Schaltungsanordnung

Beschreibung

[0001] Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum hochfrequenten Betrieb einer oder mehrerer parallel zueinander geschalteter Niederdruckentladungslampen nach dem Oberbegriff des Hauptanspruches.

[0002] Derartige Schaltungsanordnungen sind an sich bekannt (DE-OS 36 23 749, DE-OS 36 11 611 und DE-OS 37 00 421). Diese Schaltungen können zwar eine Niederdruckentladungslampe hochfrequent speisen und die bestehenden Vorschriften bezüglich der Netzstromform erfüllen, erfordern dafür aber noch einen erheblichen Bauteileaufwand. Die gewünschten Schaltungseffekte in den bekannten Schaltungen beruhen auf der Funktion einer Gegentaktendstufe in Verbindung mit mindestens vier Dioden und drei Kondensatoren.

[0003] WO 87/04891 betrifft ein Vorschaltgerät für Fluoreszensröhren, das einen Tiefpaßfilter, einen Brückengleichrichter, einen Glättungskondensator und Schaltungseinrichtungen umfaßt, wobei die niederfrequente Netzspannung gefiltert und gleichgerichtet wird und eine hochfrequente Wechselspannung durch periodisches Öffnen und Schließen der Schaltungseinrichtungen zum Betrieb der Lampe erzeugt wird.

[0004] Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zum hochfrequenten Betrieb von Niederdruckentladungslampen zu schaffen, die mit einem minimalen Bauteileaufwand auskommt.

[0005] Diese Aufgabe ist durch die in dem Kennzeichen des Hauptanspruches angegebenen Merkmale gelöst.

[0006] Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kommt mit weniger Bauteilen als die bekannten Schaltungsanordnungen aus, da der Hochfrequenzgenerator als Eintakt-Hochfrequenzgenerator aufgebaut ist, der nur einen Schalttransistor, eine Schaltinduktivität und einen Schwingkondensator aufweist. Durch die Kombination dieses Eintakt-Hochfrequenzgenerators mit dem aktiven Oberschwingungsfilter, das eine Längsinduktivität, einen Pumpkondesator und zwei Entkopplungsdioden aufweist, kann ein annäherungsweise sinusförmiger Netzstrom erreicht werden, und andererseits ergeben sich ein Lampenstrom und eine Lampenspannung, die zum Betreiben der Niederdruckentladungslampe geeignet sind.

[0007] Der Schalttransistor schaltet den Pumpkondensator zwischen der Längsinduktivität und einer der Entkopplungsdioden gegen Bezugspotential. Mit diesem aktiven Oberschwingungsfilter wird der Netzstrom mit jedem Lampentakt sinusförmig moduliert. Mit jedem Lampentakt wird während der Einschaltphase dem Netz eine zu dem jeweiligen Momentanwert der Netzspannung proportionale Energiemenge entnommen und dem Glättungskondensator über die eine der beiden Entkopplungsdioden zugeführt. Damit wird durch das Oberschwingungsfilter eine sinusförmig modulierte Netzstromaufnahme gewährleistet.

[0008] Nach einer vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist der Pumpkondensator über die beiden Entkopplungsdioden parallel zu der Schaltinduktivität geschaltet, so daß die Amplitude der negativen Stromhalbwelle in der Lampe reduziert wird und der Scheitelfaktor des Lampenstroms verbessert wird.

[0009] Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist der Pumpkondensator vom Kollektor- bzw. Drainanschluß des Schalttransistors über die eine Entkopplungsdiode parallel zur Schaltinduktivität und der anderen Entkopplungsdiode geschaltet, wobei der Wiederanstieg der Spannung an dem Schalttransistor durch das Resonanzverhalten, bestimmt durch die Schaltinduktivität und den Pumpkondensator, vorgegeben ist. Dabei ist weiterhin vorteilhaft, wenn der Eintakt-Hochfrequenzgenerator in Resonanzfrequenz, bestimmt durch die Schaltinduktivität und den Pumpkondensator, betrieben ist. Durch diese Schaltung des Schalttransistors wird ein vorteilhaftes Ausschaltentlastungsnetzwerk geschaffen.

[0010] Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist der Schalttransistor durch eine elektronische Steuerschaltung angesteuert, die in vorteilhafter Weise einen elektronischen Oszillator und einen Pulsbreitenmodulator aufweist. Dabei bildet die elektronische Steuerschaltung eine elektronische Schnittstelle. Der elektronische Oszillator und der Pulsbreitenmodulator können elektronisch gestartet und gestoppt werden und ihre Impulsbreite bzw. Frequenz ist über ein elektronisches Steuersignal einstellbar. Damit ergibt sich eine Schnittstelle, die für verschiedene Anwenderoptionen erwünscht ist.

