Integrierbare Schaltungsanordnung zur Rückstromverringerung bei einem invers betriebenen Transistor

Abstract

 Integrierbare Schaltungsanordnung zur Rückstromverringerung bei einem invers betriebenen Transistor mit einer im Invers­betrieb leitenden Diode zwischen Basis und Kollektor des Transistors.

Beschreibung

[0001] Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

[0002] Werden beispielsweise Verstärker oder Spannungsregler mit einer kapazitiven Last betrieben und bricht währenddessen die Versorgungsspannung zusammen, so ergibt sich für die Spannung am Ausgang ein wesentlich höherer Wert als für die Versorgungsspannung. Bei Spannungsreglern allgemein werden in der Regel die Ausgänge mit Glättungskondensatoren beschaltet, d.h. Spannungsregler werden üblicherweise mit kapazitiver Last betrieben. Beispielsweise bei einem Kurz­schluß am Eingang eines Low-Dropout Spannungsreglers - her­vorgerufen etwa durch Abschalten der Spannungsversorgung, an der weitere Verbraucher liegen - geht die Spannung am Eingang des Spannungsreglers gegen Null, während an dessen Ausgang die Spannung durch die Glättungskondensatoren zu­nächst noch aufrechterhalten wird. Es fließt dadurch ein der ursprünglichen Richtung entgegengesetzter Strom, auch Rück­strom genannt, welcher zu einer Funktionsbeeinträchtigung bis hin zur Zerstörung des Spannungsreglers führen kann, da der Ausgangstransistor des Spannungsreglers bei dieser Be­triebsform, im folgenden als Inversbetrieb bezeichnet, vom Ausgang auf den Eingang des Spannungsreglers durchschaltet.

[0003] Bei einem beispielsweise aus "Sanken New Products Informa­tions, Low-Dropout Hybrid Voltage Regulator, Sanken Elec­tric Company" bekannten Low-Dropout Spannungsregler wird als Schutz bei Inversbetrieb eine externe Diode zwischen Aus­gang und Eingang des Spannungsreglers derart geschaltet, daß diese im Normalbetrieb sperrend und im Inversbetrieb leitend ist. Der Rückstrom wird somit ganz oder teilweise über die Diode geführt. Der Nachteil dabei ist jedoch, daß der Glättungskondensator ebenso wie beim Betrieb ohne Diode wiederum rasch entladen wird und deshalb die Spannung am Ausgang des Spannungsreglers schnell abfällt. Dies ist aber insbesondere bei Stromversorgungen von Mikrocomputersystemen unerwünscht.

[0004] Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung an­zugeben, welche den Rückstrom eines invers betriebenen Tran­sistors mindestens verringert.

[0005] Die Aufgabe wird bei einer gattungsgemäßen Schaltungsanord­nung durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Weiterbildungen und Ausgestaltungen des Erfindungs­gedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

[0006] Vorteil der Erfindung ist es, daß durch das nahezu vollstän­dige Sperren des Transistors im Inversbetrieb nur ein gerin­ger Rückstrom fließt und der Transistor selbst vor Funk­tionsbeeinträchtigungen oder Zerstörung geschützt wird. Dies ist insbesondere bei der Anwendung als Ausgangstran­sistor eines Low-Dropout Spannungsreglers vorteilhaft, da die Spannung am Ausgang langsamer abfällt.

[0007] Die Erfindung wird nachfolgend anhand von den in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher er­läutert, wobei gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Es zeigt:

FIG 1 eine erste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

FIG 2 eine zweite, weitergebildete Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit höherer Spannungsfestigkeit;

FIG 3 eine Weiterbildung der Ausführungsform nach FIG 2.

