Referenzstromquelle

Abstract

 Bei einer Referenzstromquelle mit zwei Transistoren und einer gesteuerten Doppelstromquelle, bei der die Basis des zweiten Transistors am Kollektor des ersten Transistors angeschlossen ist, ist der Emitter des ersten Transistors mit einem Bezugspunkt und der erste Anschluß der gesteuerten Doppelstromquelle mit der Basis des ersten Transistors und der zweite Anschluß der gesteuerten Doppelstromquelle mit dem Kollektor des zweiten Tran­sistors verbunden. Bei der Referenzstromquelle ist außerdem ent­weder ein erster Widerstand zwischen die Basis und den Kollektor des ersten Transistors eingefügt und der Emitter des zweiten Tranistors mit dem Bezugspunkt verbunden oder der erste Widerstand ist zwischendem Emitter des zweiten Transistors und dem Bezugspunkt eingefügt und die Basis und der Kollektor des ersten Transistors sind miteinander verbunden. Weiterhin befindet sich zwischen der Basis des ersten Transitors und dem Bezugspunkt ein Widerstand und/oder zwischen dem Kollektor des zweiten Transitors und dem Bezugspunkt ist ein Widerstand angeschlossen.

Beschreibung

[0001] Die Erfindung betrifft eine Referenzstromquelle gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

[0002] Während die Stabilisierung von Spannungen viel Aufmerk­samkeit gefunden hat, wurde die Stabilisierung von Strö­men bisher weniger beachtet. In einer Reihe von Anwen­dungen, z. B. bei der Versorgung aus Stromquellen inner­halb einer bipolaren integrierten Schaltung und bei ge­wissen Typen von DA- und AD-Umsetzern, ist aber primär ein stabiler Strom erforderlich. Zwar ist es möglich, stabile Ströme von einer Referenzspannungsquelle abzu­leiten. Dies ist aber stets mit Mehraufwand und Genauig­keitsverlust verbunden. Deshalb besteht ein erhebliches technisches Interesse auch für Mittel und Methoden zur Stabilisierung von Strömen.

[0003] Die auf R.J. Widlar zurückgehende Bandgap-Stabilisie­rung (IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-6, No. 1, 1971) betrifft die Spannungsstabilisierung. Sie erreicht ähnlich gute Parameter wie die bis dahin vor­wiegend verwendete Zener-Dioden-Stabilisierung, kommt mit kleineren Versorgungsspannungen aus und kann vor­teilhaft innerhalb einer bipolaren Halbleiterschaltung implementiert werden. Der Kern der Schaltung besteht aus zwei Transistoren, deren Stromdichten durch einen schaltungstechnischen Kunstgriff in einem bestimmten Verhältnis gehalten werden. Der sich daraus ergebende Spannungsunterschied der Basisemitterdioden ist propor­tional zur absoluten Temperatur. Er wird einem Wider­ stand zugeführt, der am Emitter des Transistors mit der kleineren Stromdichte angeordnet ist und dadurch ergibt sich, daß die Stromaufnahme der beiden Transistoren pro­portional zur absoluten Temperatur wird. In der US-PS 4 059 793 ist aufgezeigt, daß dieser Widerstand auch zwischen Basis und Kollektor des Transistors mit der hö­heren Stromdichte vorteilhaft angeordnet werden kann. Einen Hinweis, daß innerhalb dieser Grundanordnung ein Strom mit frei einstellbarem Temperaturkoeffizienten erzeugt werden kann, gibt J.E. Hanna in der US-PS 4 091 321. Dies wird dadurch erreicht, daß einem Tran­sistor der Bandgap-Schaltung, der einen zur absoluten Temperatur proportionalen Strom führt, ein Widerstand parallel geschaltet wird. Dieser Widerstand zeigt ei­ne Stromaufnahme proportional zur Basisemitterspannung, die einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzt. Die Summe der beiden Ströme besteht somit aus einem temperaturabhängig ansteigenden und einem abfallenden Strom, durch Wichtung kann eine Temperaturunabhängig­keit erreicht werden. Da sich die erwähnte PS mit der Erzeugung temperaturstabiler Spannungen beschäftigt, sind keine Hinweise auf eine Ausnutzung dieses Effektes zur Schaffung temperaturstabiler Stromquellen enthalten.

