[0001] La présente invention se rapporte aux circuits pouvant servir de sources de tension
de référence et concerne plus particulièrement les sources de tension faisant référence
à la bande interdite et compatibles avec les technologies MOS.
[0002] L'évolution actuelle des circuits électroniques montre une tendance croissante à
réaliser, sur le même circuit, des fonctions numériques et des fonctions analogiques.
Bien que les technologies bipolaires s'avèrent plus intéressantes pour les circuits
purement analogiques, les technologies MOS prennent l'avantage lorsque la partie numérique
du circuit est importante. Parmi ces dernières, la technologie MOS complémentaire
(ou CMOS) offre, outre l'avantage d'une grande densité d'intégration, la possibilité
d'une très faible consommation des circuits.
[0003] La plupart des circuits ayant une partie analogique requiert la réalisation d'un
bloc délivrant une tension de référence. De tels blocs ont déjà été proposés en technologie
CMOS et, sont le plus souvent dérivés de circuits connus en technologie bipolaire
sous le nom de références de tension à la bande interdite. Ces circuits utilisent
une paire de transistors travaillant à des densités de courant différentes et qui,
tout en ayant une caractéristique de fonctionnement bipolaire, sont compatibles avec
une technologie CMOS. De tels transistors, encore appelés transistors au substrat
ont toujours leur collecteur relié au substrat ce qui en limite l'application notamment
lorsqu'on désire adapter les circuits qui ont été développés en technologie bipolaire.
[0004] Un exemple de circuit utilisant de tels transistors peut être trouvé dans l'article
de R. Ye et Y. Tsividis intitulé "Bandgap voltage reference sources in CMOS technology"
et paru dans Electronics Letters du 7 janvier 1982, Vol. 18, No 1. La tension de référence
est obtenue en effectuant une combinaison linéaire des tensions base-émetteur des
transistors au substrat de manière à compenser l'effet de la température. Cette combinaison
linéaire est réalisée au moyen d'un amplificateur opérationnel et de résistances.
Lorsque l'amplificateur opérationnel est réalisé à l'aide de transistors MOS, il présente
une tension de décalage d'entrée (ou tension d'"offset") importante et qui, de plus,
n'étant pas proportionnelle à la température absolue, ne peut être aisément compensée.
Cette tension d'"offset" entraîne une imprécision de la valeur de la tension de référence
de l'ordre de 50 millivolts. L'article de Bang-Sup Song et Paul R. Gray intitulé "A
précision curvature-compensated CMOS bandgap reference", paru dans IEEE Journal of
Solid-State Circuits, Vol. SC-18, No 6, Décembre 1983, montre comment cette tension
d'"offset" peut être compensée à l'aide des techniques de circuits à capacités commutées.
Toutefois, d'une part l'utilisation de ces techniques donne des circuits passablement
complexes et d'autre part, la précision de la tension de référence de sortie reste
limitée par les phénomènes d'injection de charges produites par les transistors fonctionnant
en interrupteurs.
[0005] Un nouveau type de transistors MOS, présentant une caractérristique de fonctionnement
bipolaire, sans avoir les limitations des transistors au substrat, a été décrit dans
la demande de Brevet Européen 0093086. déposée par le requérant le 22 avril 1983.
Ce nouveau type de transistor, auquel il sera fait référence par la suite sous le
nom de transistor bipolaire compatible, a déjà été appliqué à la réalisation d'une
source de tension de référence, ainsi qu'il apparaît à la figure 2 de l'article de
E. Vittoz, paru dans IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-18, juin 1983 et
intitulé "MOS transistors operated in the lateral bipolar mode and their application
in CMOS technology". L'inconvénient du circuit décrit dans l'article précité réside
dans le fait qu'il ne tient pas compte de la valeur finie du gain en courant des transistors
bipolaires compatibles, ni de sa dépendance de la température. Un autre désavantage
de ce circuit, de même que de la plupart des circuits précédemment mentionnés, est
la valeur importante de l'impédance de sortie, ce qui empêche de tirer un courant,
en particulier pour alimenter d'autres circuits, sans fausser la valeur de la tension
de référence.