[0011] Wenn die Kapazität des Pumpkondensators den nach der Formel


wobei :
   P (ges) = Lampenleistung
   T (Netz) = Netzfrequenz (Periodenzeit)
   T (Lampe) = Lampenfrequenz (Periodenzeit)
   û = Spitzenwert der Netzspannung (Amplitude)
   ω = Kreisfrequenz
   U_O = Gleichspannung am Glättungskondensator
berechneten Maximalwert nicht überschreitet, wird gewährleistet, daß die aus dem Netz aufgenommene Leistung in dem Lampengenerator durch Lampenleistung und Schaltverluste abgenommen wird. Eine überschüssige Energiespeicherung und damit eine unzulässige Überhöhung der Spannung am Glättungskondensator werden somit vermieden.

[0012] Eine weitere verbesserte Schaltungsanordnung ermöglicht den Start mit vorgeheizten Elektroden und bietet zudem entsprechende Sicherheitsfunktionen und den Schutz vor Überspannung und Überströmen, wie sie z.B. bei Ausfall einer Lampe auftreten können. Dazu weist die Schaltinduktivität zwei zusätzliche Sekundärwicklungen auf, die in Abhängigkeit von der Lampenspannung über je einen Thyristor auf die jeweilige Heizwendel der Lampe geschaltet werden und mit ihren Spannungen die Heizwendel heizen.

[0013] Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist die Steuerelektronik so ausgeführt, daß bei jedem erstmaligen Inbetriebsetzen der Schaltung die Schaltfrequenz des Eintakt-Hochfrequenzwandlers zunächst erhöht wird, um dann im 1/10-Sekundenbereich stetig auf die eigentliche Taktfrequenz reduziert zu werden, so daß bei jeder Neu-Inbetriebnahme ein erhöhter Heizstrom zur Verfügung steht.

[0014] Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird sowohl die Spannung am Kollektor des Schalttransistors als auch die Elektronik-Eigenversorgungsspannung in ihrer jeweiligen Höhe erfaßt und bei eventueller Überspannung durch Zünden eines Thyristors zum Kurzschließen der Anlaufschaltung und der Ansteuerung des Schalttransistors benutzt. Damit ist ein gefahrloses Außerbetriebsetzen der Schaltung möglich.

[0015] Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordung befindet sich in Reihe zum Emitter des Schalttransistors ein Widerstand, dessen Spannungsabfall bei Überströmen zum Ausschalten des Schalttransistors führt und somit eine Stromüberbeanspruchung verhindert.

[0016] Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird über einen Vorwiderstand aus der gleichgerichteten Netzspannung eine Elektronikvorsorgungsspannung abgeleitet, die bei Erreichen eines höchstzulässigen Grenzwertes zur Elektronikversorgungsspannung mit einem Thyristor durchgeschaltet wird, so daß dieser über den Elektronikversorgungsstrom in Selbsthaltung gehen kann. Durch diese Schaltung kann die erstmalige Elektronikversorgung mit mimimalem Aufwand solange realisiert werden, bis die taktabhänge Eigenversorgung die Spannungsversorgung übernehmen kann.

[0017] Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung befindet sich eine weitere Sekundärwicklung entweder auf der Schaltinduktivität oder auf der Schutzinduktivität, über die eine Wechselspannung abgegriffen wird. Diese Wechselspannung - mit einer Einweggleichrichterschaltung gleichgerichtet - stellt dann die Eigen-Elektronikversorgungsspannung zur Verfügung.

[0018] Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun anhand der beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Für gleiche Teile wurden gleiche Bezugszeichen gewählt. Es zeigen:

Fig. 1

ein Blockschaltbild der Schaltungsanordnung mit Oberschwingungsfilter für eine Niederdruckentladungslampe;

Fig. 2

ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung mit Heizkondensator und mit Oberschwingungsfilter zum Betrieb einer Niederdruckentladungslampe;

Fig. 3

ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung mit Heizkondensator und mit Oberschwingungsfilter zum Betrieb mit zwei parallel geschalteten Niederdruckentladungslampen;

Fig. 4

ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung mit Heizwicklung und mit Oberschwingungsfilter zum Betrieb einer Niederdruckentladungslampe;

Fig. 5

Liniendiagramme für Netzstrom und -spannung in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2;

Fig. 6

die harmonische Analyse des Netzstromes;

Fig. 7

Lampenstrom und -spannung in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2;

Fig. 8

ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Schaltungsanordnung mit den einzelnen Schaltungsabschnitten;

Fig. 9

ein Schaltbild der Schaltungsanordnung der zwei zusätzlichen Sekundär-Heizwicklungen mit Thyristoraufschaltung auf die Heizwendeln und die Überstromerfassung;

Fig. 10

ein Schaltbild der Schaltungsanordnung zur Erfassung der Überspannung am Kollektor des Schalttransistors und an der Elektronikversorgung; und

Fig. 11

ein Schaltbild der Schaltungsanordnung zur Erzeugung der Elektronik-Eigenversorgungsspannung.