[0004] Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schal­tung für einen oder mehrere möglichst stabile Ausgangs­ströme anzugeben, die sich für eine bipolare Integra­tion eignet, wobei der oder die Ströme weder von der Temperatur noch von der Versorgungsspannung abhängig sein sollen, wobei die Versorgungsspannung einen großen Bereich durchlaufen kann und wobei auch kleine Werte der Versorgungsspannung zulässig sein sollen.

[0005] Diese Aufgabe wird bei einer Referenzstromquelle der eingangs erwähnten Art durch die kennzeichnenden Merk­male des Anspruchs 1 gelöst.

[0006] Die Erfindung wird im folgenden anhand von Beispielen erläutert. In den zugehörigen Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 bekannte Formen der Spannungsstabilisierung,

Fig. 2 das Grundprinzip der Stromstabilisierung,

Fig. 3 die Ausführung der gesteuerten Stromquellen,

Fig. 4 eine erste Verstärkeranordnung,

Fig. 5 eine zweite Verstärkeranorndung mit pnp-Strom­quellen,

Fig. 6 eine Anordnung mit npn-Stromquellen.

[0007] In Fig. 1 ist die bekannte Bandgap-Spannungsstabilisie­rung in prinzipieller Form dargestellt. Fig. 1a zeigt die erste Form der Stabilisierung, die sich an die ge­nannte Veröffentlichung von Widlar anlehnt. Die zweite Form entstammt der ebenfalls genannten US-PS von Ahmed, sie ist unabhängiger gegenüber Bauelementschwankungen und hat eine höhere innere Verstärkung.

[0008] Die an sich bekannte Wirkungsweise dieser Schaltung be­ruht darauf, daß den beiden Transistoren über die Wi­derstände R2, R3 Ströme I1, I2 zugeführt werden, die zueinander im umgekehrten Verhältnis dieser Widerstän­de stehen: I2/I1 = R2/R3. Mittels dieses Stromverhält­nisses und weiter mittels des Verhältnisses der Emit­terbasisfläche der beiden Transistoren wird ein bestimm­tes Verhältnis der Stromdichten der Emitterbasissperr­schicht der Transistoren Q1, Q2 festgelegt. In den Schaltungen der Fig. 1 ist angenommen, daß der zweite Transistor Q2 die kleinere Stromdichte erhalten hat. Seine Basis-Emitter-Spannung ist deshalb kleiner. Der Spannungsunterschied wird in beiden Varianten als Span­nungsabfall über dem Widerstand R1 wirksam. Da, wie die Beschreibung des bipolaren Transistors zeigt, der Span­nungsunterschied proportional zur absoluten Temperatur ist, wird der Strom durch R1 ebenfalls proportional zur absoluten Temperatur. Weiter ist in der Schaltung der Fig. 1a der Strom durch R1 dem Strom I2 nahezu gleich, in der Schaltung der Fig. 1b dem Strom I1. Also wird der Spannungsabfall über den Widerständen R2, R3 eben­falls proportional zur absoluten Temperatur. Der Kom­pensationseffekt hinsichtlich der erzeugten Spannung Vr besteht darin, daß der mit der Temperatur zunehmende Spannungsabfall über R2 zu dem mit der Temperatur ab­nehmenden Spannungsabfall über der Emitterbasisdiode des ersten Transistors Q1 addiert wird.