[0006] Aussi un objet de la présente invention est un circuit pouvant servir de source de
tension de référence et ne présentant pas les incohvé- nients mentionnés ci-dessus.
[0007] Un autre objet de l'invention est une source de tension de référence compatible avec
une technologie MOS et utilisant des transistor bipolaires compatibles.
[0008] Un autre objet de l'invention est une source de tension de référence dont la dépendance
de la température peut être aisément compensée.
[0009] Un autre objet de l'invention est une source de tension de référence présentant une
impédance de sortie peu élevée.
[0010] Les caractéristiques de l'invention apparaissent dans les revendications.
[0011] L'un des avantages primordiaux du circuit de référence de tension selon l'invention
est la précision de la tension de référence qui est nettement supérieure à celle des
circuits connus en technologie CMOS. De plus, le circuit de l'invention possède la
propriété de permettre l'ajustement de son coefficient de température en ajustant
le circuit à une température donnée alors que, pour les circuits connus en technologie
CMOS, les deux effets ne sont pas corrélés.
[0012] D'autres objets, caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront
plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation
particuliers, ladite description étant faite à titre purement illustratif et en relation
avec les dessins joints dans lesquels:
- la figure 1 montre le schéma de principe du circuit de l'invention;
- la figure 2 est une courbe caractéristique de l'amplificateur de la figure 1;
- la figure 3 montre un premier exemple de réalisation du circuit de la figure 1;
- la figure 4 est une variante de réalisation du bloc conduçteur de la figure 1;
- la figure 5 montre un autre exemple de réalisation de l'amplificateur de la figure
1;
- la figure 6 montre encore un autre exemple de réalisation de l'amplificateur de
la figure 1;
- la figure 7 montre une variante du circuit de l'invention; et
- la figure 8 est un exemple de réalisation de 1'amplificateur- suiveur de la figure
7.
[0013] Le schéma de la figure 1 illustre le principe de l'invention. Deux transistors bipolaires
compatibies, tels que décrits dans la demande de brevet précitée, travaillent a des
densités de courant différentes. Les bases sont reliées par l'intermédiaire d'une
résistance 3, et les émetteurs sont reliés à la borne d'alimentation négative 7 du
circuit. Les collecteurs de T1 et T2, parcourus par les courants I1 et 12 respectivement,
sont reliés aux entrées 8 et 9, respectivement l'entrée inverse et l'entrée directe,
d'un amplificateur à transrésistance 1. La sortie de l'amplificateur 1 est connectée
d'une part à la borne de sortie 5 et d'autre part à la base du transistor T1 à travers
la résistance 2. La base du transistor T2 est encore reliée à la borne 7 par l'intermédiaire
d'un bloc conducteur 4 destiné à tirer, à travers la résistance 3, un courant 13 très
grand devant les courants I1 et 12.
[0014] La fonction caractéristique de transfert de l'amplificateur 1 est donnée à la figure
2 où V
S représente la tension de sortie de l'amplificateur et K1 est le rapport du gain de
l'entrée 9 à celui de l'entrée 8. Dès que la valeur du courant I1 est légèrement supérieure
à K1·I2, la tension de sortie de l'amplificateur 1 devient très faible et dès qu'au
contraire, la valeur du courant 11 est légèrement inférieure à K1.I2, la tension de
sortie de l'amplificateur 1 devient très grande.
[0015] Lorsque l'amplificateur 1 est monté en contre-réaction dans le schéma de la figure
1, il impose l'égalité: I1 = K1 . 12 pour laquelle la tension de sortie V
S existant sur la borne 5 est égale à:

[0016] Dans l'expression (1) de V
réf ci-dessus, Y
BE1 est la tension base-émetteur de T1, R2 et R1 sont les valeurs des résistances 2 et
3 respectivement, k est la constante de Boltzmann, T est la température absolue, q
est la charge élémentaire de l'électron, K1 a la valeur précédemment définie et K2
est le rapport des surfaces effectives d'émetteur du transistor T2 au transistor T1.