[0019] Das Blockschaltbild in Fig. 1 gibt den Prinzipaufbau der Schaltungsanordnung für den hochfrequenten Betrieb einer Niederdruckentladungslampe LL1 wieder.

[0020] Die Schaltungsanordnung beinhaltet ein Hochfrequenzfilter 1, einen Netzgleichrichter 2, einen Eintakt-Hochfrequenzgenerator mit einem Schalttransistor T1 und einer elektronischen Steuerschaltung 6 zur Ansteuerung des Eintakt-Hochfrequenzgenerators sowie einen Glättungskondensator 4 und ein aktives Oberschwingungsfilter 3.

[0021] Das Oberschwingungsfilter 3 besteht aus einer Längsinduktivität L2, einem Pumpenkondensator C2, den Entkopplungsdioden D6 und D5 und dem Schalttransistor T1 des Eintakt-Hochfrequenzgenerators.

[0022] Fig. 2 zeigt das Schaltbild einer Schaltungsanordnung mit dem Oberschwingungsfilter 3 zum Betrieb der Niederdruckentladungslampe LL1. Am Eingang des Netzes befindet sich das Hochfrequenzfilter 1, dem der Netzgleichrichter 2 in 2-pulsiger, ungesteuerter Brückenschaltung folgt. Der über eine elektronische Steuerschaltung 6 betriebene Eintakt-Hochfrequenzgenerator besteht aus dem Schalttransistor T1, einer Schaltinduktivität L1 und einem Schwingkondensator C1.

[0023] Die Elektroden der Lampe LL1 sind mit einer Seite E1, H1 an die Schaltinduktivität L1 ,und den Glättungskondensator CO und mit der anderen Seite E2, H2 an den Schwingkondensator C1 angeschlossen. Die Elektroden der Heizkreise H1 und H2 können, wie in Fig. 2 gezeigt ist, über einen Heizkondensator C3 verbunden werden; oder es kann getrennt mit E1-H1 und E2-H2 jeweils eine Heizwicklung als Teilwicklung der Schaltinduktivität L1 angeschlossen sein, wie in Fig. 4 gezeigt ist.

[0024] Der hochfrequent betriebene Eintaktwandler liefert bei leitendem Schalttransistor über den Schwingungskondensator C1 aus dem Pluspol des Glättungskondensators C0 einen Anteil der positiven Stromhalbwelle der Lampe. Gleichzeitig lädt die Schaltinduktivität L1 einen Energieteil proportional der Einschaltzeit des Schalttransistors T1. Im ausgeschalteten Zustand des Schalttransistors T1 bildet sich über Lampe, Schwingkondensator C1 und Schaltinduktivität L1 ein Schwingkreis aus, der zunächst bei gleicher Stromrichtung in der Schaltinduktivität L1 die negative Stromhalbwelle der Lampe und danach bei Stromrichtungsumkehr in der Schaltinduktivität L1 durch Entladen des Schwingungskondensators C1 den restlichen Anteil der positiven Stromhalbwelle in der Lampe erzeugt. Der Glättungskondensator CO ist dabei über die Entkopplungsdiode D6 von der Netzspannung entkoppelt.

[0025] Die Schaltungsanordnung weist weiterhin ein aktives Oberschwingungsfilter auf, das aus der in der Plusleitung befindlichen Längsinduktivität L2, dem Pumpkondensator C2 und den Entkopplungsdioden D5 und D6 besteht.

[0026] Die Funktionsweise des aktiven Oberschwingungsfilters in Verbindung mit dem hochfrequent betriebenen Eintakt-Lampengenerator ist im folgenden näher erläutert.

[0027] Beim "Ein"-schalten des Schalttransistors T1 wird der Pumpkondensator C2 über die Längsinduktivität L2 bis zur Spannungshöhe an dem Glättungskondensator C0 aufgeladen. Der Ladestrom wird dem Netz entnommen. Damit ist in der Längsinduktivität L2 ein Energieteil gespeichert, der nach beendeter Aufladung des Pumpkondensators C2 an den Eintakt-Hochfrequenzgenerator, die Lampe und den Glättungskondensator CO abgegeben wird. Die Energiemenge je Takt ist dabei proportional zu der Spannungszeitfläche an der Längsinduktivität L2 und wird durch die Differenz der Netzspannungsmomentanwerte und der Spannung an dem Pumpkondensator C2, die durch den vorweggehenden "Ausschalt"-takt in negativer Polarität ansteht, bestimmt. Durch den Einfluß der Netzspannungsmomentanwerte wird der Netzstrom mit jedem Lampentakt sinusförmig moduliert. Die Energieabgabe der Längsinduktivität L2 erfolgt durch Entmagnetisieren der Längsinduktivität L2. Dazu polt sich die Spannung an der Längsinduktivität L2 um und erreicht einen Spannungswert gleich der Differenz aus der Spannung am Glättungskondensator C0 und dem jeweiligen Momentanwert der Netzspannung.

