Synthétiseur de fréquence utilisant un miroir de courant à commutation accélérée et appareil comprenant un tel synthétiseur

Abstract

 - Synthétiseur de fréquence utilisant un miroir de courant dont une branche de commande - transistor (T1), résistance (11) - est alimentée par une source (S) de courant de commande fonctionnant en commutation.
- Une amélioration du temps de descente du miroir est obtenue par l'adjonction d'un transistor additionnel (TA), connecté en parallèle sur le transistor (T1), dont la base est polarisée à tension fixe (VA) choisie de telle sorte que ce transistor (TA) soit pratiquement bloqué quand la source (S) de courant de commande débite un courant nominal, et entre en conduction quand le courant de commande est annulé. Le transistor additionnel (TA) est muni d'un dispositif anti-saturation, par exemple une diode Schottky (18), lorsqu'il s'agit d'un transistor bipolaire, mais il peut aussi être remplacé par un transistor à effet de champ.

Description

[0001] La présente invention concerne un synthetiseur de fréquence utilisant un miroir de courant comprenant d'une part, une branche de commande qui comporte en série entre une borne d'alimentation et une borne de référence de tension

• une source de courant de commande qui peut prendre deux états dont le premier correspond à une valeur de courant dite nominale et le second correspond à une valeur de courant faible ou nulle,
• le trajet principal de courant d'au moins un premier transistor,
• et une première résistance d'équilibrage,

et d'autre part, une branche de sortie qui comporte un deuxième transistor, prévu pour fournir un courant dont la valeur est en relation déterminée avec le courant de commande, et dont l'électrode de référence est reliée à la borne de référence de tension à travers une deuxième résistance d'équilibrage, les électrodes de commande des premier et deuxième transistors étant interconnectées et polarisées à partir du courant de commande.

[0002] Les synthétiseurs de fréquence utilisant une boucle à verrouillage de phase sont largement utilisés de nos jours notamment pour la sélection de canaux dans des appareils de transmission radio-fréquence. Un exemple de synthétiseur de fréquence est décrit dans le document US 4 745 372.

[0003] L'invention concerne également un appareil radio-mobile comprenant un tel synthétiseur.

[0004] Parmi les modes de construction d'un synthétiseur de fréquence, on peut utiliser un circuit appelé pompe de charges qui met en oeuvre au moins un miroir de courant.

[0005] Il existe une variété de formes de réalisation de miroirs de courant dont la plus simple est constituée de deux transistors seulement, le transistor de la branche de commande étant connecté en diode. Une autre forme également très connue, utilise trois transistors, le noeud commun aux bases des premier et deuxième transistors étant alimenté à l'aide d'un troisième transistor, monté en amplificateur, dans la branche de commande du miroir, pour l'alimentation des bases du miroir.

[0006] Selon l'une ou l'autre de ces deux formes simples de réalisation, le courant de sortie du miroir de courant présente un temps de descente qui est relativement lent, dans sa partie finale, lorsque le courant de commande du miroir est commuté de sa valeur nominale à une valeur nulle. Ce phénomène est principalement dû à la décharge des capacités parasites du circuit, par exemple celle de la source de courant de commande. Or cette décharge s'opère à travers une diode base-émetteur d'un transistor bipolaire ou à travers la résistance de canal d'un transistor à effet de champ, dont l'impédance s'accroît au fur et à mesure que le courant de décharge diminue.

[0007] En ce qui concerne le circuit pompe de charges, il est connu de le réaliser avec deux sources de courant de construction similaire et le courant de l'une d'entre elles est appliqué au condensateur après inversion par un miroir de courant. Lorsque la tension de charge du condensateur est stabilisée, la somme algébrique des courants fournis au condensateur par les deux sources commutables doit être voisine de zéro et l'effet de ralentissement susmentionné, dû au miroir de courant, représente donc un inconvénient majeur pour la stabilité de la tension de charge du condensateur. Ce défaut se traduit par une variation cyclique de tension, équivalente à un bruit exagéré dans le circuit de contrôle du verrouillage de phase.

[0008] Aussi l'invention a-t-elle pour but d'améliorer les perfromances d'un synthétiseur de fréquence par une réduction du temps de descente du courant de sortie d'un miroir de courant, et particulièrement dans sa partie finale à courant faible.

[0009] Un autre but de l'invention est de proposer une solution pour remédier à cette difficulté, selon laquelle les moyens mis en oeuvre restent suffisamment simples et donc économiques, entre autres en évitant d'avoir recours à une commande de commutation particulière de ces moyens, synchrone de la commutation du courant de commande.