[0017] Comme cela a été mentionné précédemment, les deux transistors bipolaires compatibles
T1 et T2 doivent travailler à des densités de courant différentes; celle traversant
le transistor T2 devant être inférieure à celle traversant le transistor T1. Pour
assurer cette différence entre les densités de courant, il est possible soit de réaliser
les transistors T1 et T2 avec des géométries différentes (dans la pratique plusieurs
transistors identiques sont mis en parallèle), soit de réaliser l'amplificateur 1
de telle sorte que les gains des entrées 8 et 9 soient dans un rapport donné (K1).
Dans le premier cas, les courants 11 et 12 pourront être égaux, alors que dans le
deuxième cas, ils seront dans le rapport K1.
[0018] Les transistors T1 et T2 sont des transistors bipolaires compatibles tels que décrits
dans la demande de brevet précitée. De tels transistors présentent un gain en courant
mal défini et difficilement reproductible d'une intégration à l'autre. Pour que la
relation (1) soit vérifiée malgré l'utilisation des transistors bipolaires compatibles,
il est nécessaire que la valeur du courant 13, tiré par le bloc 4 à travers la résistance
3, soit grande par rapport à celle du courant 11.
[0019] Un premier exemple de réalisation est montré à la figure 3, dans laquelle les éléments
identiques à ceux de la figure 1 portent les mêmes références. L'amplificateur 1 est
essentiellement constitué par un miroir de courant et un étage suiveur de tension.
Le miroir de courant est formé par les transistors MOS à canal P 11 et 12, reliés
à la borne d'alimentation positive V
DD. Le transistor 11 a son drain relié à la branche 9 ainsi qu'aux grilles des transistors
11 et 12. Le drain du transistor 12 est relié à la branche 8 ainsi qu'à la grille
du transistor MOS 13 à canal N, monté en étage suiveur de tension entre la borne d'alimentation
V
DD et la borne 5. Les transistors T1 et T2 sont identiques et le miroir de courant est
de rapport K1, de sorte que les courants traversant les transistors T1 et T2 sont
dans le même rapport. Le bloc conducteur 4 est constitué par un transistor bipolaire
compatible 41 dont l'émetteur est relié à la borne 7 et la base et le collecteur sont
reliés au point 6, commun à la base de T2 et à la résistance 3. Pour assurer l'inégalité
I3 » I1, il importe que le transistor 41 soit dimensionné de manière à ce que sa surface
effective d'émetteur soit sensiblement plus grande que celle du transistor T1.
[0020] Cet inconvénient peut être éliminé si la base du transistor 41 est alimentée à partir
d'un point présentant une tension plus élevée. Tel est le cas avec le montage de la
figure 4 dans laquelle la base du transistor bipolaire compatible 42 est reliée d'une
part à la borne 5 par l'intermédiaire de la résistance 44 et d'autre part au point
6 par l'intermédiaire de la résistance 43. L'inégalité I3 > I1 sera vérifiée si le
rapport de la résistance 32 à la résistance 44 est supérieur à celui de la résistance
3 à la résistance 2 et cela, même si le transistor 42 est identique au transistor
T1.
[0021] Un autre exemple de réalisation de l'amplificateur à transrésistance 1 est représenté
à la figure 5. Un miroir de courant, formé par les transistors MOS à canal P 101 et
102 d'une part et 103 et 104 d'autre part, est connecté en série entre la borne d'alimentation
positive V
DD et les branches 8 et 9. Les deux transistors 101 et 103 sont montés en diode et l'ensemble
des transistors 101 à 104 présente un rapport K1. Les transistors à canal P 105 et
106 forment un étage suiveur de tension. Le transistor 105 a sa grille reliée à la
grille des transistors 101 et 102, sa source reliée à la borne V
DD et son drain relié à la source du transistor 106, dont la grille est connectée au
drain du transistor 104 et dont le drain est relié à la borne d'alimentation négative
7 du circuit. Le point 108, commun au drain du transistor 105 et à la source du transistor
106, est relié à la base d'un transistor bipolaire compatible 107 dont le collecteur
est relié à la borne V
DD et dont l'émetteur est connecté à la borne 5. Le montage des quatre transistors 101
à 104 permet de réduire les effets d'une variation de la tension d'alimentation sur
la valeur du rapport des courants I1 et 12, et donc sur la précision de 1
4 tension de référence V
réf. Par ailleurs le transistor de sortie 13 du montage de la figure 3 a été remplacé,
dans la figure 5, par un transistor bipplaire compatible 107 associé à un étage suiveur
de tension constitué par les transistors 105 et 106. Cet arrangement des transistors
105 à 107 permet de réduire la résistance de sortie du circuit et donc d'alimenter
des circuits annexes à partir du circuit de tension de référence.