[0009] Um zu einem von der Temperatur unabhängigen Strom zu kommen, ist nach Fig. 2 vorgesehen, den durch Transi­stor Q1 und Transistor Q2 fließenden, mit der Tempera­tur zunehmenden Strömen je einen abnehmenden Strom hin­zuzufügen. Dies erfolgt gemäß der Erfindung durch Pa­rallelschaltung von Widerständen R4, R5, da, wie gesagt, der Spannungsabfall über dem Transistor einen negativen Temperaturgang aufweist. Durch geeignete Wahl dieser Widerstände erreicht man, daß der Temperaturkoeffizient der Ströme I1, I2 in Fig. 2 null wird. Es hat sich ge­zeigt, daß man bei der Wahl der Widerstände nicht auf das Verhältnis der in den Transistoren Q1, Q2 fließen­den Ströme Rücksicht nehmen braucht. Es ist also nicht erforderlich, daß der durch den Widerstand R4 fließen­de Strom zu dem Strom durch den Widerstand R5 im selben Verhältnis steht, wie der durch den Transistor Q1 flie­ ßende Strom zu dem durch den Transistor Q2 fließende Strom. Insbesondere ist es möglich, einen der Widerstän­de R4, R5 wegzulassen und trotzdem den Punkt der Tempe­raturunabhängigkeit der Ströme I1, I2 einzustellen. Die­ser Umstand erleichtert die Ausführung der Verstärker­schaltung besonders hinsichtlich des Startverhaltens.

[0010] Die in Fig. 1 gezeigte Schaltung mit Differenzverstär­ker OA und Widerständen R2, R3 bezieht sich auf die Er­zeugung temperaturstabiler Spannungen. Für die Errei­chung der Temperaturkompensation des Stromes kommt es auf die Ausführung der Verstärkerschaltung nicht an. Wesentlich ist nur, daß das Verhältnis der beiden Strö­me I1, I2 unabhängig von ihrer Größe gewahrt bleibt und daß die Spannungsdifferenz zwischen Basis und Transi­stor Q1 und Kollektor und Transistor Q2 gegen null geht. Es soll also gelten I1 = Rt1 · Uab und I2 = Rt2 · Uab, wobei Uab die Spannung zwischen den Knoten A und B in der Schaltung der Fig. 2 bedeutet und wobei Rt1 und Rt2 Übertragungswiderstände sind, die einen möglichst hohen Wert aufweisen sollen, aber in einem festen Verhältnis zueinander stehen. Diese Modellvorstellung wird mit "ge­steuerte Doppelstromquelle" bezeichnet.

[0011] Eine bevorzugte Ausführungsform der gesteuerten Doppel­stromquelle wird in Fig. 3 gezeigt. Sie besteht aus ei­nem Differenzverstärker OA1, dessen Eingang an den Kno­ten A, B angeschlossen ist und zwei Transistoren Q3, Q4 mit gegenüber den Transistoren Q1, Q2 komplementärer Leitfähigkeit. Die Basen der Transistoren Q3, Q4 sind mit dem Ausgang des Differenzverstärkers OA1 verbunden. Die Emitter der Transistoren Q3, Q4 sind gegebenenfalls über Widerstände R6, R7 mit einer Versorgungsspannung Vs verbunden. Der Kollektor des Transistors Q3 ist am Knoten A und der Kollektor des Transistors Q4 ist am Knoten B angeschlossen. Wenn man die Eingangsströme des Differenzverstärkers OA1 vernachlässigen kann, sind die Kollektroströme der Transistoren Q3, Q4 mit den in Fig. 2 eingetragenen Strömen I1, I2 identisch. Durch die Ausführung der Transistoren Q3, Q4 wird das Verhält­nis der Ströme I1, I2 festgelegt. Dabei kann durch zu­sätzlich eingefügte Emitterwiderstände R6, R7 der Ef­fekt von Toleranzen sowie der Rauschbeitrag der Transi­storen Q3, Q4 reduziert werden. Die Fig. 3 zeigt einen weiteren Transistor Qp, dessen Basis ebenfalls mit dem Ausgang des Differenzverstärkers OA1 verbunden ist und dessen Emitter ebenfalls, gegebenenfalls über einen Emit­terwiderstand Rp, mit der Versorgungsspannung Vs verbun­den ist. Er fügt der gesteuerten Doppelstromquelle einen dritten Ausgang hinzu, der den gleichen oder verhältnis­gleichen Ausgangsstrom Ir führt und in einem symbolisch als Lastwiderstand R1 dargestellten Verbraucher genutzt wird.

