Die Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät für aus Gleich- und Wechselspannungsnetzen versorgte Niederdruckentladungslampen nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.

Aus der DE-OS 38 05 159 ist ein elektronisches Vorschaltgerät bekannt, das einen Wechselrichter in Halbbrückenschaltung aufweist, der mindestens eine Lampe speist, wobei ein kapazitiver Blindwiderstand parallel zur Lampe liegt und ein induktiver Widerstand in Reihe zur Lampe und kapazitivem Blindwiderstand geschaltet ist. Die Leistungstransistoren des Wechselrichters in Halbbrückenschaltung werden von einer zwei Steuerkreise aufweisenden Ansteuerschaltung digital angesteuert, wobei zwei um eine Halbperiode versetzte Ansteuerspannungen, zwischen denen eine Pulslücke vorhanden ist, erzeugt werden. Die Gleichspannungsversorgung geschieht über einen Trenntransformator mit zwei galvanisch getrennten Sekundärwicklungen. Dieses bekannte elektronische Vorschaltgerät weist aber den Nachteil auf, daß der Betrieb an einem Gleichspannungsnetz nicht möglich ist, da zur Versorgung der Ansteuerschaltung ein Hilfstransformator nötig ist.

Aus der Literatur (PWM-Controller-Chip - Fixes Power Factor, Frank Goodenough, ELECTRONIC DESIGN - INTERNATIONAL, June 1989) ist es bekannt, bei modernen elektronischen Vorschaltgeräten sogenannte elektronsiche Oberschwingungsfilter zur Erhöhung des Leistungsfaktors und gleichzeitiger Reduzierung von Oberschwingungen des Netzstroms zu verwenden. Dabei wird eine als Hochsetzsteller bekannte Schaltung angewendet, die im wesentlichen aus einer Speicherinduktivität mit zwei Wicklungen, einem Schalttransistor, einer Diode, einem Ladekondensator und einer Sinus-Steuereinheit besteht.

Ein Vorschaltgerät ist aus der DE 39 13 033 A1 bekannt, bei der in der Einschaltphase die Versorgungsgleichspannung für die Steuerschaltung über einen eine Dauerverlustleistung bewirkenden hochohmigen Widerstand von dem dem Wechselrichter vorgeschalteten Gleichrichter geliefert wird. Nach dem Einschalten wird die Versorgungsspannung von einem im Lastkreis angeordneten Stromwandler und einem zweiten Wechselrichter erzeugt.

Die EP 0 059 064 offenbart ein Vorschaltgerät, das einen Inverter aufweist, der einen Gleichstrom empfängt und einen Wechselstom liefert. Ein Steuerkreis steuert den Inverter in der Weise, daß er bei einer Frequenz über der Resonanzfrequenz der Lampe arbeitet, wenn eingeschaltet wird. Dann wird er in der Frequenz in Richtung der Resonanzfrequenz geändert, wodurch die Lampe aufgrund der verstärkten Spannung zündet.

Ausgehend von diesem bekannten Stand der Technik liegt der Erfindung die aufgabe zugrunde, ein dimmbares elektronisches Vorschaltgerät für Niederdruck-Entladungslampen mit gutem Wirkungsgrad zu schaffen, das sowohl für Gleichspannungs- als auch Wechselspannungsbetrieb geeignet ist und sicher und schnell das Starten der Lampen ermöglicht.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Hauptanspruchs in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffs gelöst.

Dadurch, daß die Hochsetzstellerdrossel des Oberschwingungsfilters eine zusätzliche Hilfswicklung aufweist, die mit einer Gleichrichterschaltung und dem Kondensator der Gleichspannungsversorgungsschaltung für die digitale Ansteuerschaltung verbundn ist, wird der Kondensator ständig aufgeladen und auf die notwendige Versorgungsspannung für die Ansteuerschaltung stabilisiert. Damit die eine oder die mehreren Lampen sowohl beim Betrieb an Gleichspannungsals auch Wechselspannungsnetzen sicher starten, weist die mit dem Oberschwingungsfilter verbundene Gleichspannungsversorgungsschaltung einen ersten Transistor auf, der sofort nach Einschalten der Versorgungsspannung des elektronischen Vorschaltgerätes leitend wird und den Kondensator auf die Versorgungsspannung der Ansteuerschaltung auflädt, wobei der erste Transistor nach Aufladen des Kondensators von einer Sperrschaltung gesperrt wird. Auf diese Weise wird sowohl bei Gleichspannungs- als auch bei Wechselspannungsbetrieb sofort nach dem Start die für die Versorgung der Ansteuerschaltung notwendige Spannung zur Verfügung gestellt.