[0008] Das Ausführungsbeispiel gemäß FIG 1 zeigt eine übliche Aus­gangsstufe eines Low-Dropout Spannungsreglers mit einem ersten Transistor 4 vom PNP-Typ, dessen Emitter mit einem ersten Potential 1 und dessen Kollektor mit einem zweiten Potential 2 beaufschlagt ist. Die Basis des ersten Tran­sistors 4, dessen Basis-Emitter-Strecke parallel zu einem Widerstand 6 liegt, ist mit dem Kollektor eines zweiten Transistors 5 vom NPN-Typ, dessen Emitter auf Bezugspoten­tial 0 geführt und an dessen Basis ein Steuerpotential 3 zur Ansteuerung im regulären Betriebsfall gelegt ist, ver­bunden. Erfindungsgemäß ist der Basis-Kollektor-Strecke des ersten Transistors 4 ein durch Zusammenschalten von Basis und Kollektor als Diode betriebener und im Inversbetrieb leitender Transistor 7 vom PNP-Typ parallel geschaltet.

[0009] FIG 2 zeigt das Ausführungsbeispiel nach FIG 1 dahingehend weitergebildet, daß der Kollektor eines dritten Transistors 20, dessen Emitter mit dem Kollektor und desen Basis mit der Basis des ersten Transistors 4 verbunden ist, mit der Basis eines vierten Transistors 8 vom PNP-Typ, der emitterseitig an dem ersten Potential 1 und kollektorseitig an der Basis des ersten Transistors 4 liegt, sowie mit einem zweiten und dritten Widerstand 9, 10 verschaltet ist, wobei der erste Widerstand 6 und der als Diode betriebene Transistor 7 aus FIG 1 entfallen. Der zweite Widerstand 9 ist auf das erste Potential 1 und der dritte Widerstand 10 auf den Kollektor eines fünften Transistors 11 vom NPN-Typ geführt, dessen Emitter auf Bezugspotential 0 liegt und dessen Basis mit dem Ausgang eines Komparators 12 verbunden ist. Der inver­tierende Eingang des Komparators 12 ist mit dem ersten Po­tential 1 und der nichtinvertierende Eingang mit einem Referenzpotential 13 beaufschlagt.

[0010] In FIG 3 der Zeichnung ist das Ausführungsbeispiel nach FIG 2 um einen sechsten Transistor 14 vom PNP-Typ, einen sieb­ten Transistor 15 vom PNP-Typ, einen achten Transistor 19 vom NPN-Typ sowie um einen vierten, fünften und sechsten Widerstand 16, 17, 18 erweitert. Der sechste Transistor 14, der emitterseitig an dem ersten Potential 1 und kollektor­seitig an der Basis des ersten Transistors 4 liegt, ist über seine Basis zum einen mit einem auf Bezugspotential 0 führenden sechsten Widerstand 18 und zum anderen mit dem Kollektor des emitterseitig an dem ersten Potential 1 an­geschlossenen siebten Transistors 15 verbunden. Die Basis des siebten Transistors 15 ist seinerseits mit einem auf das erste Potential 1 führenden vierten Widerstand 16 und mit einem an den Kollektor des achten Transistors 19 angeschlos­senen fünften Widerstand 17 verschaltet. Darüber hinaus ist ein zusätzlicher Kollektor des dritten Transistors 20 eben­falls mit der Basis des siebten Transistors 15 verbunden.

[0011] Die Basis des emitterseitig auf Bezugspotential 0 liegenden achten Transistors 19 ist ebenso wie bereits die Basis des fünften Transistors 11 an den Ausgang des Komparators 12 an­geschlossen.

[0012] Durch die Vorgabe des jeweiligen Leitungstyps bei den Tran­sistoren in den Ausführungsbeispielen ergeben sich für das erste und zweite Potential 1, 2, das Referenzpotential 13, sowie das Ansteuerpotential 3 gegenüber dem Bezugspotential 0 jeweils positive Werte. Im regulären Betriebsfall weist dabei das erste Potential 1 einen höheren Wert auf als das zweite Potential 2.

[0013] Nachdem zuvor der prinzipielle Aufbau der in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele erläutert wor­den ist, sei nunmehr auf deren Wirkungsweise näher einge­gangen.

