve monté un transistor de commande (C5) dont la voie de commande est raccordée par l'intermédiaire d'une diode Zener (D8) à une source de tension (R8, R9, C8), qui délivre une tension proportionnelle à la tension aux bornes de la lampe (LP).

5. Onduleur suivant la revendication 4, caractérisé par le fait que la voie de commande du transistor de commande (T5) est raccordée à un circuit RC (R6, R7, C6), qui est chargé par l'intermédiaire d'une diode de découplage (D6) qui est conductrice uniquement entre le branchement de l'onduleur et le début de son entrée en oscillations.

6. Onduleur suivant la revendication 5, comportant un dispositif de contrôle qui débranche l'onduleur lorsqu'une lampe se trouve en permanence en état d'amorçage, caractérisé par le fait que le dispositif de contrôle (Ü) est également raccordé, côté entrée, à la source de tension (C8), qui est réalisée sous la forme d'un circuit RC (R8, R9, C8), et dont la constante de temps est suffisamment élevée pour que la tension aux bornes du condensateur (C8) n'atteigne pas le seuil de réponse du dispositif de contrôle, lorsque la lampe s'amorce en un intervalle de temps prédéterminé.

Zeichnung