[0028] Mit dem "Aus"-schalten des Schalttransistors T1 beginnt eine zweite Phase in der Wirkung des Pumpkondensators C2. Der in der Schaltinduktivität L1 fließende Strom kommutiert vom Schalttransistor T1 zum Teil auf den Pumpkondensator C2 als Entlade- und Umschwingstrom und zum anderen Teil auf den Schwingkondensator C1 und die Niederdruckentladungslampe, die damit ihre negative Stromhalbwelle erhält. Der Pumpkondensator C2 wirkt somit als Ausschaltentlastungsnetzwerk für den Schalttransistor T1. Die Spannung am Kollektor- bzw. Drainanschluß des Schalttransistors T1 kann sich damit nur so schnell ändern, wie der Pumpkondensator C2 mit seiner Resonanzfrequenz, bestimmt durch die Kapazität des Pumpkondensators C2 und den Induktivitätswert der Schaltinduktivität L1, umgeladen wird. Durch diese Begrenzung des Wiederanstiegs der Spannung am Schalttransistor T1 werden dessen Ausschaltverluste erheblich reduziert.

[0029] Die negative Stromhalbwelle im Schwingkondensator C1 und der Niederdruckentladungslampe LL1 wird um den Stromteil reduziert, der von der Schaltinduktivität L1 als Umladestrom auf den Pumpkondesator C2 kommutiert. Damit verbessert sich der Scheitelfaktor des Lampenstroms und somit die Lebensdauer der Niederdruckentladungslampe.

[0030] Die elektronische Steuerschaltung 6 des Schalttransistors besteht aus einem elektronischen Oszillator und einem Pulsbreitenmodulator, der elektronisch gestartet und gestoppt werden kann und dessen Pulsbreite bzw. Frequenz über ein elektronisches Steuersignal einstellbar ist. Dadurch läßt sich eine elektronische Schnittstelle realisieren, wie sie für verschiedene Anwenderoptionen erforderlich ist.

[0031] Fig. 3 zeigt eine Schaltungsanordnung zum hochfrequenten Betreiben von zwei parallel geschalteten Niederdruckentladungslampen LL1 und LL2. Der der Niederdruckentladungslampe LL1 zugeordnete Schaltungsteil besteht aus den Entkopplungsdioden D5.1 und D6.1, der Schaltinduktivität L1.1, dem Schwingkondensator C1.1. und dem Heizkondensator C3.1. Der der Niederdruckentladungslampe LL2 zugeordnete Schaltungsteil besteht aus den Entkopplungsdioden D5.2 und D6.2, der Schaltinduktivität L1.2, dem Schwingkondensator C1.2 und dem Heizkondensator C3.2.

[0032] Fig. 4 zeigt ein abgewandeltes Ausführungsbeispiel der Schaltung von Fig. 2. Zur Beheizung der Niederdruckentladungslampe LL1 sind zwei Heizwicklungsabschnitte L3, L4 vorgesehen, die jeweils zwischen den Anschlüssen E1 und H1 bzw. E2 und H2 der Niederdruckentladungslampe LL1 liegen. Bei dieser Schaltungsanordnung führt der Stromweg bei eingesetzter Niederdruckentladungslampe LL1 von der Diode D6 über die Anschlüsse H1 und E1 der Niederdruckentladungslampe LL1, die Schaltinduktivität L1 und die Diode D5 zu dem Schalttransistor T1. Wenn die Niederdruckentladungslampe LL1 aus der Schaltung herausgenommen wird, wird die Strecke E1 - H1 durch die Heizwicklung überbrückt, während andererseits die an der Schaltinduktivität L1 anstehende Energie nicht mehr entladen werden kann. Daher ist als Leerlaufschutz eine weitere Diode D7 vorgesehen, die zwischen der Schaltinduktivität L1 und dem Glättungskondensator C0 liegt und den Einschaltstromweg unterbricht.

[0033] Die Fig. 5 bis 7 zeigen Strom- und Spannungsdiagramme einer tatsächlich ausgeführten Schaltungsanordnung nach Fig. 2. Fig. 5 ist ein Ozillogramm für Netzspannung und Netzstrom der Schaltung nach Fig. 2. Die Stromkurve I zeigt einen annäherungsweise sinusförmigen Verlauf des Netzstroms. Ohne das Oberschwingungsfilter in der Schaltung von Fig. 2 ergibt sich ein Strom während 1/10 bis 1/15 der Halbwelle. Eine solche Stromspitze würde zu Netzrückwirkungen führen, die aufgrund von gesetzlichen Regelungen eingegrenzt werden müssen. Aufgrund des Oberschwingungsfilters wird das Maximum des Stromes verkleinert und der Strom wird auf die ganze Halbwelle verteilt, so daß sich die gewünschte Annäherung an eine sinusförmige Stromkurve ergibt.

