Breitband-Polarisationsweiche

Abstract

 Es sind Maßnahmen im zwei orthogonale Linearpolarisationen führenden Wellenleiter (7) vorgesehen, z.B. das Einbringen eines Innenleiters (8) und/oder von symmetrisch angeordneten Metallängsstegen, wodurch dessen Leitungswellenwiderstand an die Leitungswellenwiderstände der beiden polarisationsselek­tiven Rechteckhohlleiterarme (10, 11) angenähert oder im Be­darfsfalle angeglichen wird. Es sind dabei zwei Bedingungen zu erfüllen, nämlich die Angleichung erstens der Querschnittsfak­toren in den Wellenwiderstandsgleichungen der aneinander anzupassenden Wellenleiter und zweitens der Grenzfrequenzen der ineinander überzuführenden Wellentypen. Verbleibende Reaktanzen in den Weichendurchgängen sind dann breitbandig ohne Schwierig­keiten auf kürzestem Raum anpaßbar. Die durch die Erfindung angegebenen Maßnahmen lassen sich bei Breitband-Polarisations­weichen für Satellitenfunk- und Richtfunkantennen anwenden.

Beschreibung

[0001] Die Erfindung bezieht sich auf eine Breitband-Polarisations­weiche zur Trennung orthogonal linear polarisierter elektro­magnetischer Mikrowellen mit einer Verzweigungseinrichtung, die einen die beiden orthogonalen Polarisationen führenden Wellen­leiter in zwei nur noch jeweils eine dieser Polarisationen führende Rechteckhohlleiterarme aufteilt.

[0002] Praktisch allen bekannten Polarisationsweichen fehlt die Grund­voraussetzung für eine echte Breitbandanpassung, nämlich die Wellenwiderstandshomogenität entlang den beiden Durchgängen einer solchen Weiche; denn zwischen jedem der beiden polari­sationsselektiven Weichenanschlüsse, die stets als Rechteck­hohlleiter mit dem Seitenverhältnis a ≈ 2b ausgebildet sind, und dem Hohlleiter kreisrunden oder quadratischen Querschnitts (a = b) besteht bei allen bekannten Polarisationsweichen nach der Wellenwiderstandsgleichung

ein Wellenwiderstandssprung Z_rund bzw. Z_Quadrat / Z_Rechteck≈2. In der vorstehenden Gleichung ist Z der Leitungswellenwider­stand, b . K / a der Querschnittsfaktor für die jeweilige Welle im Rechteckhohlleiter, Z_o der Feldwellenwiderstand einer ebenen Welle im freien Raum, λ_o die Wellenlänge im freien Raum und λ_k die jeweilige kritische Wellenlänge, die auch Grenzwellen­länge des betrachteten Wellentyps genannt wird. Eine breitban­dige Anpassung des Wellenwiderstandssprungs zwischen den Lei­tungen ist -jedenfalls über große Bandbreiten von einer Oktave und mehr - prinzipiell unmöglich.

[0003] Es ist versucht worden, mit stetigen Übergängen, mit Umlenk- ­und Kurzschlußblechen unterschiedlichsten Zuschnitts beider Stirnflächen, mit Blenden, Schraubenansammlungen und ähnlichem den diagnostizierten Wellenwiderstandssprung wenigstens schmal­bandig (bis ca. 20 %) reflektionsarm zu machen.

[0004] Aufgabe der Erfindung ist es, eine Möglichkeit anzugeben, mit welcher die störenden Wellenwiderstandssprünge bei breitbandig zu verwendenden Polarisationsweichen reduziert oder ganz eli­miniert werden.