Durch die in den Unteransprüchen angegebenen Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen möglich. Besonders vorteilhaft ist, daß der induktive Blindwiderstand der mindestens einen Lampe zwei voneinander galvanisch getrennte Hilfswicklungen aufweist, die jeweils mit den Elektroden der Lampe verbunden sind. Durch diese Maßnahme wird das Dimmverhalten gegenüber dem des Standes der Technik verbessert, da dort die Lampenelektroden nicht ausreichend geheizt wurden.

Weiterhin vorteilhaft ist, parallel zu den Lampenelektroden ein Dämpfungsglied, vorzugsweise aus einer Reihenschaltung eines Widerstandes, beispielsweise eines ohmschen oder komplexen oder nichtlinearen Widerstandes oder dgl., und einer Diode, zu schalten, da dadurch sogenannte "laufende Schichten", die durch Instabilitäten der Bogenentladung insbesondere bei sehr weit heruntergedimmten Lampen (unterhalb von 10 % der maximalen Helligkeit) entstehen und visuelle Störungen erzeugen, nicht mehr auftreten.

Wenn ein externer Dimmgeber,beispielsweise ein PWM-Baustein vorgesehen ist, ist es vorteilhaft, diesen mit der Ansteuerschaltung über einen Optokoppler zu verbinden, da damit eine galvanische Trennung vorgegeben wird.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert.
Es zeigen:

Fig. 1

die schaltungsgemäße Ausgestaltung eines elektronischen Vorschaltgerätes nach einem ersten Ausführungsbeispiel,

Fig. 2

die schaltungsgemäße Ausgestaltung eines elektronischen Vorschaltgerätes nach einem zweiten Ausführungsbeispiel mit externem Dimmgeber und optischer Kopplung zur galvanischen Trennung,

Fig. 3

eine Schaltungsanordnung für einen integrierten Hochvolt-Halbbrückentreiber (sogenannter HVIC),

Fig. 4

ein zweites Ausführungsbeispiel für eine bei der Erfindung verwendete Steuerschaltung, und

Fig. 5

ein drittes Ausführungsbeispiel für eine bei der Erfindung verwendete Steuerschaltung