[0022] La figure 6 montre encore un autre exemple de réalisation de l'amplificateur 1. Deux
résistances 111 et 112, traversées par les courants 11 et 12, entraînent une différence
de tension qui est appliquée à l'entrée d'un amplificateur opérationnel 110. La sortie
de l'amplificateur 110 est reliée à la borne 5. Si R1 et R2 sont les valeurs des résistances
111 et 112 respectivement, on s'efforcera de satisfaire la relation: R1 . I1 = Kl
. R2 . I2 » V
OS, afin de rendre négligeable l'effet de la tension de décalage d'entrée (Y
OS) de l'amplificateur 110. Un schéma tel que celui de la figure 6 est connu en soi
et peut, par exemple, être trouvé dans l'article de Carl R. Palmer et al, intitulé
"A curvature corrected micropower voltage reference" paru dans IEEE International
Solid-State Circuits Conference de 1981.
[0023] La tension de référence Y
réf délivrée par les circuits précédents est bien définie et voisine de 1.2 volt. Il
est parfois souhaitable de pouvoir disposer d'une tension de référence supérieure
à cette valeur. Le circuit de la figure 7 montre comment obtenir une tension supérieure
à la tension V
réf à partir du circuit de l'invention sans pour autant en dégrader les performances.
Les éléments identiques à ceux de la figure 1 portent les mêmes références. La sortie
de l'amplificateur à transrésistance 1 est reliée à un diviseur de tension 200 dont
la sortie est appliquée à travers un étage suiveur de tension 210 à la résistance
2. Le diviseur de tension 200 peut être un potentiomètre délivrant une fraction ℓ
de la tension de sortie de l'amplificateur 1. La tension de sortie de l'étage suiveur
210 est toujours égale à V
réf, alors que la tension de sortie de l'amplificateur 1 est:

[0024] L'étage suiveur de tension 210 doit présenter une tension d"'offset" aussi faible
que possible et, de préférence, proportionnelle à la température absolue. Un exemple
de réalisation de cet étage suiveur, basé sur l'utilisation de transistors bipolaires
compatibles, est montré à la figure 8. Il comporte une paire différentielle de transistors
bipolaires compatibles 215 et 216 dont les bases sont reliées, respectivement, à la
borne d'entrée directe 217 et à la borne d'entrée inverse 218, dont les émetteurs
sont reliés à une source de courant 219 et dont les collecteurs sont reliés respectivement
au drain des transistors MOS 212 et 211, lesquels sont montés en miroir de courant.
Le circuit comporte encore un transistor MOS 214 dont la grille est reliée au point
commun au drain du transistor 212 et au collecteur du transistor 215, dont le drain
est relié à la borne d'alimentation V
DD et dont la source est reliée à la base du transistor 215.
[0025] Bien que la présente invention ait été décrite dans le cadre d'exemples de réalisation
particuliers, il est clair qu'elle est susceptible de modifications ou variantes sans
sortir de son domaine. En particulier, si le circuit de l'invention permet de compenser
le terme linéaire de la courbe de variation de la tension de référence en-fonction
de la température, le terme quadratique peut être compensé à l'aide d'un circuit connu
dit "de correction de courbure".