[0012] In Fig. 4 ist eine erste Ausführungsform des in Fig. 3 eingeführten Differenzverstärkers OA1 dargestellt. Sie besteht aus dem Differenzverstärker mit den Transisto­ren Q5, Q6, deren Basen an den Knoten A, B, angeschlos­sen sind und deren Emitter mit dem Bezugspunkt verbun­den sind, wobei zwischen den Emittern und dem Bezugs­punkt auch ein Widerstand eingefügt sein kann, um die Arbeitsströme zu beeinflussen oder einen Gleichtaktein­fluß zu vermindern. Die Differenzstufe arbeitet auf ei­nen Stromspiegel aus den zu den Transistoren Q5 und Q6 komplementären Transistoren Q7 und Q8, deren Emitter an der Versorgungsspannung angeschlossen sind. Dabei ist der Kollektor des Transistors Q6 mit Kollektor und Ba­sis des Transistors Q8 und der Basis des Tranistors Q7 verbunden und die Verbindung der Kollektoren der Tran­sistoren Q5 und Q7 bildet den Ausgang des Differenzver­stärkers OA1.

[0013] Die Schaltung Fig. 4 zeigt auch das erwähnte Startpro­blem, wenn keine spezielle Startschaltung mit den Tran­sistoren Qs1 und Qs2 und den Widerständen Rs1, Rs2, Rs3 vorhanden ist. Da die Knoten A und B über die Widerstän­de R4, R5 mit dem Bezugspunkt verbunden sind, bleibt die Basis der Transistoren Q1, Q2 auch nach dem Einschal­ten der Versorgungsspannung auf Nullpotential und die Schaltung stromlos. Entfernt man jedoch den Widerstand R4, so kann sich am Knoten A durch Restströme ein Anfangs­potential aufbauen, das zu einem ersten Strom im Transi­stor Q5 führt. Dieser Strom kehrt durch die Stromver­stärkung des Transistors Q3 mit mehrfachem Wert zum Knoten A zurück und führt zum lawinenartigen Anwachsen des Gesamtstromes, bis infolge zunehmenden Spannungsab­falls am Widerstand R1 der Strom des Transistors Q2 ge­drosselt wird, das Potential am Knoten B ansteigt, der Transistor Q6 stromführend wird und über den Stromspie­gel Q8, Q7 die weitere Stromzunahme verhindert, womit die Schaltung in den erwünschten Arbeitspunkt eingetre­ten ist. Für diese Art des Starts ist also entscheidend, daß die Temperaturkompensation einseitig mit dem Wider­stand R5 ausgeführt werden kann.

[0014] Eine wesentlich andere Ausführung des Differenzverstär­kers OA1 ist in Fig. 5 dargestellt. Bei ihr wird das Potential der Knoten A, B nicht direkt einem Differenz­eingang zugeführt. Die Wirkungsweise beruht hier darauf, daß dem am Knoten B angeschlossenen Transistor Q6 der gleiche Arbeitspunkt aufgeprägt wird wie dem Transistor Q1, so daß auch die Potentiale der Knoten A und B un­tereinander gleich werden müssen. Zu diesem Zweck ist die Stromquelle mit dem Transistor Q10 vorgesehen, des­sen Basis mit der Basis der übrigen Stromquellentransi­storen Q3, Q4 verbunden ist und dessen Emitter ebenfalls wie bei den Stromquellentransistoren mit der Versor­gungsspannung Vs verbunden ist. Über die Verbindung der Kollektoren der Transistoren Q6, Q10 bestimmt der Tran­sistor Q10 den Strom im Transistor Q6. Der nachgeschal­tete Verstärkungstransistor Q9 bildet den Ausgang des Verstärkers und steuert die miteinander verbundenen Ba­sen der Stromquellentransistoren. In dieser Konfigura­tion kommt man mit drei Transistoren für den Verstärker OA1 aus. Weiterhin ist es ohne Nachteile möglich, auch eine größer Anzahl Transistoren Qp1 ... Qpi als Aus­gangsstromquellen vorzusehen, da die hohe Schleifenver­stärkung über die Transistoren Q6, Q9 eine größere Be­lastung zuläßt. Die Transistoren Q9 und Q10 bilden ei­nen wirksamen Startkreis dieser Schaltung, so daß beide Kompensationswiderstände R4, R5 angeschlossen sein dür­fen.