[0010] Ces buts sont atteints, selon l'invention, par un synthétiseur de fréquence conforme au paragraphe introductif, caractérisé en ce qu'en parallèle avec le trajet principal de courant du premier transistor est connecté le trajet principal de courant d'un transistor additionnel, dont l'électrode de commande est polarisée par une tension fixe déterminée de telle façon que le transistor additionnel soit quasi bloqué pour la valeur nominale du courant de commande, et soit conducteur pour la valeur faible ou nulle du courant de commande.

[0011] La décroissance du courant de sortie, dans le circuit selon l'invention, est accélérée du fait que lorsque les premier et deuxième transistors deviennent faiblement conducteurs (et que leur impédance interne s'accroît), c'est le transistor accélérateur qui devient alors conducteur et évacue par son trajet principal de courant, les charges de la capacité parasite de la source de courant de commande. Si on compare la décroissance de courant de sortie du circuit selon l'invention avec celle d'un circuit miroir de courant classique, l'accélération observée avec le circuit de l'invention est d'autant plus significative que l'observation est faite à plus bas niveau de courant. Très approximativement, on peut assimiler la décroissance finale du courant dans le circuit de l'invention à une fonction linéaire tandis que celle utilisant un miroir de courant classique serait d'un type assymptotique. On comprendra que le changement d'état du transistor additionnel découle directement de la variation de tension aux bornes de la première résistance d'équilibrage.

[0012] Pour bénéficier au mieux de cet effet, on choisit avantageusement la valeur de cette première résistance d'équilibrage telle que la chute de tension dans celle-ci, sous l'effet du courant nominal de commande, soit supérieure à 80 mV. Dans le cas où des transistors bipolaires sont utilisés, si on choisit par exemple une chute de tension de 150 mV, le courant dévié vers la borne de référence, par le transistor additionnel, est une fraction tout à fait négligeable (moins de 1 %) de la valeur du courant de commande nominal. Lorsque le courant de commande est stabilisé à zéro, le transistor additionnel débite, par sa jonction émetteur-base, un courant qui n'est qu'une petite fraction du courant de commande nominal, par exemple 10 %, ou moins, de ce courant. C'est pourquoi la taille du transistor additionnel peut être choisie plus petite que celle des premiers et deuxièmes transistors. L'invention met donc en oeuvre des moyens qui n'augmentent pas sensiblement la surface de semiconducteur nécessaire au circuit et est donc, de ce fait, économique.

[0013] Pour ne pas affecter le temps de montée du circuit selon l'invention, on prévoit avantageusement de munir le transistor additionnel d'un dispositif anti-saturation tel qu'une diode Schottky connectée en parallèle sur le circuit base-collecteur de ce transistor additionnel.

[0014] Une autre variante de mise en oeuvre de l'invention, toujours dans le cas où des transistors bipolaires sont utilisés, se caractérise en ce que le dispositif anti-saturation est constitué d'un transistor supplémentaire, de même polarité que les autres transistors, dont l'émetteur est connecté au collecteur du premier transistor et à celui du transistor additionnel, dont la base est polarisée à une autre tension fixe qui dépasse la tension fixe précédemment mentionnée d'une fraction d'une tension de jonction polarisée en direct, et dont le collecteur est alimenté à partir de la borne d'alimentation.

[0015] L'invention n'est pas limitée au cas d'utilisation de transistors bipolaires. Elle peut également être mise en oeuvre à l'aide de transistors à effet de champ, ou encore à l'aide d'une combinaison de transistors bipolaires et de transistors à effet de champ, ces derniers, de type MOS par exemple.

[0016] Ainsi, selon une variante avantageuse de l'invention, dans lequel le miroir de courant est réalisé avec des transistors bipolaires, le synthétiseur de fréquence se caractérise en ce que le transistor additionnel est un transistor à effet de champ dont le trajet drain-source est connecté en parallèle sur le trajet collecteur-émetteur du premier transistor.

[0017] Ladite tension fixe déterminée peut être alors fournie simplement par un autre transistor à effet de champ, dont le drain et la grille sont interconnectés et alimentés à partir de la borne d'alimentation par un courant fixé, tandis que la source de cet autre transistor est reliée à la borne de référence de tension, ladite tension fixe déterminée étant disponible sur le noeud drain-grille dudit autre transistor.

[0018] La description qui va suivre, en regard des dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs, fera bien comprendre en quoi consiste l'invention et comment elle peut être réalisée.

[0019] La figure 1 montre un schéma simplifié, sous forme de blocs, d'un synthétiseur de fréquence, et la figure 2 un schéma similaire, relatif à un appareil radio mobile.