[0005] Gemäß der Erfindung, die sich auf Breitband-Polarisationswei­chen der eingangs genannten Art bezieht, wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß Maßnahmen im die beiden Polarisationen führenden Wellenleiter vorgesehen sind, durch welche dessen ursprünglich etwa doppelt so großer Leitungswellenwiderstand an die in sich gleichen Leitungswellenwiderstände der beiden Rechteckhohlleiterarme angenähert oder im Bestfalle angeglichen wird, wozu zwei Bedingungen zu erfüllen sind, nämlich zum einen die Angleichung der Querschnittsfaktoren in den Wellenwider­standsgleichungen der aneinander anzupassenden Wellenleiter und zum anderen die Angleichung der Grenzfrequenzen der ineinander überzuführenden Wellentypen in diesen Wellenleitern, und daß verbleibende Reaktanzen in den Wellenleitern durch nur kurze Baulängen erfordernde Transformationsmaßnahmen angepaßt werden. Die Erfindung geht von dem Gedanken aus, daß die Leitungswel­lenwiderstände der rechteckigen Polarisationsweichen-Hohllei­terarme mit ihrem Seitenverhältnis a ≈ 2 b fest vorgegeben sind, wogegen der Leitungswellenwiderstand des die beiden Orthogonalpolarisationen führenden Wellenleiters nicht festge­legt und daher frei wählbar ist. Dies eröffnet die bislang ungenutzte Möglichkeit, den Leitungswellenwiderstand des die beiden orthogonalen Polarisationen führenden Wellenleiters durch die angegebenen Maßnahmen abzusenken und damit an die Leitungswellenwiderstände der Rechteckhohlleiterarme zumindest anzunähern. Ideale Anpassungsbedingungen herrschen, wenn die Leitungswellenwiderstände des die beiden orthogonalen Polari­sationen führenden Wellenleiters an diejenigen der Rechteck­hohlleiterarme breitbandig angeglichen sind. Durch die Erfül­lung der angegebenen beiden Bedingungen, nämlich zum einen der Angleichung der Querschnittsfaktoren in den Wellenwiderstands­gleichungen der aneinander anzupassenden Wellenleiter, z.B. nach der vorstehend angegebenen Wellenwiderstandsgleichung der Faktor b . K / a für die H₁₀-Welle im Rechteckhohlleiter, und der Angleichung der Grenzfrequenzen der ineinander überzufüh­renden Wellentypen, wird eine Angleichung der Wellenwiderstände über sehr große Bandbreiten erreicht. Beide Durchgänge solcher wellenwiderstandshomogenisierter Polarisationsweichen enthalten dann keinerlei Wellenwiderstandssprünge mehr, sondern nur noch Reaktanzen, die bekanntlich - im Gegensatz zu Wellenwider­standssprüngen - sehr breitbandig anpaßbar sind. Dieses Prinzip der Wellenwiderstandshomogenisierung ist auf praktisch alle be­kannten Polarisationsweichen anwendbar. Das Ergebnis ist stets eine gegenüber bisher wesentlich vergrößerte Bandbreite der Reflexionsarmut.

[0006] In den Unteransprüchen sind vorteilhafte und zweckmäßige Aus­führungsmöglichkeiten der Erfindung zur Erreichung einer Wel­lenwiderstandshomogenität entlang den beiden Durchgängen einer Breitband-Polarisationsweiche angegeben.

[0007] Die Erfindung und Ausführungsbeispiele davon werden im folgen­den anhand von sieben Figuren erläutert. Es zeigen

Fig. 1 zwei wellenwiderstandssenkende Maßnahmen im die beiden Orthogonalpolarisationen führenden Wellenleiter,

Fig. 2 eine Anzahl von Querschnittsmöglichkeiten bei einem die beiden Orthogonalpolarisationen führenden Wellen­leiter jeweils mit einem Innenleiter mit reduziertem Wellenwiderstand und erweiterten Frequenz-Eindeutig­keitsbereichen,

Fig.3 einen meßtechnisch gewonnenen, quantitativen Zusammen­hang zwischen dem Wellenwiderstand eines Koaxialwellen­leiters mit rundem Innenleiter und seinem Durchmesser­verhältnis von Innen- zu Außenleiterdurchmesser,

Fig. 4 ein Diagramm, bei dem für das Durchmesserverhältnis eines jeweils betrachteten Koaxialwellenleiters der Durchmesser desjenigen gedachten Rundhohlleiters er­ mittelt wird, der die gleiche H₁₁-Grenzfrequenz hat wie der Koaxialwellenleiter,

Fig. 5 ein Diagramm, in dem Frequenz-Eindeutigkeitsbereiche in Koaxialwellenleitern abhängig von ihrem Durchmesserver­hältnis dargestellt sind,

Fig. 6 in einer Querschnittsdarstellung eines Koaxialwellenlei­ters das E-Feld der H₃₁-Störwelle,

Fig. 7 in einer Schrägansicht die Struktur einer Zweiband-­Polarisationsweiche mit einem Innenleiter zur Reduzie­rung der Wellenwiderstandssprünge.