[0014] Beim Inversbetrieb des ersten Transistors 4, wenn also das zweite Potential 2 größer ist als das erste Potential 1, wirkt der Kollektor als Inversemitter und der Emitter als Inverskollektor. Da aber gemäß FIG 1 die Basis des ersten Transistors 4 über den ersten Widerstand 6 mit dem Invers­kollektor verbunden ist, wird der erste Transistor 4 invers durchgesteuert. Durch den als Diode betriebenen Transistor 7 wird jedoch der Basisstrom des ersten Transistors 4 soweit herabgesetzt, daß sich über die Inversstromverstärkung b₄ des ersten Transistors 4 eine Verringerung des Rückstromes I_R ergibt.

[0015] Zur Erhöhung der Spannungsfestigkeit des ersten Transistors 4 wird dieser, wie in FIG 2 gezeigt, bei einem zu hohen er­sten Potential 1 durch den vierten Transistor 8 geklemmt. Die Ansteuerung des vierten Transistors 8 erfolgt durch eine Überwachungsschaltung mit dem Komparator 12, der das erste Potential 1 mit dem Referenzpotential 13 vergleicht und bei einer unzulässigen Erhöhung des ersten Potentials 1 über den fünften Transistor 11 in Verbindung mit dem zwei­ten und dritten Widerstand 9, 10 den vierten Transistor 8 durchschaltet.

[0016] Für den Fall, daß das zweite Potential 2 höher ist als das erste Potential 1, sind der erste Transistor 4 und der vier­te Transistor 8 invers leitend. Für den Rückstrom I_R ergibt sich in Abhängigkeit vom Basisstrom I_B8 des vierten Transi­stors 8 sowie von den Inversstromverstärkungen b₄, b₈ von erstem und viertem Transistor 4, 8 folgender Zusammenhang: I_R = I_B8·(1 + b₄)·(1 + b₈)
Ohne Berücksichtigung des dritten Transistors 20 ist der Ba­sisstrom I_B4 des vierten Transistors 4 gleich dem Quotienten aus der Spannung über dem zweiten Widerstand 9 und dessen Widerstandswert. Durch Hinzufügen des dritten Transistors 20 in der gezeigten Weise ergibt sich ein um den Betrag des Kollektorstromes des dritten Transistors 20 geringerer Ba­sisstrom I_B8 für den vierten Transistor 8. Gemäß obiger Gleichung resultiert daraus ein geringerer Rückstrom I_R, da der erste Transistor 4 weniger stark ausgesteuert wird. Der Vorteil besteht nun darin, daß zwei sich bisher widerspre­chende Forderungen an einen Ausgangstransistor, nämlich höhere Spannungsfestigkeit im Normalbetrieb und geringerer Rückstrom bei Inversbetrieb, unter Beibehaltung seiner elektrischen Eigenschaften im Normalbetrieb bei einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung erfüllt werden.

[0017] Das in FIG 3 dargestellte Ausführungsbeispiel enthält gegen­über FIG 2 eine zusätzliche Stufe mit sechstem Transistor 14, siebtem Transistor 15, achtem Transistor 17, sowie viertem, fünftem und sechstem Widerstand 16, 17, 18, welche im Normal­betrieb mittels des zwischen Emitter und Basis des ersten Transistors 4 liegenden sechsten Transistors 14 als aktiver Ausräumer wirkt, vergleichbar mit dem ersten Widerstand 6 aus FIG 1. Beim Auftreten eines zu hohen ersten Potentials 1 wird der sechste Transistor 14 durch den Komparator 12 und den nachfolgenden Schaltungsteil gesperrt, während der vier­te Transistor 8, ebenfalls durch den Komparator 12 angesteu­ert, den ersten Transistor 4 klemmt. Dadurch wird der erste Transistor 4 gesperrt, was zum einen dessen Spannungsfestig­keit erhöht und zum anderen eine höhere Stromverstärkung für den Normalbetrieb zuläßt. Eine höhere Stromverstärkung wiederum verbessert den Wirkungsgrad der Schaltungsanordnung. Bei Inversbetrieb sind sowohl der erste Transistor 4 als auch der vierte Transistor 8, der dritte Transistor 5 und der sechste Transistor 14 weitgehend gesperrt, wodurch sich nur ein sehr geringer Rückstrom I_R ergibt. Der Vorteil die­ser Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanord­nung liegt also darin, daß neben einem geringen Rückstrom im Inversbetrieb eine erhöhte Spannungsfestigkeit bei höhe­rem Wirkungsgrad im Normalbetrieb erzielt wird.