[0034] Fig. 6 zeigt die harmonische Analyse des Netzstromes, der in Fig. 5 gezeigt ist. Der Oberschwingungsanteil des Netzstromes liegt dabei weit unter den nach VDE/IEC zulässigen Grenzwerten.

[0035] Fig. 7 zeigt Lampenstrom und Lampenspannung einer Schaltungsanordnung nach Fig. 2. Die Kurven des Lampenstroms I und der Lampenspannung U zeigen jeweils auf der positiven Halbwelle eine einer Sinuskurve überlagerte Spitze. Diese Spitze entspricht der Einschaltzeit des Transistors T1. In der Praxis hat sich gezeigt, daß die Niederdruckentladungslampe mit einem derartigen Strom bzw. einer derartigen Spannung betrieben werden kann, ohne daß sich nachteilige Nebenwirkungen oder eine kürzere Lebensdauer ergeben würde.

[0036] Das Blockschaltbild in Fig. 8 gibt den Prinzipaufbau einer weiteren Schaltungsanordnung für den hochfrequenten Betrieb einer Niederdruckentladungslampe LL1 wieder. Die Bezugszeichen a - j in Fig. 8 sind auch in Fig. 9 - 11 verwendet, um die Verbindungspunkte der verschiedenen Schaltungsblöcke in Fig. 8 zu zeigen. Die Schaltungsanordnung beinhaltet ein Hochfrequenzfilter 10, einen Netzgleichrichter 12, ein aktives Oberschwingungsfilter 13, einen Glättungskondensator 14, einen Eintakt-Hochfrequenz-Lampengenerator 15, eine Steuerelektronik 16, eine Treiberschaltung 17, eine Überspannungsüberwachung 18, eine Anlaufschaltung 19 und eine Elektronikversorgung 20.

[0037] Fig. 9 zeigt das Schaltbild der Schaltungsanordnung der zwei zusätzlichen Sekundär-Heizwicklungen L3 und L4, die mit den Thyristoren Q4 und Q5 auf die Heizwendeln E2, H2 und E1, H1 geschaltet werden. Die Aufschaltung ist abhängig von dem Betriebszustand der Lampe. Eine noch nicht gezündete oder im Startvorgang befindliche Lampe zeigt eine erhöhte Betriebs- und Zündspannung, die als Sekundär-Spannung auch an den Wicklungen L3 und L4 transformiert zur Verfügung steht und als Triggerspannung benutzt wird. Über den Spannungsteiler R1/R2 und R3/R4 wird der Zündpunkt für die Thyristoren Q4 und Q5 abgeleitet.

[0038] Bei Nennbetriebsspannung der Lampe wird die Triggerspannung nicht mehr erreicht, so daß die Heizung dafür ständig ausgeschaltet bleibt. Steigt die Betriebsspannung der Lampe, z. B. bei tiefen Betriebstemperaturen oder bei gedimmter Lampe, wird die Triggerspannung erreicht, wodurch sich die Heizung der Wendeln automatisch zuschaltet. Bei Ausfall der Heizwendeln auf Unterbrechung verhindern die Dioden D12 und D13 eine unzulässig hohe Strombeanspruchung der Spannungsteilerwiderstände.

[0039] Das Startverhalten kann durch Erhöhung der Schaltfrequenz des Eintakt-Hochfrequenz-Lampengenerators weiter verbessert werden, denn jeder Schalttakt liefert einen Heizstromimpuls. Die Frequenzerhöhung ist in Abhängigkeit vom jeweils erstmaligen Anlegen der Elektronikversorgungsspannung an die Steuerelektronik realisiert.

[0040] Fig. 9 zeigt weiterhin die Überstromerfassung des Emitterstromes von T1 über den Spannungsabfall an dem Widerstand RO, der in Reihe zum Emitter geschaltet ist. Wird ein bestimmter Stromgrenzwert erreicht, wirkt der entsprechende Spannungsabfall auf die Steuerelektronik 16 in der Art ein, daß die Treiberschaltung 17 abgeschaltet und damit der Schalttransistor T1 ausgeschaltet wird. Diese Schaltungsanordnung wirkt somit als eine elektronische Überstromsicherung.

[0041] Fig. 10 zeigt einen Schaltungsausschnitt der Schaltungsanordnung zur Überspannungserfassung. Die Kollektorspannung des Schalttransistors wird über den Spannungsteiler R5/R6 und die Diode D15 auf die Triggerdiode Q1 geschaltet. In logischer "ODER"-Verknüpfung kann die Triggerdiode Q1 in Abhängigkeit von der Höhe der Elektronikversorgungsspannung auch über die Diode D16 geschaltet werden. Der Kondensator C13 verhindert dabei ein Ansprechen der Triggerschaltung auf nur kurzfristig auftretende Spannungsspitzen und bietet bei Durchschaltung der Triggerdiode den erforderlichen Zündstrom für den Thyristor Q2. Wird der Thyristor Q2 mittels eines Triggerimpulses gezündet, so fällt er über den Widerstand R7 in Selbsthaltung.