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung für ein elektronisches Vorschaltgerät für Niederdruck-Entladungslampen, bei dem die Lampen zur Erzielung einer besseren Lichtausbeute mit einem Hochfreguenzstrom versorgt werden, besteht aus einem Wechselrichter 1 in Halbbrückenschaltung, einer Steuerschaltung 2 zur Ansteuerung des Wechselrichters, einer Gleichspannungsversorgungsschaltung 3, die die Versorgungsspannung für die Steuerschaltung 2 liefert,und einem Oberschwingungsfilter 4, das die Netzstrom-Oberschwingungen begrenzt. Das als Hochsetzsteller oder Aufwärts-Wandler ausgebildete Oberschwingungsfilter 4 besteht im wesentlichen aus einer Hochsetzstellerdrossel L3 mit zwei Wicklungen N2, N3, die jeweils mit den Anschlüssen eines Brückengleichrichters D5-D8 verbunden sind, dessen andere Klemmen 5, 6 an einer Netzspannung bzw. einem HF-Filter liegen, aus einem als Schalttransistor T3 ausgeildeten Halbleiterschalter, einer sowohl mit der Wicklung N3 der Hochsetzstellerdrossel L3 als auch mit dem Drainanschluß des Schalttransistors T3 verbundenen Diode D9 und einem an die Diode D9 angeschlossenen Ladekondensator C5, der an Masse liegt und eine Ladespannung von U_Br aufweist. Der Schalttransistor T3 wird über seinen Gateanschluß von Steuerlogik IC2 gesteuert, die über entsprechende Verbindungsleitungen Informationen hinsichtlich der Eingangsspannung |U_E|, der Ladespannung U_Br und des Iststromes erhält und außerdem mit der Steuereinheit 2 verbunden ist. Der Hochsetzsteller ermöglicht die stufenlose Transformation einer Eingangsgleichspannung |U_E| auf ein höheres Ausgangsgleichspannungsniveau (U_Br) mit hohem Wirkungsgrad. Die Steuerlogik ist derart gestaltet, daß dem Stromversorgungsnetz ein oberwellenarmer nahezu sinusförmiger Strom entnommen wird, wobei der Leistungsfaktor fast 1 beträgt und am Ausgang eine geregelte Gleichspannung zur Verfügung steht. Die Gleichspannungsversor gungsschaltung 3 weist einen als selbstsperrender N-Kanal MOS-FET ausgebildeten Transistor T4 auf, dessen Drainanschluß über einen Widerstand R4 zur Strom begrenzung mit der Klemme U_Br und dessen Sourceanschluß mit einem Kondensator C3 verbunden ist, wobei eine als Z-Diode ausgebildete Stabilisierungsdiode D11 am Gateanschluß des Transistors T4 und an dem Kollektor eines Transistors T5 liegt, der über einen Widerstand R5 mit der Klemme U_Br verbunden ist. Der Emitter des Transistors T5, die Z-Diode D11 und der Kondensator C3 liegen mit ihren anderen Anschlüssen an Masse. Die Basis des Transistors T5 ist über einen Widerstand R6 mit der Verbindung zwischen Brückengleichrichter D5-D8 und Wicklung N3 verbunden,und parallel zur Basis-Emitterstrecke liegt ein paralleles RC-Glied C4, R7.
Der Kondensator C3 liefert an seiner Klemme U_V die Gleichspannung für die Versorgung der Steuerschaltung 2. Die Hochsetzstellerdrossel L3 weist eine zusätzliche Hilfswicklung N1 auf, die über einen Widerstand R3 und einen Brückenzweig des Brückengleichrichters D1 bis D4 mit der Klemme U_V verbunden ist, wobei parallel zum Kondensator C3 eine weitere Z-Diode D10 liegt.

Die Steuerschaltung 2 besteht aus einem integrierten Pulsweitenmodulations-Baustein IC1 und einem integrierten Hochvolt-Halbbrückentreiber HVIC, der weiter unten näher erläutert wird. Der PWM-Baustein IC1 (z.B. IC 3525 A) weist einen Dimmeingang 7 auf, der beispielsweise mit einem Dimmgeber verbunden sein kann, der eine der gewünschten Helligkeit entsprechende variable Gleichspannung liefert. Die Steuerschaltung 2 ist mit dem Wechselrichter 1 verbunden, der in bekannter Weise zwei Halbbrücken-Transistoren T1, T2 und in dem zweiten Brückenzweig den kapazitiven Spannungsteiler C1, C2 aufweist. In der Brückendiagonale liegt die Lampenanordnung 8, die weiter unten näher beschrieben wird. Zu dem Aufbau und der Funktion des Wechselrichters wird ergänzend auf die DE-OS 38 05 159 Bezug genommen.

Im folgenden wird die Funktionsweise insbesondere der Gleichspannungsversorgungsschaltung 3 in Zusammenhang mit dem Oberschwingungsfilter 4 beschrieben.

Beim Einschalten der Netzspannung an den Klemmen 5, 6, beispielsweise bei 230 V Wechselspannung oder 230 V Gleichspannung, wird über die Dioden D1 bis D4 der Brückenschaltung, die Wicklung N3 der Hochsetzstellerdrossel L3 und über die Diode D9 der Ladekondensator C5 auf etwa den Scheitelwert der Netzspannung aufgeladen. Die Ladespannung U_Br an dem Ladekondensator C5 bewirkt, daß am Gate des Transistors T4 über den Widerstand R5 und die Z-Diode D11 eine positive Spannung von 15 V entsteht, wodurch der Transistor T4 leitend wird und der Kondensator C3 auf die Spannung U_V, nämlich ungefähr +15 V aufgeladen wird. Da der Transistor T4 als selbstsperrender N-Kanal MOS-Feldeffekttransistor ausgebildet ist, sperrt er sofort wieden, denn die Spannung an Source und Gate ist etwa gleich.