[0020] La figure 3 représente un schéma électrique d'un premier exemple de circuit selon l'invention, dans une version à transistors bipolaires.

[0021] La figure 4 est un diagramme montrant la variation au cours du temps, du courant de sortie du circuit de la figure 1 en comparaison avec la variation de courant correspondante dans un miroir de courant connu.

[0022] La figure 5 montre le schéma d'un deuxième exemple de circuit selon l'invention qui est muni d'un dispositif anti-saturation.

[0023] La figure 6 donne le schéma d'un troisième exemple de circuit selon l'invention, également muni d'un dispositif anti-saturation, et

[0024] la figure 7 montre le schéma d'un quatrième exemple de circuit selon l'invention dans une version mixte : transistors bipolaires et transistors à effet de champ.

[0025] Un exemple de synthétiseur de fréquence est brièvement décrit à l'aide de la figure 1.

[0026] Un oscillateur 1 dont la fréquence est modifiable par une tension Vv, délivre un signal de sortie Vfr.

[0027] La tension Vv est établie aux bornes d'une capacité C, référencée par ailleurs à la masse (V_E), au moyen d'un circuit pompe de charges 2, lequel reçoit une commande de montée (UP) et une commande de descente (DWN) provenant d'un comparateur de phase 3.

[0028] Aux deux entrées du comparateur de phase 3, sont appliqués respectivement, d'une part le signal de sortie Vfr, après division de fréquence par un premier diviseur 4, et d'autre part, le signal délivré par un oscillateur de référence 5, après division de fréquence par un deuxième diviseur 6.

[0029] L'invention s'applique particulièrement (mais non exclusivement) à un synthétiseur de fréquence dans lequel la pompe de charges 2 comporte deux sources de courant semblables 7, 8, commandées par les signaux respectifs UP et DWN modulés en durée, et dans lequel le courant de sortie de la source de courant 7 est inversé de sens par un miroir de courant 9 pour réaliser l'absorption de courant sur la capacité C.

[0030] Dans ce qui suit, il sera particulièrement question du miroir de courant 9, réalisant la décharge de la capacité C.

[0031] La figure 2 montre de manière très schématique, de quelle manière un synthétiseur de fréquence est utilisé au sein d'un appareil radio-mobile.

[0032] Un signal d'antenne A est appliqué à l'entrée d'un circuit syntoniseur TU, lequel comporte un dispositif de multiplexage DX, pour un partage de signaux de réception RS, et d'émission ES. Les signaux de réception RS sont amplifiés et démodulés par un circuit propre à la réception AR, tandis que les signaux d'émission ES sont délivrés en sortie d'un circuit d'amplification et de mise en forme AE, propre à l'émission.

[0033] Le circuit syntoniseur TU, comporte encore un synthétiseur de fréquence SF dont le signal de sortie est appliqué aux circuits AR et AE pour la sélection des canaux de réception et d'émission, respectivement.

[0034] L'appareil comporte en outre un microcontrôleur 100 muni d'organes de contrôle non représentés (clavier par exemple) lequel assure la gestion des fonctions générales de l'appareil et en particulier la commande du synthétiseur de fréquence SF et éventuellement du dispositif de multiplexage Dx. Un filtre 101 est inséré dans la voie de réception, entre le circuit AR du syntoniseur TU et un combiné microphone-écouteur 103, et un filtre 102, est inséré dans la voie d'émission, entre le même combiné 103 et le circuit AE du syntoniseur TU. En bref, le synthétiseur de fréquence SF fournit des signaux Vfr dont la fréquence peut être sélectionnée de manière précise et sûre dans une gamme de fréquences prédéterminées.

[0035] Le circuit représenté à la figure 3 comporte un miroir de courant M commandé à partir d'une source de courant de commande S qui peut prendre deux états, le premier correspondant à une valeur de courant dite nominale et le second état à une valeur de courant pratiquement nulle. La commande de cette source de courant S est symbolisée par la borne de commande 10. Un transistor T1 connecté en diode, dont l'émetteur comporte une première résistance d'équilibrage 11 forme, ensemble avec la source de courant de commande S, la branche de commande du miroir de courant M en série entre une borne d'alimentation VCC et une borne de référence de tension V_E. La branche de sortie du miroir de courant M comporte un transistor T2 dont l'émetteur est relié à la référence de tension V_E à travers une deuxième résistance d'équilibrage 12. Les transistors T1 et T2 ont leurs bases interconnectées et le collecteur du transistor T2 constitue la borne de sortie 15 du miroir de courant. Jusqu'ici le miroir de courant M est d'un type tout à fait classique avec lequel le temps de descente, lorsque la source de courant de commande S passe de son état haut à son état bas, présente un ralentissement significatif dans la région des faibles courants de sortie. En effet, le noeud qui est relié à la source de courant de commande S et au collecteur du premier transistor T1 présente une capacité parasite 16, représentée en pointillé sur la figure, dont la charge doit être évacuée principalement par le transistor T1 connecté en diode lequel a son impédance équivalente qui ne cesse de croître lorsque le courant de décharge diminue.