[0015] Schließlich zeigt Fig. 6 eine Konfiguration, bei der die Stromquellentransistoren Qn1 ... Qni vom gleichen Leitfähigkeitstyp sind wie die Transistoren Q1, Q2 der inneren Bandgap-Zelle. Sie gleicht der Schaltung von Fig. 5 bis auf einen als Diode geschalteten Transistor Q11, der der Basis-Emitter-Strecke der übrigen Transi­storstromquellen mit einem entsprechenden Emitterwider­stand R10 parallel geschaltet ist. Der Diodentransistor nimmt infolgedessen einen zu den übrigen Stromquellen gleichen oder verhältnisgleichen Strom auf. Vom Transi­stor Q9 muß dieser Strom zusammen mit den Basisströmen der Stromquellentransistoren zugeführt werden. Somit erstreckt sich der Stabilisierungseffekt nunmehr auch auf den Strom durch Transistor Q9. Weitere, zum Transi­stor Q9 analog angeordnete Transistoren Qn1 ... Qni dienen als stabilisierte Ausgangsstromquellen. Aus den schon erwähnten Gründen sind im Normalfall eingefügte Emitterwiderstände R9, Rn1 ... Rni zweckmäßig.

[0016] In Fig. 4 und Fig. 5 sind noch Maßnahmen zur Absiche­rung eines zuverlässigen Schaltungsstarts dargestellt. Eine Starthilfe, die einen Startstrom liefert, der nur wenig von der Versorgungsspannung Vs abhängt, zeigt Fig. 4. Sie besteht aus zwei Transistoren Qs1, Qs2 und drei Widerständen Rs1, Rs2, Rs3. Der erste Transistor Qs1 bildet mit den Widerständen Rs1 und Rs2 eine ein­fache Spannungsstabilisierung, indem der erste Wider­stand Rs1 zwischen Versorgungsspannung und Basis und der zweite Widerstand Rs2 zwischen Basis und Kollektor des Transistors Qs1 angeschlossen ist. Der Widerstand Rs2 ist verhältnismäßig klein gegenüber Rs1 und wird so ausgelegt, daß sich die Kollektorspannung des Tran­sistors Qs1 im vorgesehenen Bereich der Versorgungs­spannung möglichst wenig ändert. Der zweite Transistor Qs2 empfängt diese stabilisierte Kollektorspannung zwi­schen Basis und Emitter, wobei vor dem Emitter noch ein weiterer Scherungswiderstand Rs3 geschaltet sein kann. Der vom Transistor Qs2 entwickelte Strom fließt in die Basen der Stromquellentransistoren Q3, Q4. Die Schal­tung tritt in den Betriebszustand ein, wenn der vom Transistor Qs2 gelieferte Strom so groß ist, daß der im Transistor Q3 fließende, verstärkte Strom einen aus­reichenden Spannungsabfall über dem Widerstand R4 er­zeugt, um den Transistor Q5 leitend zu machen.

[0017] Eine weitere Methode der Starthilfe ist in Fig. 5 dar­gestellt. Dabei ist ein Starttransistor Qs vorgesehen, dessen Basis über einen Kondensator Cs mit der Versor­gungsspannung Vs, dessen Emitter mit dem Bezugspunkt und dessen Kollektor mit den Basen der Stromquellen­transistoren Q3, Q4 verbunden ist. Die Wirkungsweise beruht darauf, daß der Ladestromstoß bei Einschalten der Versorgungsspannung vom Transistor Qs verstärkt auf die Basen der Stromquellentransistoren geleitet wird, die damit den Stromfluß der Schaltung eröffnen. Nach der Aufladung des Kondensators Cs wird Qs strom­los.