[0042] Gleichzeitig schließt er über die Diode D17 den Ausgang der Steuerelektronik und über die Diode D18 den Ausgang der Anlaufschaltung kurz. Damit ist der Eintakt-Hochfrequenz-Lampengenerator abgeschaltet. Ein erneuter Start der Lampe ist erst nach erfolgter Netztrennung, d.h. durch Aufheben der Selbsthaltung des Thyristorstromes Q2, möglich.

[0043] Fig. 11 zeigt den Schaltungsausschnitt der Schaltungsanordnung zur Anlaufschaltung 19 und zur Elektronik-Selbstversorgung 20. Mit jedem Einschalten der Netzspannung wird der Kondensator C14 über den Widerstand R10 und die Diode D10 aufgeladen. Über den Spannungsteiler R8/R9 wird ein maximal zulässiger Spannungswert an C14 vorgegeben, bei dem der Thyristor Q3 diese Spannung auf die Elektronikversorgung zuschaltet.

[0044] Damit kann der Eintakt-Hochfrequenz-Lampengenerator anschwingen und nach dem Sperrwandler-Prinzip über die magnetisch gekoppelten Spulen L1-L5 bzw. alternativ L6-L5 die Elektronik-Eigenversorgung übernehmen. Die Spannungsstabilisation erfolgt im Block 20 (Fig. 8) in einfacher Art mit Hilfe eines Längstransistors.

Ansprüche

1. Schaltungsanordnung zum hochfrequenten Betrieb einer oder mehrerer parallel zueinander geschalteter Niederdruckentladungslampen, wobei die Schaltungsanordnung einen Netzgleichrichter (2) mit nachgeschaltetem aktiven Oberschwingungsfilter (3), einen nachgeschalteten Glättungskondensator (C0) und einen jeder Niederdruckentladungslampe (LL1) zugeordneten Hochfrequenzgenerator aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß
der Hochfrequenzgenerator ein Eintakt-Hochfrequenzgenerator ist, der einen Schalttransistor (T1), eine Schaltinduktivität (L1) und einen Schwingkondensator (C1) aufweist,
das aktive Oberschwingungsfilter (3) eine Längsinduktivität (L2), einen Pumpkondensator (C2) und zwei Entkopplungsdioden (D5, D6) umfaßt, wobei
die erste Entkopplungsdiode (D5) zwischen dem Schwingkondensator (C1) und dem Schalttransistor (T1) liegt, und
die zweite Entkopplungsdiode (D6) zwischen dem Glättungskondensator (C0) und der Netzspannung liegt, und das Laden des Pumpkondensators (C2) direkt aus dem Netz mit dem Einschalten des Schaltransistors (T1) erfolgt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Pumpkondensator (C2) über die beiden Entkopplungsdioden (D5, D6) parallel zu der Schaltinduktivität (L1) geschaltet ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Wiederanstieg der Spannung an dem Schalttransistor (T1) durch das Resonanzverhalten vorgegeben ist, das durch die Schaltinduktivität (L1) und den Pumpkondensator (C2) bestimmt ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Eintakt-Hochfrequenzgenerator in Resonanzfrequenz betrieben ist, die durch die Schaltinduktivität (L1) und den Schwingkondensator (C1) bestimmt ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalttransistor (T1) durch eine elektronische Steuerschaltung (6) gesteuert ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß sich durch die elektronische Steuerschaltung (6) eine elektronische Schnittstelle bildet.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (6) einen elektronischen Oszillator und einen Pulsbreitenmodulator aufweist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Anprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltinduktivität (L1) zwei zusätzliche Sekundärwicklungen (L3) und (L4) besitzt, die je über einen Thyristor (Q4,Q5) in Abhängigkeit von der Lampenspannung auf die jeweilige Heizwendel der Lampe geschaltet werden.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß mit Hilfe einer Steuerelektronik (16) bei jedem erstmaligen Inbetriebnehmen der Schaltung die Schaltfrequenz des Eintakt-Hochfrequenzgenerators erhöht wird, um dann im 1/10-Sekundenbereich stetig auf die eigentliche Taktfrequenz reduziert zu werden.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl die Überspannung am Kollektor des Schalttransistors (T1) über einen Spannungsteiler (R5/R6) und eine dritte Diode (D15) als auch die Überspannung einer Elektronikversorgung (10) über eine vierte Diode (D16) zum Triggern über eine Triggerdiode (Q1) eines weiteren Thyristors (Q2) benutzt werden, der seinerseits eine Anlaufschaltung (19) und die Steuerschaltung (16) des Schalttransistors außer Funktion setzt.