[0008] Zur angestrebten Wellenwiderstandssenkung in einem einen Außen­leiter 1 runden oder quadratischen Querschnitts aufweisenden, beide Orthogonalpolarisationen führenden Wellenleiter eignet sich nach der linken Darstellung entweder eine symmetrische Anordnung von wenigstens vier Metallstegen 2, 3, 4 und 5 an der Innenfläche der Wand des Außenleiters 1 oder/und, wie in der rechten Darstellung von Fig. 1 gezeigt ist, ein konzentrisch angeordneter Innenleiter 6. Der Innenleiter 6 ist in der Praxis leichter herzustellen als die sich in Hohlleiterlängsrichtung erstreckenden leitenden Stege 2, 3, 4 und 5. Der Innenleiter 6 ist in der mittleren Längsachse des Außenleiters 1 angeordnet und verläuft somit konzentrisch. Der Innenleiter 1 wird vor­zugsweise in der Gabelungszone der drei Polarisationsweichen­hohlleiter mit den Außenleiterkonturen fest, d.h. leitend, ver­bunden. Diese eigens dafür geschaffene Befestigung ist univer­sell einsetzbar und läßt sich zur Reflexionskompensation beider Polarisationen ausnützen.

[0009] Die einfachste Form eines Innenleiters 6 ist die in der rechten Darstellung von Fig. 1 gezeigte kreisrunde Querschnittsform. Damit wird neben der angestrebten Wellenwiderstandssenkung zu­sätzlich eine wesentliche Ausweitung des Eindeutigkeitsberei­ches beim Koaxialwellenleiter erreicht, wozu im weiteren Ver­lauf der Beschreibung noch quantitative Angaben folgen.

[0010] Für noch breitere Eindeutigkeitsbereiche f_kE11 / f_kH11, f _kH31 / f_kH11 und f_kE21 / f_kH10 sind günstigere Querschnittsformen des Innenleiters 6 möglich, die in Fig. 2 im einzelnen dargestellt sind. Danach läßt sich der Innenleiter 6 z.B. kreuzförmig ausbilden, und auch Kombinationen mit einem runden oder qua­dratischen Außenleiter 1 ohne oder mit leitenden Längsstegen 2, 3, 4 und 5 sind möglich.

[0011] Nach dem Aufsatz W. Baier: "Wellentypen in Leitungen recht­eckigen Querschnitts" aus der Zeitschrift "AEÜ", Band 22 (68), Heft 4, Seiten 184 ff. bewirkt der Innenleiter 6 sehr geringe Zusatzverluste und bringt folgende weitere Vorteile. Der über die Polarisationsweiche hinaus verlängerte Innenleiter 6 eignet sich dazu, das Verhalten eines an die Polarisationsweiche ange­schlossenen Verbrauchers zu verbessern, so z.B. die Bandbreite der Reflexionsarmut eines Rillenhorns und seine Kreuzpolarisa­tionseigenschaften gegenüber der Hornspeisung durch einen rei­nen Hohlleiter - also ohne Innenleiter - zu verbessern. Dabei kann der Innenleiter 6 im Hornhals, im Rillenbereich oder aus­serhalb der Hornapertur stetig, gestuft oder sprunghaft enden. Ferner kann in einem hohl gestalteten Innenleiter 6 Raum ge­schaffen werden für Wellen gleicher oder anderer Art mit glei­cher oder anderer Frequenz wie diejenigen außerhalb des Innen­leiters 6 bereits vorhandenen Wellen. Dazu kann der Innenraum des Innenleiters seinerseits in geeigneter Weise mit leitendem Material oder mit einem Dielektrikum versehen werden. Im Innen­raum des Innenleiters 6 und/oder nahe seiner Oberfläche können ferner Koppeleinrichtungen für Wellen angeordnet werden, die aus dem Raum außerhalb des Innenleiters in sein Inneres und umgekehrt gekoppelt werden.