Wenn der Transistor T4 leitend geworden ist, ist der zweite Transistor T5 noch gesperrt, da der Kondensator C4 des RC-Gliedes ungeladen ist. Nach einer durch die Dimensionierung der Widerstände R6, R7 und C4 bestimmten Zeitkonstanten wird der Transistor T5 leitend und sperrt dadurch den Transistor T4. Wenn die Netzspannung an den Klemmen 5, 6 ausgeschaltet wird, entlädt sich der Kondensator C4 über den Widerstand R7, wobei die Zeitkonstante dieses RC-Gliedes C4, R7 so gewählt ist, daß der Transistor T5 innerhalb einer Sekunde nach dem Ausschalten der Netzspannung wieder startbereit ist, d.h. sich im nichtleitenden Zustand befindet. Dadurch wird ein schnelles Wiedereinschalten des elektronischen Vorschaltgerätes ermöglicht. Selbstverständlich sind auch andere Anschlußmöglichkeiten für den Widerstand R6 und das RC-Glied R7, C4 denkbar, die ein kontrolliertes Auf- und Entladen des Kondensators 4 sicherstellen.

Die beschriebene Anordnung dient als Startschaltung, damit beim Betrieb an Gleich- oder Wechselspannungsnetzen ein sicherer Start ermöglicht wird.

Wenn die Steuerschaltung über die eben beschriebene Startschaltung mit der Spannung U_V versorgt wird, fängt sie an zu arbeiten und liefert, wie weiter unten beschrieben wird, an ihren Ausgängen zwei versetzt zueinander angeordnete Signale. Gleichzeitig liefert die Steuerschaltung 2 Triggersignale an die Steuerlogik IC2, die den Transistor T3 schaltet, wodurch der eigentliche durch die Drossel L3 (bzw. N3) fließende Strom durch einen Hochfrequenz-Rippelstrom überlagert wird. Dies gilt sowohl für Wechselspannungs- als auch Gleichspannungsversorgung an den Klemmen 5,6.

Dadurch wird während des Betriebes der Kondensator C3 aufgeladen, und zwar über die Hilfswicklung N1, den Widerstand R3 und die Brückenschaltung D1 bis D4.
Die an der Hilfswicklung N1 entstehende Wechselspannung wird über den Widerstand R3 mit der Brückenschaltung D1 bis D4 zweiweg-gleichgerichtet. Die Spannung an dem Kondensator C3 wird mit der Z-Diode D10 auf ca. 15 V stabilisiert.

Der Pulsweitenmodulations-Baustein, PWM-Baustein, IC1 besteht im wesentlichen aus einem Rechteckgenerator mit variablem Tastverhältnis und einer nachgeschalteten Logikschaltung, die derart ausgebildet ist, daß an den Ausgängen zwei zeitlich zueinander versetzte Impulse geliefert werden, wobei zwischen den Impulsen eine Impulslücke vorgesehen wird, durch die verhindert wird, daß die nachgeschalteten Halbbrücken-Transistoren T1, T2 gleichzeitig leitend werden. Durch Anlegen einer Gleichspannung veränderlicher Größe an den Dimmeingang 7 wird das Tastverhältnis des PWM-Bausteins IC1 verändert, d.h. die Pulslücke zwischen den zwei Ausgangssignalen des PWM-Bausteins IC1 wird verändert.

Die Ausgangssignale des PWM-Bausteins IC1 gelangen auf den Hochvolt-Halbbrückentreiber HVIC, dessen Aufbau und Funktion anhand des Schaltbildes nach Fig. 3 näher erläutert wird.