11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß zum Schutz der Schaltung vor Überströmen der Emitterstrom des Schalttransistors (T1) als Spannungsfeld an einen Schutzwiderstand (RO) erfaßt wird und ein dem Spannungsabfall entsprechendes Signal der Steuerschaltung (16) zugeführt wird, die den Schalttransistor abschaltet, wenn der Spannungsabfall einen vorgegebenen Wert überschreitet.

12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß bei Anlegen der Netzspannung die Schaltung automatisch über einen Aufbauwiderstand (R10) und eine Aufbaudiode (D10) an einen Kondensator (C14) die Elektronikversorgungs-spannung bis zur höchstzulässigen Grenze aufbaut, um dann mit einem Zusätzlichen Thyristor (Q3) auf die Elektronikversorgung (20) geschaltet zu werden.

13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß mit jedem Lampentakt über eine weitere Sekundärwicklung (L5) auf der Schaltinduktivität (L1) oder auf einer Schutzinduktivität (L6) eine Wechselspannung abgenommen und über einen Gleichrichter (D19) als Elektronik-Eigenversorgung zur Verfügung gestellt wird.

Claims

1. A circuit for the high-frequency operation of one or more low-pressure discharge lamps connected in parallel, the circuit comprising a mains rectifier (2) followed by an active harmonic filter (3), followed by a smoothing capacitor (C0) and a high-frequency generator associated with each low-pressure discharge lamp (LL1), characterised in that the high-frequency generator is a single-cycle high-frequency generator comprising a switching transistor (T1), a switching inductance (L1) and an oscillating capacitor (C1),
the active harmonic filter (3) comprises a series inductance (L2), a pump capacitor (C2) and two
decoupling diodes (D5, D6),
the first decoupling diode (D5) being situated between the oscillating capacitor (C1) and the switching transistor (T1) and
the second decoupling diode (D6) being disposed between the smoothing capacitor (C0) and the mains voltage, and the pump capacitor (C2) being charged directly from the mains with the switching on of the switching transistor (T1).

2. A circuit according to claim 1, characterised in that the pump capacitor (C2) is connected in parallel to the switching inductance (L1) via the two decougling diodes (D5, D6).

3. A circuit according to claim 1 or 2, characterised in that the re-rise of the voltage at the switching transistor (T1) is determined by the resonance characteristic governed by the switching inductance (L1) and the pump capacitor (C2).

4. A circuit according to any one of claims 1 to 3, characterised in that the single-cycle high-frequency generator is operated at resonance frequency governed by the switching inductance (L1) and the oscillating capacitor (C1).

5. A circuit according to any one of claims 1 to 4, characterised in that the switching transistor (T1) is controlled by an electronic control circuit (6).

6. A circuit according to claim 5, characterised in that the electronic control circuit (6) forms an electronic interface.

7. A circuit according to claim 6, characterised in that the control circuit (6) comprises an electronic oscillator and a pulse-width modulator.

8. A circuit according to any one of claims 1 to 7, characterised in that the switching inductance (L1) comprises two additional secondary windings (L3) and (L4) each switched to the associated lamp filament via a thyristor (Q4, Q5) in dependence on the lamp voltage.

9. A circuit according to claim 8, characterised in that by means of an electronic control unit (16), whenever the circuit is operated for the first time, the switching frequency of the single-cycle high-frequency generator is increased and then continuously reduced to the actual clock frequency in the 1/10 second range.

10. A circuit according to claim 8 or 9, characterised in that both the overvoltage at the collector of the switching transistor (T1) and the overvoltage of an electronic power supply (10) are used, via a voltage divider (R5/R6) and a third diode (D15), in the case of the former, and via a fourth diode (D16) in the case of the latter, for triggering via a trigger diode (Q1) of another thyristor (Q2) which in turn renders inoperative a starting circuit (19) and the control circuit (16) of the switching transistor.

11. A circuit according to claim 8 or 9, characterised in that to protect the circuit from overcurrents, the emitter current of the switching transistor (T1) is detected as a voltage field at a protective resistor (RO) and a signal corresponding to the voltage drop is fed to the control circuit (16) which switches off the switching transistor when the voltage drop exceeds a predetermined value.

12. A circuit according to claim 8 or 9, characterised in that when the mains voltage is applied the circuit automatically builds up the electronic power supply voltage to the maximum permissible limit via a build-up resistor (R10) and a build-up diode (D10), at a capacitor (C14), in order then to be switched to the electronic power supply (20) by means of an additional thyristor (Q3).

13. A circuit according to any one of claims 8 to 12, characterised in that on each lamp cycle an AC voltage is tapped off via another secondary winding (L5) on the switching inductance (L1) or on a protective inductance (L6 ) and is made available as an internal electronic power supply via rectifier (D19).