[0012] Der Innenleiter 6 erhöht unabhängig von seiner jeweiligen Quer­schnittsform und derjenigen des zugehörigen Außenleiters 1 überwiegend die Querkapazität im Wellenwiderstandsersatzschalt­bild für H-Wellen. Somit sinkt der Wellenwiderstand der H₁₁-­Welle bzw. der H₁₀-Welle - wie beabsichtigt - und die zugehöri­gen Grenzwellenlängen steigen an.

[0013] Für den einfachen, praktisch interessanten Fall des koaxialen Wellenleiters mit einem kreisrunden Innen- und Außenleiter zeigt Fig. 3 den meßtechnisch gewonnenen, quantitativen Zusam­menhang zwischen dem Wellenwiderstand dieses Koaxialwellenlei­ters und seinem Durchmesserverhältnis d/D_k von Innenleiter­durchmesser d zu Außenleiterdurchmesser D_k. Die Messungen sind so ausgeführt, daß für Koaxialwellenleiter mit bestimmten Werten der Durchmesserverhältnisse (d/D_K)_n jeweils derjenige Rechteckhohlleiter mit seinem Seitenverhältnis (b/a)_n ermittelt ist, der am sprunghaften Übergang zwischen dem jeweiligen Koaxialwellenleiter und dem Rechteckhohlleiter Breitband­anpassung ergibt. Hierbei sind zuvor die Grenzfrequenzen der H₁₀-Welle im Rechteckhohlleiter und der H₁₁-Welle im Koaxial­wellenleiter gleich gemacht. Dazu wird für das Durchmesserver­hältnis d/D_k des jeweils betrachteten Koaxialwellenleiters aus der Fig. 4 nach Meinke, Gundlach: "Taschenbuch der Hochfre­quenztechnik", 2. Auflage, Springer-Verlag, Seite 309 der Durchmesser D_o desjenigen gedachten Rundhohlleiters ermittelt, der die gleiche H₁₁-Grenzfrequenz hat wie der Koaxialwellen­leiter. Mithin ergibt sich die Grenzwellenlänge des Koaxial­wellenleiters als λ_kH11 = 1,706 D_o und daraus dann die gesuchte Breitseite a des Rechteckhohlleiters mit der ange­glichenen H₁₀-Grenzwellenlänge 2a = 1,706 D_o.

[0014] Außerdem ist bei diesen Messungen die am Querschnittssprung verbleibende Reaktanz durch einen passenden Längsversatz des Innenleiteranfangs gegenüber der Sprungstelle breitbandig kompensiert. Solche sprunghaften Übergänge vom Rechteckwellen­leiter auf den Koaxialwellenleiter beanspruchen praktisch keine Baulänge. Sie erreichen Bandbreiten der Reflexionsarmut bis zu einer Oktave, und über 50 % Bandbreite ist ihre Reflexion klei­ner als 1 %. Damit ist eine wichtige Grundkomponente wellenwi­derstandshomogener Polarisationsweichen verfügbar.

[0015] Anhand der quantitativen Zusammenhänge der Durchmesserverhält­nisse d/D_k von Koaxialwellenleitern mit ihren Wellenwiderstän­den, dargestellt in Fig. 3, und ihren H₁₁-Grenzfrequenzen, dargestellt in Fig. 4, lassen sich zunächst für die zumeist gegebenen Rechteckhohlleiter mit a = 2b die hinsichtlich des Wellenwiderstands und der H₁₁-Grenzfrequenz dazu passenden Koaxialwellenleiter ermitteln. In diesem Zusammenhang wird auf die linke Spalte der am Schluß der Beschreibung angefügten Berechnungstabelle hingewiesen. Darüber hinaus ergeben sich ganz neue Konzeptperspektiven für die Realisierung von Polari­sationsweichen mit extrem großen Bandbreiten aufgrund der Ein­führung von niedrigeren Rechteckhohlleitern mit b < a/2 und den daran angepaßten Koaxialwellenleitern mit relativ dicken Innenleitern. Hierzu werden in der am Schluß der Beschreibung angegebenen Berechnungstabelle die Beispiele a = 3b und a = 4b ausgewertet. Zur Beurteilung der zugehörigen Koaxialwellenlei­ter werden sodann ihre theoretischen Eindeutigkeitsbereiche im Blick auf die bei symmetrischer H₁₁-Anregung zuerst auftretende E₁₁-Störwelle ermittelt. Quantitativ kennzeichnend hierfür sind die Grenzfrequenzverhältnisse f_kE11 / f_kH11 abhängig vom Durchmesserverhältnis d/D_k der Koaxialwellenleiter nach Fig. 5 aus Meinke, Gundlach: "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik", Springer-Verlag, 2. Auflage, Seite 309. Es ergeben sich für niedriger gewählte Rechteckhohlleiter mit b < a/2 und die daran angepaßten Koaxialwellenleiter mit relaiv dicken Innenleitern Einideutigkeitsbereiche f_kE11 / f_kH11, die mit zunehmendem Durchmesserverhältnis d/D_k äüßerst rasch breiter werden und deren Breite für d/D_k → 1 gegen ∞ gehen.