[0018] Zweckmäßigerweise wird in Ausgestaltung der Erfindung ledig­lich jeweils eine weitere Diffussionsstruktur für den bzw. die Kollektoren des dritten Transistors 20 in die Schal­ tungsanordnung eingebracht. Als Basis des dritten Transi­stors 20 ist die Basis des ersten Transistors 4 und als Emitter der Kollektor des dritten Transistors 20 vorgesehen. Das bringt den Vorteil eines niedrigen Schaltungsaufwandes und eines geringeren Platzbedarfes mit sich.

[0019] Abschließend sei bemerkt, daß die Überwachungsschaltung nicht nur auf eine Ausführungsform mit Komparator be­schränkt ist. Beispielsweise eignen sich auch Schaltungen mit Zenerdioden und/oder nichtlinearen Spannungsteilern.

Ansprüche

1. Integrierbare Schaltungsanordnung mit einem ersten Tran­sistor (4) des einen Leitungstyps, dessen Emitter mit einem ersten Potential (1) und dessen Kollektor mit einem zweiten Potential (2) beaufschlagt ist, dessen Basis-Emitter-Strecke ein erster Widerstand (6) parallel geschaltet ist und dessen Basis zur Ansteuerung durch einen zweiten Transistor (5) des anderen Leitungstyps vorgesehen ist, dadurch ge­kennzeichnet, daß zur Rückstromverringerung für den Fall eines Inversbetriebs des ersten Transistors (4) dessen Basis-Kollektor-Strecke eine Diode (7) derart paral­lel geschaltet ist, daß diese bei Inversbetrieb leitend ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit seiner Emitter- ­Kollektor-Strecke der Emitter-Basis-Strecke des ersten Tran­sistors (4) parallel geschalteter vierter Transistor (8) des einen Leitungstyps basisseitig mit einer Überwachungsschal­tung (12, 13) direkt oder über weitere Schaltelemente der­art verbunden ist, daß beim Auftreten eines unzulässig hohen ersten Potentials (1) der vierte Transistor (8) durchgesteu­ert wird und daß der Basis-Kollektor-Strecke des ersten Tran­sistors (4) anstelle der Diode (7) die Basis-Emitter-Strecke eines dritten Transistors (20) des einen Leitungstyps paral­lel geschaltet ist, dessen Kollektor mit der Basis des vier­ten Transistors (8) verbunden ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit seiner Emitter- ­Kollektor-Strecke der Emitter-Basis-Strecke des ersten Tran­sistors (4) parallel geschalteter weiterer Transistor (14) des einen Leitungstyps basisseitig direkt oder über weitere Schaltelemente mit der Überwachunsschaltung (12, 13) derart verbunden ist, daß der ansonsten in einem bestimmten Maße leitende weitere Transistor (14) beim Auftreten eines zu hohen ersten Potentials (1) gesperrt wird und daß ein weite­rer Kollektor des dritten Transistors (20) direkt oder über weitere Schaltelemente mit der Basis des weiteren Transi­stors (14) derart verbunden ist, daß der ansonsten in einem bestimmten Maße leitende weitere Transistor (14) gesperrt wird.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß für den dritten Transistor (7) die Basis des ersten Transistors (4) als Basis und der Kolektor des ersten Transistors (4) als Emitter zusammen mit jeweils einer weiteren Diffusionsstruk­tur als Kollektor bzw.Kollektoren vorgesehen sind.

Zeichnung