[0018] Die stationäre Zündschaltung nach Fig. 4 hält den Ar­beitspunkt der Stabilisierungsschaltung in allen Be­triebszuständen aufrecht, benötigt aber einen Zusatz­strom. Die dynamische Zündschaltung nach Fig. 5 benö­tigt keinen Betriebsstrom. Kommt es jedoch bei angeleg­ter Spannung aus irgendeinem Grunde zum Abbruch des Stromflusses, so bleibt die Schaltung im Aus-Zustand.

[0019] In allen Schaltungen Fig. 3 bis Fig. 6 sind nicht mehr als zwei Transistorsysteme galvanisch in Reihe geschal­tet. Das bedeutet, daß bei Verwendung von Silizium-­Transistoren etwa 1 V Betriebsspannung für die Funk­tionsfähigkeit ausreicht.

Ansprüche

1) Referenzstromquelle mit zwei Transistoren und einer gesteuerten Doppelstromquelle (CDCS), bie der die Basis des zweiten Transistors (Q2) am Kollektor des ersten Transistors (Q1) angeschlossen ist, der Emitter des er­sten Transistors mit einem Bezugspunkt (M) verbunden ist, der erste Anschluß der gesteuerten Doppelstromquel­le (CDCS) mit der Basis des ersten Transistors (Q1) und der zweite Anschluß der gesteuerten Doppelstromquelle (CDCS) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q2) verbunden ist, und bei der entweder ein erster Wider­stand (R1) zwischen die Basis und den Kollektor des er­sten Transistors (Q1) eingefügt ist und der Emitter des zweiten Transistors (Q2) mit dem Bezugspunkt (M) ver­bunden ist oder der erste Widerstand (R1) zwischen dem Emitter des zweiten Transistors (Q2) und dem Bezugs­punkt (M) eingefügt und die Basis und der Kollektor des ersten Transistors (Q1) miteinander verbunden sind, da­durch gekennzeichnet, daß zwischen der Basis des ersten Transistors (Q1) und dem Bezugspunkt (M) ein Widerstand (R4) und/oder zwischen dem Kollektor des zweiten Tran­sistors (Q2) und dem Bezugspunkt (M) ein Widerstand (R5) angeschlossen ist.

2) Referenzstromquelle nach Anspruch 1, dadurch gekenn­zeichnet, daß der Widerstand (R4) zwischen der Basis des ersten Transistors (Q1) und dem Bezugspunkt (M) und/oder der Widerstand (R5) zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors (Q2) und dem Bezugspunkt (M) so be­ messen ist, daß die Ströme (I1, I2) der gesteuerten Dop­pelstromquelle (CDCS) möglichst wenig von der Umgebungs­temperatur abhängen.

3) Referenzstromquelle nach Anspruch 2, dadurch gekenn­zeichnet, daß im vorgesehenen Bereich der Umgebungstem­peratur mindestens ein Wert der Temperatur existiert, in dessen Umgebung die Temperaturabhängigkeit der Strö­me (I1, I2) der gesteuerten Doppelstromquelle (CDCS) verschwindet.

4) Referenzstromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Doppelstromquelle aus zwei Transistoren (Q3, Q4) besteht, die einen zum er­sten und zweiten Transistor (Q1, Q2) komplementären Leitungstyp aufweisen, deren Emitter direkt oder über Widerstände (R6, R7) mit einer Versorgungsspannung (Vs) verbunden und deren Basen mit dem Ausgang einer Ver­stärkeranordnung (OA1) verbunden sind.

5) Referenzstromquelle nach Anspruch 4, dadurch gekenn­zeichnet, daß die Verstärkeranordnung (OA1) ein Diffe­renzverstärker ist, dessen erster Eingang mit der Basis des ersten Transistors (Q1) und dessen zweiter Eingang mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q2) verbun­den ist.

6) Referenzstromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkeranordnung (OA1) aus einer Differenzstufe aus zwei Transistoren (Q5, Q6) besteht, die auf einen Stromspiegel aus zwei Tran­sistoren (Q7, Q8) komplementärer Leitfähigkeit arbeitet, wobei die Basen der Differenzstufe die Eingänge bilden, die Emitter der Differenzstufe direkt über einen Wider­stand mit dem Bezugspunkt verbunden sind, die Ausgänge der Differenzstufe mit Eingang und Ausgang des Strom­spiegels verbunden sind und der Ausgang des Stromspie­gels den Ausgang der Verstärkerordnung (OA1) bildet.

7) Referenzstromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkeranordnung (OA1) einen Eingangstransistor (Q6) aufweist, dessen Ba­sis am Kollektor des zweiten Transistors (Q2) und des­sen Emitter am Bezugspunkt (M) angeschlossen ist.

8) Referenzstromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des Ein­gangstransistors (Q6) mit dem Kollektor eines als Strom­quelle geschalteten Transistors (Q10) verbunden ist, wo­bei die Basis mit den Basen der Transistoren (Q3, Q4) der Doppelstromquelle verbunden und der Emitter direkt oder über einen Widerstand (R8) mit der Versorgungsspan­nung (Vs) verbunden ist.

9) Referenzstromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß am Kollektor des Eingangs­transistors (Q6) die Basis eines Ausgangstransistors (Q9) angeschlossen ist, dessen Emitter gegebenenfalls über einen Widerstand (R9) mit dem Referenzpunkt ver­bunden ist und dessen Kollektor den Ausgang der Verstär­keranordnung (OA1) bildet und mit der Basis der Strom­quellentransistoren (Q3, Q4, Q10) verbunden ist.

10) Referenzstromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis der Stromquel­lentransistoren (Q3, Q4, Q10) über einen als Diode ge­schalteten Transistor (Q11) direkt oder über einen Wi­derstand (R10) mit der Versorgungsspannung (Vs) verbun­den ist.

11) Referenzstromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein weite­rer Transistor (Qp1), der als Ausgangsstromquelle dient, angeschlossen ist, wobei seine Basis mit der Basis der Stromquellentransistoren (Q3, Q4) und sein Emitter di­rekt oder über einen Widerstand (Rp1) mit einem Anschluß der Versorgungsspannung (Vs) verbunden ist.

12) Referenzstromquelle nach Anspruch 10, dadurch ge­kennzeichnet, daß wenigstens ein weiterer Transistor (Qn1), der als Ausgangsstromquelle dient, angeschlossen ist, wobei seine Basis mit der Basis des Ausgangstran­sistors (Q9) und sein Emitter direkt oder über einen Widerstand (Rn1) mit dem Bezugspunkt (M) verbunden ist.

13) Referenzstromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis der Stromquel­lentransistoren (Q3, Q4) mit dem Kollektor eines Start­transistors (Qs) verbunden ist, dessen Emitter mit dem Referenzpunkt und dessen Basis über einen Kondensator (Cs) mit der Versorgungsspannung (Vs) verbunden ist.

14) Referenzstromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor eines zweiten Starttransistors (Qs2) mit der Basis der Strom­quellentransistoren (Q3, Q4) verbunden ist, daß die Ba­sis des zweiten Starttransistors (Qs2) mit dem Kollek­tor eines ersten Starttransistors (Qs1) verbunden ist, daß ein Vorwiderstand (Rs1) von der Versorgungsspannung (Vs) zur Basis des ersten Starttransistors (Qs1) führt, daß ein weiterer Widerstand (Rs2) an die Basis und an den Kollektor des ersten Starttransistors (Qs1) ange­schlossen ist und daß der Emitter des ersten Starttran­sistors (Qs1) mit dem Referenzpunkt und der Emitter des zweiten Starttransistors (Qs2) direkt oder über einen Widerstand (Rs3) ebenfalls mit dem Referenzpunkt ver­bunden ist.

Zeichnung