[0016] Sodann wird auch die auf die E₁₁-folgende H₃₁-Störwelle nach Fig. 6 in die Betachtung einbezogen. Die H₃₁-Störwelle wird trotz symmetrischer Anregung neben der H₁₁-Grundwelle angeregt, weil nach Fig. 6 z.B. die E-Feldstärken der H₁₃-Welle an dia­metral gegenüberliegenden Stellen des Umfangs im Koaxialwellen­leiter stets die gleiche Richtung haben wie die E-Felder der H₁₁-Welle.

[0017] Mit der Einführung des Innenleiters wird neben der breitbandi­gen Angleichung der Wellenwiderstände auch die Erweiterung des Eindeutigkeitsbereiches f_kH31 / f_kH11 erreicht. Nach Fig. 5 hat der an den Rechteckhohlleiter mit a = 2b angepaßte Koaxialwel­lenleiter mit d/D_K = 0,37 einen nutzbaren Eindeutigkeitsbereich f_kH31 / f_kH11 = 2,73 (gegenüber dem nutzbaren Eindeutigkeitsbe­reich f_kE11 / f_kH11 = 2,08 beim Rundhohlleiter ohne Innenlei­ ter). Wegen der notwendigen Abstände der Betriebsfrequenzen von den Grenzfrequenzen entspricht f_kH31 / f_kH11 = 2,73 einer nutz­baren Bandbreite von f_h / f_n = 2,5 maximal. Nach Fig. 5 er­reicht der Koaxialwellenleiter bei d/D_K = 0,77 ein Maximum der Breite des Eindeutigkeitsbereiches bei f_kH31 / f_kH11 = 3,09 entsprechend einer nutzbaren Bandbreite von maximal f_h / f_n = 2,8.

[0018] Diese Zahlenwerte gelten für Koaxialwellenleiter mit runden In­nen- und Außenleitern. Noch größere Nutzbandbreiten sind mit Koaxialwellenleitern zu erwarten, deren Querschnittsvarianten in Fig. 2 skizziert sind. Die Gestaltung dieser Querschnitte zielt auf eine möglichst starke kapazitive Belastung der H₁₁-­Welle - also auf eine niedrige H₁₁-Grenzfrequenz - bei zugleich möglichst geringer kapazitiver Belastung der H₃₁-Welle und einer folglich hohen H₃₁-Grenzfrequenz. Mit diesen Methoden erscheint es möglich, z.B. die praktisch interessierende Kombi­nation der beiden Richtfunkbereiche von 3,4 bis 4,2 GHz und von 10,7 bis 11,7 GHz mit einer einzigen Polarisationsweiche zu beherrschen.