Bei dem integrierten Hochvolt-Brückentreiber HVIC wird eine sogenannte Bootstrap-Schaltung verwendet, die bei unterschiedlichen im Handel befindlichen Brückentreibern extern beschaltet werden können oder integriert sind.
In dem HVIC sind zwei Treiber Tr1, Tr2, die die Transistoren T1, T2 ansteuern. Der Treiber Tr2 liegt an der Versorgungsspannung U_V, während der Treiber Tr1 eine Versorgungsspannung benötigt, die berücksichtigt, daß der Lastpunkt zwischen zwei Transistoren T1, T2 zwischen den Spannungen von ungefähr U_Br und ungefähr O V schwankt. Dazu ist die Bootstrap-Schaltung vorgesehen, die aus der Diode D12, dem in Reihe dazu geschalteten Schutzwiderstand R8 und dem Kondensator C7 besteht, wobei der Kondensator C7 einerseits an dem Lastpunkt und andererseits an dem Widerstand R8 angeschlossen ist, der an der Ladespannung U_Br liegt. Die Diode D12 ist mit der Versorgungsspannung U_V verbunden. Wenn der Transistor T2 leitet, kann sich der Kondensator C7 auf etwa U_V aufladen, da der Lastpunkt etwa auf Masse liegt. Wenn T2 sperrt und anschließend T1 leitet, liegt der Lastpunkt etwa auf U_Br, und am Kondensator liegt eine Spannung von etwa U_Br + U_V an, wodurch eine schwebende Versorgungsspannung für den Treiber Tr1 erzielt wird.

Das von dem PWM-Baustein IC1 gelieferte Schaltsignal für den Transistor 1 muß ebenfalls an die Pegelunterschiede zwischen der Spannung U_Br und etwa 0 V angepaßt werden. Dazu dient die Spannungspegelverschiebungsschaltung S, die zwischen dem Signalausgang des PWM-Bausteins IC1 und dem Eingang des Treibers Tr1 liegt. In den im Handel befindlichen HVICs wird diese Pegelverschiebung auf unterschiedliche Weise realisiert, beispielsweise kann das Schaltsignal auf ein Impulssignal mit dem Pegel von U_Br aufmoduliert oder überlagert werden.

Zwei weitere Ausführungsbeispiele für die Steuerschaltung 2 sind in Fig. 4 und Fig. 5 dargestellt, wobei in Fig. 4 die Ausgänge des PWM-Bausteins an einen Impulstransformator 12 mit einer Primärwicklung N4 und zwei Sekundärwicklungen N5, N6, die mit den Transistoren T1, T2 verbunden sind und die Schaltsignale liefern, angeschlossen sind.
Fig. 5 zeigt eine Schaltung,in der ebenfalls die Bootstrap-Schaltung D12, R8 und C7 wie in Fig. 3 verwendet werden. Darüberhinaus ist ein Optokoppler OC vorgesehen, der unter Ausnutzung einer Potentialtrennung den Treiber Tr3 für den Transistor T1 ansteuert. Der Treiber Tr4 erhält das Schaltsignal direkt vom PWM-Baustein IC1.

An den Kondensatoren C1, C2 des Wechselrichters 1 liegt die Spannung U_Br, die jeweils durch die Kondensatoren halbiert wird. Die Transistoren T1, T2 werden wechselseitig in den leitenden bzw. in den gesperrten Zustand geschaltet, und der Schaltkreis der Entladungslampen wird mit einer hochfrequenten Rechteckspannung angesteuert. Üblicherweise besteht dieser Entladungslampenschaltkreis 8 aus mindestens einer Entladungslampe LL, der ein Kondensator C parallelgeschaltet ist, wobei die Parallelschaltung in Reihe mit einer Induktivität L liegt. Selbstverständlich können mehrere solcher Anordnungen parallel zueinander vorgesehen sein. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist parallel zu den Lampenelektroden ein Dämpfungsglied geschaltet, das aus einem Widerstand R und einer Diode D besteht, wobei der Widerstand R ein ohmscher oder komplexer Widerstand oder ein anderer Widerstand oder eine Kombination sein kann. Durch dieses Dämpfungsglied wird das Dimmverhalten der Entladungslampe LL verbessert, da sogenannte "laufende Schichten", d.h. visuell störende Instabilitäten der Bogenentladung, bei sehr weit heruntergedimmten Lampen, d.h. unterhalb von 10 % der maximalen Helligkeit, vermieden werden.