1. Source de tension de référence en technologie MOS, caractérisée en ce qu'elle comporte
au moins:
- un premier transistor bipolaire compatible (T1);
- un deuxième transistor bipolaire compatible (T2)
dont l'émetteur est relié à l'émetteur dudit premier transistor bipolaire compatible;
- des premiers moyens (T1,T2) permettant d'assurer, à travers ledit deuxième transistor
bipolaire compatible, une densité de courant inférieure à celle traversant ledit premier
transistor bipolaire compatible;
- un amplificateur à transrésistance (1) ayant deux entrées (8,9) reliées respectivement
aux collecteurs desdits premier et deuxième transistors bipolaires compatibles et
une sortie reliée d'une part, à une borne de sortie (5) délivrant ladite tension de
référence (Vréf) et d'autre part, à la base dudit premier transistor bipolaire compatible à travers
une première résistance (2);
- une deuxième résistance (3) connectée entre les bases desdits premier et deuxième
transistors bipolaires compatibles; et
- des seconds moyens (4), connectés entre la base dudit deuxième transistor bipolaire
compatible et le point commun aux émetteurs desdits premier et deuxième transistors
bipolaires compatibles, pour tirer un courant à travers lesdites première et deuxième
résistances de valeur sensiblement plus grande que celle du courant traversant ledit
premier transistor bipolaire compatible.
2. Source de tension de référence selon la revendication 1, caractérisée en ce que
lesdits seconds moyens pour tirer un courant çompren- nent un transistor bipolaire
compatible (41,42).
3. Source de tension de référence selon la revendication 2, caractérisée en ce qu'elle
comprend un transistor bipolaire compatible (41) dont l'émetteur est relié audit point
(7) commun aux émetteurs des premier et deuxième transistors bipolaires compatibles
et dont la base est reliée à son collecteur d'une part et à la base (6) dudit deuxième
transistor bipolaire compatible d'autre part.
4. Source de tension de référence selon la revendication 2, caractérisée en ce qu'elle
comprend un transistor bipolaire compatible (42) dont l'émetteur est relié audit point
commun aux émetteurs desdits premier et deuxième transistors bipolaires compatibles,
dont le collecteur est relié à la base dudit deuxième transistor bipolaire compatible
et dont la base est reliée d'une part, à son collecteur à travers une troisième résistance
(43) et d'autre part, à ladite borne de sortie à travers une quatrième résistance
(44).
5. Source de tension de référence selon la revendication 1, caractérisée en ce que
ledit amplificateur a transrésistance comporte au moins un miroir de courant (11,12)
et un étage suiveur de tension (13) qui est connecté entre ledit miroir de courant
et ladite borne de sortie et en ce que le miroir de courant et lesdits premier et
deuxième transistors bipolaires compatibles sont dimensionnés de manière que la densité
de courant traversant ledit deuxième transistor bipolaire compatible soit inférieure
à celle traversant ledit premier transistor bipolaire compatible.
6. Source de tension de référence selon la revendication 1, caractérisée en ce que
ledit amplificateur à transrésistance comporte deux résistances (111,112) connectées
respectivement entre une borne d'une source de tension d'alimentation (VDD) et les collecteurs desdits premier et deuxième transistors bipolaires compatibles
et un amplificateur opérationnel (110) dont les entrées sont reliées respectivement
auxdits collecteurs des premier et deuxième transistors bipolaires compatibles et
dont la sortie est reliée à ladite borne de sortie.
7. Source de tension de référence selon la revendication 1, caractérisée en ce qu'elle
comporte en outre un étage diviseur de tension (200) connecté entre la sortie dudit
amplificateur à transrésistance et ladite première résistance.
8. Source de tension de référence selon la revendication 1, caractérisée en ce qu'elle
comporte en outre un étage diviseur de tension en série avec un étage suiveur de tension
(210), lesdits étages diviseur de tension et suiveur de tension étant connectés entre
la sortie dudit amplificateur à transrésistance et ladite première résistance.
9. Source de tension de référence selon la revendication 8, caractérisée en ce que
ledit étage suiveur de tension comporte au moins une paire différentielle de transistors
bipolaires compatibles (2t5,216).