[0019] Als praktischer Anwendungsfall der Erfindung wird im folgenden anhand der Fig. 7 eine Breitband-Polarisationsweiche eines Zweiband-Antennensystems für die Richtfunkfrequenzbereiche 3,58 bis 4,2 GHz und 6,425 bis 7,125 GHz erläutert. Für diesen Frequenzquotienten f_h / f_n = 1,99 ist der Rundhohlleiter 7 wegen seiner "Mehrwelligkeit" über Frequenzbereiche, die einschließlich der notwendigen Grenzfrequenzabstände f_kE11 / f_kH11 = 2,08 erreichen, sowohl als Polarisationsweichenhohl­leiter wie auch als Hornhohlleiter untauglich. Die unumgäng­liche Erweiterung des Eindeutigkeitsbereiches gelingt mit der Einführung eines Innenleiters 8, so daß nach Fig. 7 an die z.B. aus dem Aufsatz von E. Schuegraf "Neuartige Mikrowellenweichen für Zweibandantennen" aus "NTZ", Band 38 (1985), Heft 8, Seiten 554 bis 560 bekannte Doppelverzweigung 9, die der E₁₁- und H₂₁-störwellenfreien Anregung beider Polarisationen dient, ein Koaxialwellenleiter, bestehend aus dem Innenleiter 8 und dem Außenleiter 7, angeschlossen ist. Sein Eindeutigkeitsbereich kann schon mit einem relativ dünnen Innenleiter 8 von d = 7,3 mm im Außenleiter 7 mit D_K = 52,2 mm auf f_kE11 / (11 % unter f_n = 3,58 GHz) und f_kE11 = 7,3 GHz, d.h. 2,5 % über f_h = 7,125 GHz, bei der sich demnach eine ausreichende Stör­felddämpfung für die E₁₁-Welle ergibt. Somit wird einerseits das E₁₁-Störfeld der Doppelverzweigung 9 genügend gedämpft; und - da der Innenleiter 8 bis in die Nähe der ersten Rille eines angeschlossenen Rillenhorns verlängert ist - ist die E₁₁-Nutz­anregung im Rillenbereich vom Hornhohlleiter mit der aperiodi­schen E₁₁-Dämpfung erwünschtermaßen entkoppelt. Im übrigen hat die Gestalt des Innenleiters 8 auch bei sehr kleinen Änderungen einen ganz entscheidenden Einfluß auf die Hornreflexion und ebenso auf die Kreuzpolarisationsunterdrückung.

[0020] Die Rechteckhohlleiterzugänge 10 und 11 der in Fig. 7 darge­stellten Polarisationsweiche sind mit a = 2 b = 46 mm ausge­führt. Beide Hohlleitergabeln 12, 12ʹ und 13, 13ʹ und die Doppelverzweigung 9 sind wellenwiderstandshomogen, und der dazu passende Koaxialwellenleiter hat nach Fig. 3 und 4 D_K = 43 mm und d = 16 mm. Diese Dimensionierung stellt den Prototyp der erfindungsgemäßen wellenwiderstandshomogenen Polarisationswei­che dar.

[0021] Bei der Anordnung in Fig. 7 ist der verbleibende Wellenwider­standssprung zwischen dem zuvor ermittelten Koaxialwellenleiter (d = 16 mm, D_K = 43 mm) und dem zum Horn weiterführenden mit D_K = 52,2 mm und d = 7,3 mm vorteilhafterweise auf 1,6 redu­ziert und wird durch λ _H / 4-Transformationsstufen re­flexionsarm überbrückt. Der rotationssymmetrisch ausgeführte Transformator bietet viele, einfach ausführbare Korrekturmögli­chkeiten, die stets für beide Polarisationen gleiche Wirkung haben.

[0022] Die im Ausführungsbeispiel nach Fig. 7 dargestellte Polari­sationsweiche hat eine sehr große Nutzbandbreite. Daher ist sie besonders dazu geeignet, daß an ihre Rechteckhohlleiterarme 10 und 11 je eine Frequenzweiche für zwei oder mehr Richtfunk­ frequenzbereiche unterschiedlicher Frequenzlage angeschlossen wird (direkt). Außerdem kann die Verbindung zwischen den beiden Rechteckhohleiterarmen 10 und 11 der in Fig. 7 dargestellten Polarisationsweiche und den beiden Frequenzweichen auch durch zwei lange Leitungen hergestellt werden, die z.B. als mit ent­sprechenden Übergängen versehene, übermodierte, biegbare Recht­eckhohlleiter ausgebildet sind und die durch alle erdenklichen Maßnahmen zur Erweiterung ihres eindeutigen Übertragungsfre­quenzbereiches dazu geeignet sind, jeweils mehr als einen Richtfunkbereich gleicher Polarisation vom Ort der Frequenz­weichen, z.B. am Fuße des Antennenturms, dämpfungs-, refle­xions- und laufzeitverzerrungsarm zur unmittelbar an der An­tenne, d.h. also beispielsweise auf dem Turm angeordneten Breitband-Polarisationsweiche und umgekehrt zu übertragen.