In Fig. 2 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel dargestellt, wobei das Oberschwingungsfilter 4 und die Gleichspannungsversorgungsschaltung 3 gemäß Fig. 1 der Einfachheit halber weggelassen sind.

Der Entladungslampenschaltkreis 8 besteht in diesem Fall aus zwei Leuchtstofflampen LL1 und LL2 mit entsprechend parallelgeschalteten Kondensatoren C7, C8 und dem Dämpfungsglied R,D und den dazu in Reihe geschalteten Induktivitäten L1 und L2. Zusätzlich zu den Induktivitäten L1, L2 sind je zwei voneinander galvanisch getrennte Hilfswicklungen L1′ und L1˝ sowie L2′ und L2˝ vorgesehen. Die Hilfswicklungen L1′ und L1˝ bzw. L2′, L2˝ sind mit den zwei Elektroden jeder Leuchtstofflampe LL1, LL2 verbunden, wodurch eine Verbesserung der Heizung der Elektroden erzielt wird. Durch diese Maßnahmen werden daher die Elektroden auch beim Dimmen ausreichend geheizt. Die Kondensatoren C1, C2 nach Fig. 1 werden ersetzt durch jeweils in Reihe mit der Lampe und den Induktivitäten liegende Kondensatoren C.

Wie in Zusammenhang mit Fig. 1 oben erläutert, wird das Tastverhältnis des PWM-Bausteins IC1 üblicherweise über eine variable Gleichspannung am Dimmeingang 7 verändert. Dabei ist nachteilig, daß keine galvanische Trennung zwischen dem Dimmgeber oder Helligkeitsregler und der Lampe besteht. Gemäß Fig. 2 wird daher ein Optokoppler IC3 mit einem nachgeschalteten Tiefpaßfilter R1, C6 verwendet, wobei die Leuchtdiode des Optokopplers über einen Widerstand R2 zu den Klemmen 9, 10 des elektronischen Vorschaltgerätes EVG1 zum Anschluß an den Dimmgeber geführt wird. Dabei ist der externe Dimmgeber ebenfalls als PWM-Baustein 11 vorgesehen, dessen Tastverhältnis zur Helligkeitssteuerung verändert wird. Die vom PWM-Baustein 11 gelieferten Impulssignale werden vom Optokoppler IC3 übertragen und durch den Tiefpaß R1, C6 geglättet, so daß an dem Dimmeingang wieder eine veränderliche Gleichspannung anliegt.
Wie in Fig. 2 angedeutet, können auch mehrere elektronische Vorschaltgeräte EVGn durch Parallelschalten der Klemmen 9, 10 von dem PWM-Baustein 11 gedimmt werden.
Für einen Verpolschutz beim Anschluß der Klemmen 9,10 an den PWM-Baustein 11 können in den Vorschaltgeräten Gleichrichterbrücken vorgesehen sein, die mit den Klemmen 9, 10 verbunden sind.

Der externe Dimmgeber 11 kann auch mit einem integrierten PWM-Steuerbaustein zur Helligkeitssteuerung eingesetzt werden, wobei, wie in Fig. 2 angedeutet, auch mehrere elektronische Vorschaltgeräte durch Parallelschalten der Klemmen 9, 10 gedimmt werden können.

Selbstverständlich können auch andere Verfahren zum Dimmen von Entladungslampen anstelle der Änderung des Tastverhältnisses bei der Pulsweitenmodulation der Halbbrücken-Transistoren, wie im Ausführungsbeispiel beschrieben, verwendet werden. Beispielsweise kann die Frequenz des PWM-Bausteins IC1 geändert werden, die eine Änderung des induktiven Drosselwiderstandes hervorruft, wodurch sich die Lampenhelligkeit ändert.