Revendications

1. Configuration de circuit destinée à l'exploitation en haute fréquence d'une ou plusieurs lampes à décharge basse pression montées en parallèle les unes par rapport aux autres, qui comprend un redresseur de réseau (2) avec filtre actif (3) d'harmoniques placé en aval, un condensateur de filtrage (CO) placé en aval, et un générateur à haute fréquence adjoint à chaque lampe (LL1) à décharge basse pression, caractérisée en ce que :

- le générateur à haute fréquence est un générateur à haute fréquence monophasé qui comprend un transistor de commutation (T1), une inductance de commutation (L1) et un condensateur oscillant (C1),

- le filtre actif (3) d'harmoniques comprend une inductance série (L2), un condensateur de pompage (C2) et deux diodes de découplage (D5, D6), sachant que :

- la première diode de découplage (D5) se trouve entre le condensateur oscillant (C1) et le transistor de commutation (T1) et que,

- la deuxième diode de découplage (D6) se trouve entre le condensateur de filtrage (CO) et la tension du secteur, et la charge du condensateur de pompage (C2) a lieu directement à partir du secteur à la mise en circuit du transistor de commutation (T1).

2. Configuration de circuit selon la revendication 1, caractérisée en ce que le condensateur de pompage (C2) est monté au-dessus des deux diodes de découplage (D5, D6) parallèlement à l'inductance de commutation (L1).

3. Configuration de circuit selon la revendication 1 ou 2, caractérisée en ce que le réaccroissement de la tension est prédéfini au niveau du transistor de commutation (T1) au moyen du comportement à la résonance qui est déterminé par l'inductance de commutation (L1) et le condensateur de pompage (C2).

4. Configuration de circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que le générateur à haute fréquence monophasé est utilisé en fréquence de résonance qui est déterminée par l'inductance de commutation (L1) et le condensateur oscillant (C1).

5. Configuration de circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisée en ce que le transistor de commutation (T1) est commandé par un circuit de commande électronique (6).

6. Configuration de circuit selon la revendication 5, caractérisée en ce que, grâce au circuit de commande électronique (6), il se forme un point d'intersection électronique.

7. Configuration de circuit selon la revendication 6, caractérisée en ce que le circuit de commande (6) ccomprend un oscillateur électronique et un modulateur de largeur d'impulsions.

8. Configuration de circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisée en ce que l'inductance de commutation (L1) possède deux bobinages secondaires supplémentaires (L3) et (L4) qui sont commutés tous les deux par l'intermédiaire d'un thyristor (Q4, Q5), en fonction de la tension de lampe, sur la spirale correspondante du filament de la lampe.

9. Configuration de circuit selon la revendication 8, caractérisée en ce que, à l'aide d'un dispositif de commande électronique (16), à chaque première mise en service du circuit, la fréquence de commutation du générateur à haute fréquence monophasé est augmentée pour être réduite ensuite dans une plage d'un dixième de seconde continuellement, jusqu'à la fréquence horloge réelle.

10. Configuration de circuit selon une des revendications 8 ou 9, caractérisée en ce qu'aussi bien la surtension au niveau du collecteur du transistor de commutation (T1) par l'intermédiaire d'un diviseur de tension (R5, R6) et d'une troisième diode (D15) que la surtension d'une alimentation électronique (10) par l'intermédiaire d'une quatrième diode (D16), sont utilisées pour le déclenchement par l'intermédiaire d'une diode de déclenchement (Q1) d'un autre thyristor (Q2) qui de son côté met hors service un circuit de démarrage (19) et le circuit de commande (16) du transistor de commutation.

11. Configuration de circuit selon une des revendications 8 ou 9, caractérisée en ce que, pour la protection du circuit contre les surintensités, le courant émetteur du transistor de commutation (T1) est détecté en tant que champ électrique au niveau d'une résistance de protection (RO), et un signal correspondant à la chute de tension est amené au circuit de commande (16) qui met le transistor de commutation hors circuit si la chute de tension dépasse une valeur prédéfinie.

12. Configuration de circuit selon une des revendications 8 ou 9, caractérisée en ce que lors de l'application de la tension de secteur, le circuit accumule automatiquement par l'intermédiaire d'une résistance d'accumulation (R10) et d'une diode d'accumulation (D10), la tension d'alimentation électronique au niveau d'un condensateur (C14) jusqu'à la limite maximale admissible, pour être ensuite commuté à l'aide d'un thyristor supplémentaire (Q3) sur l'alimentation électronique (20).

13. Configuration de circuit selon l'une quelconque des revendications 8 à 12, caractérisée en ce qu'à chaque cycle de lampe, une tension alternative est prélevée par l'intermédiaire d'un bobinage secondaire supplémentaire (L5) situé sur l'inductance de commutation (L1) ou sur une inductance de protection (L6), et est mise à disposition par l'intermédiaire d'un redresseur (D19) en tant que propre alimentation électronique.

Zeichnung