[0023] Es wird noch darauf hingewiesen, daß es sich bei dem in Bild 7 des bereits erwähnten Aufsatzes von E. Schuegraf in der Zeit­schrift "NTZ", Band 38 (1985), Heft 8 dargestellten Innenlei­ter nicht um einen runden Innenleiter im Sinne der Erfindung handelt, mit dem eine Wellenwiderstandshomogenisierung entlang der beiden Durchgänge einer Polarisationsweiche erreicht wird, sondern um einen λ/4-Transformator. Auch der in den Figuren 2a und 2b der DE-PS 28 42 576 dargestellte Innenleiter stellt ein schmalbandiges λ/4-Trafo-Netzwerk mit Zusatzreaktanzen dar, das speziell auf eine gute Anpassung in zwei schmalen Frequenzbereichen, die relativ weit auseinander liegen (knappe Oktave), speziell zugeschnitten und mit einem gemäß der Erfin­dung bemessenen Innenleiter nicht vergleichbar ist.

[0024] Nach den erfindungsgemäßen Grundsätzen können nun neue Polari­sationsweichen dimensioniert werden, deren je zwei Rechteck­hohlleiterarme beispielsweise mit folgenden Seitenverhältnissen ausgestattet werden (Berechnungstabelle):

[0025] Dazu wird jeweils derjenige Koaxialwellenleiter ermittelt, der bei rundem Außen- und Innenleiter die gleiche H₁₁-Grenzfrequenz und frequenzunabhängig gleiche Welllenwiderstände aufweist wie die Rechteckhohlleiterarme. Aus dem b/a-Wert des Rechteckhohl­leiterarms folgt nach Fig. 3 das Durchmesserverhältnis des wellenwiderstandsgleichen Koaxialwellenleiters zu
d/D_K = 0,37 | 0,51 | 0,6
Für den jeweiligen d/D_K-Wert des Koaxialwellenleiters folgt aus Fig. 4 das Durchmesserverhältnis (D_K / D_o) mit D_o als Durch­messer desjenigen Rundhohlleiters, der die gleiche H₁₁-Grenz­frequenz hat wie der jeweilige Koaxialwellenleiter
D_K / D_o = 0,80 | 0,71 | 0,67

D_K = 0.983a | 0,83a | 0,803a
Für den jeweiligen Koaxialwellenleiter mit d / D_K ergibt sich nach Fig. 5 aus Meinke, Gundlach "Taschenbuch der Hochfrequenz­technik", 2. Auflage, Seite 309 der Eindeutigkeitsbereich f_kE11 / f_kH11 bzw. f_kH31 / f_kH11:

Als konkretes Beispiel werden für den 4-GHz-Rechteckhohlleiter mit a = 58,17 mm und den obigen Seitenverhältnissen folgende vollständige Dimensionierungen angegeben.

Ansprüche

1. Breitband-Polarisationsweiche zur Trennung orthogonal linear polarisierter elektromagnetischer Mikrowellen mit einer Ver­zweigungseinrichtung, die einen die beiden orthogonalen Pola­risationen führenden Wellenleiter in zwei nur noch jeweils eine dieser Polarisationen führende Rechteckhohlleiterarme aufteilt,
dadurch gekennzeichnet, daß Maßnahmen im die beiden Polarisationen führenden Wellenleiter (7) vorgesehen sind, durch welche dessen ursprünglich etwa doppelt so großer Leitungswellenwiderstand an die in sich gleichen Leitungswellenwiderstände der beiden Rechteckhohl­leiterarme (10, 11) angenähert oder im Bestfalle angeglichen wird, wozu zwei Bedingungen zu erfüllen sind, nämlich zum einen die Angleichung der Querschnittsfaktoren in den Wellenwider­standsgleichungen der aneinander anzupassenden Wellenleiter und zum anderen die Angleichung der Grenzfrequenzen der ineinander überzuführenden Wellentypen in diesen Wellenleitern, und daß verbleibende Reaktanzen in den Wellenleitern durch nur kurze Baulängen erfordernde Transformationsmaßnahmen angepaßt werden.

2. Polarisationsweiche nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß bei räumlich symmetrischer Anregung beider Linearpolarisa­tionen mit je einer elektrisch symmetrischen Rechteckhohllei­tergabel (12, 12ʹ, 13, 13ʹ) die Gabelteilarme mit der Hälfte der Höhe b der äußeren Zugänge zu den Rechteckhohlleiterarmen und mit unveränderter Breitseite a in den die beiden Orthogo­nalpolarisationen führenden Wellenleiter (7) münden.

3. Polarisationsweiche nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß an der Innenfläche der kreisrund oder quadratisch ausgebildeten Außenwand (1) des Wellenleiters in Wellenleiterlängsrichtung wenigstens vier Metallstege (2, 3, 4, 5) symmetrisch ange­ordnet sind.

4. Polarisationsweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß im Innenraum des Wellenleiteraußenleiters (1) kreisrunden oder quadratischen Querschnitts ein konzentrisch, d.h. in der mitt­leren Längsachse angeordneter Innenleiter (6) vorgesehen ist, der querschnittsmäßig so dimensioniert und möglicherweise abgestuft ist, daß die vorgegebenen Bedingungen zur homogenen Wellenwiderstandsnäherung oder -homogenisierung erfüllt sind.

5. Polarisationsweiche nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet, daß die Zugänge zu den beiden Rechteckhohlleiterarmen (10, 11) mit gegenüber der Normalhöhe b = a/2 wesentlich reduzierter Höhe ausgeführt sind und daß der Leitungswellenwiderstand des die beiden Orthogonalpolarisationen führenden Wellenleiters (7) an den Leitungswellenwiderstand dieser in der Hohlleiterhöhe reduzierten Rechteckhohlleiterarmzugänge durch verstärkte kapazitive Belastung mittels dickerem Innenleiter (8) im die beiden Orthogonalpolarisationen führenden Wellenleiter und/oder mit Metallängsstegen innen an dessen Außenwand angeglichen ist.

6. Polarisationsweiche nach den Ansprüchen 4 oder 5,
dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter (8) in der Gabelungszone der drei Polarisa­tionsweichenwellenleiter, z.B. bei einer Doppelverzweigung (9), befestigt und dort mit den Wellenleiterkonturen fest, d.h. leitend verbunden ist.

7. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 4 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter (8) einen kreisrunden Querschnitt aufweist.

8. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 4 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter (6) einen kreuzförmigen Querschnitt aufweist.

9. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 4 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter (6) einen Vierkantquerschnitt aufweist.

10. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 4 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter (6) einen kreisrunden Querschnitt mit symmetrisch angeordneten Längsstegen aufweist.

11. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 4 bis 10,
dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter (8) im Außenleiter (7) kreisrunden oder quadratischen Querschnitts über den eigentlichen Polari­sationsweichenbereich in Richtung zum angeschlossenen Verbraucher hin verlängert ist.

12. Polarisationsweiche nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter im Verbraucher, z.B. einem Hornstrahler, insbesondere einem Rillenhornstrahler, im Hornstrahlerhals, im Rillenbereich oder außerhalb der Hornstrahlerapertur stetig, gestuft oder sprunghaft endet.

13. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 4 bis 12,
dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter hohl ausgebildet ist, so daß darin Wellen gleicher oder anderer Art mit gleicher oder unterschiedlicher Frequenz wie diejenigen außerhalb des Innenleiters bereits vorhandenen Wellen geführt werden können.

14. Polarisationsweiche nach Anspruch 13,
dadurch gekennzeichnet, daß der hohle Innenraum des Innenleiters seinerseits in geeigneter Weise mit leitendem und/oder dielektrischem Material versehen ist.

15. Polarisationsweiche nach Anspruch 12 oder 14,
dadurch gekennzeichnet, daß im hohlen Innenraum des Innenleiters und/oder nahe an seiner Oberfläche Koppeleinrichtungen für Wellen angeordnet sind, die aus dem Raum außerhalb des Innenleiters in sein Inneres und umgekehrt gekoppelt werden.

16. Polarisationsweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß an beide polarisationsselektiven Rechteckhohlleiterarme (10, 11) je eine Frequenzweiche direkt angeschlossen ist.

17. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 1 bis 15,
dadurch gekennzeichnet, daß an beide polarisationsselektiven Rechteckhohlleiterarme (10, 11) je eine Frequenzweiche über jeweils eine lange Leitung angeschlossen ist, die als mit entsprechenden Übergängen versehene, übermodierte Rechteckhohlleitung ausgebildet ist.

Zeichnung