[0036] Selon l'invention, sur le trajet émetteur-collecteur du transistor T1 est connecté en parallèle le trajet émetteur-collecteur d'un transistor additionnel TA, dont la base est polarisée par rapport à la borne de référence V_E par une source de tension fixe 17 de valeur V_A. La tension V_A est choisie de telle manière que le transistor additionnel TA soit pratiquement bloqué lorsque la source de courant de commande S débite son courant nominal tandis que ce même transistor additionnel TA est conducteur lorsque la source de courant de commande S est au contraire à son état bas. Ceci est aisément réalisé en choisissant la valeur de la première résistance d'équilibrage 11 suffisamment élevée pour que la chute de tension à ses bornes, sous l'effet du courant nominal de la source de courant de commande S, soit suffisamment élevée, c'est-à-dire supérieure à 80 mV et par exemple de l'ordre de 150 mV pour bien différencier les deux états de fonctionnement du transistor additionnel TA. On choisira alors une valeur de tension V_A de la source de tension 17 voisine d'une chute de tension de jonction en direct, par exemple 700 mV, de sorte que le transistor additionnel TA est porté à une tension base-émetteur de seulement 550 mV (700 - 150) dans l'état passant de la source de courant de commande S (ce transistor étant donc très faiblement conducteur), tandis que lorsque la source de courant de commande S est dans son état bloqué et le courant passant dans la première résistance d' équilibrage 11 ayant fortement diminué, le transistor additionnel TA devient conducteur et débite par son émetteur un courant de repos sous l'effet d'une tension base-émetteur proche de 700mV (la chute de tension dans la résistance d'équilibrage 11 étant négligée). Ce courant de repos, toutefois, peut être choisi relativement faible si on le désire.

[0037] En d'autres termes, on peut considérer que les transistors T1 et TA forment une paire différentielle, le transistor TA ayant sa base polarisée à tension fixe et le transistor T1 ayant sa base polarisée à une tension décroissante. Lorsqu'au cours de la décroissance du courant, due à la décharge de la capacité parasite 16, la base du transistor T1 est à une tension qui devient inférieure à la tension de la base du transistor TA, c'est alors le transistor TA qui devient conducteur et poursuit la décharge de cette capacité parasite.

[0038] La figure 4 représente, pour un exemple de réalisation, la variation du courant de sortie I présent sur la borne de sortie 15 en fonction du temps t à partir du moment to où la source de courant de commande passe à son état bloqué. La courbe A représente l'allure de cette variation pour le circuit donné à la figure 3 tandis que la courbe B représente l'allure de cette décroissance pour un circuit miroir de courant dans lequel le transistor additionnel TA est omis. On voit sur cette figure 4 que la première partie de décroissance du courant de sortie, représentée à petite échelle, est identique pour les deux circuits ce qui n'est pas un inconvénient puisque cette première partie de décroissance est rapide. Le circuit de l'invention présente une très nette accélération du temps de descente lorsque l'on observe la partie finale à courant faible représentée à grande échelle. La courbe C indiquée en pointillé présente l'allure du courant débité par le transistor additionnel TA au cours du temps.

[0039] La figure 5 représente le schéma d'un deuxième exemple de circuit selon l'invention. Sur cette figure les éléments ayant la même fonction que dans le circuit de la figure 3, sont affectés des mêmes signes de référence. Le schéma de la figure 5 se distingue de celui donné à la figure 3 en ce que le miroir de courant M1 est d'un type, connu en soi, selon lequel un troisième transistor T3 est inséré dans la branche de commande du miroir de courant M1, transistor T3 qui alimente par son émetteur les deux bases des transistors T1 et T2. De même que dans le premier exemple, un transistor additionnel TA a son trajet émetteur-collecteur connecté en parallèle avec le trajet émetteur-collecteur du premier transistor T1. La base du transistor additionnel TA est également polarisée par une tension fixe V_A. L'effet d'accélération obtenu avec ce montage est semblable à l'effet obtenu dans le montage du premier exemple.

[0040] Dans l'exemple de la figure 5, on a également appliqué au transistor additionnel TA, un dispositif anti-saturation constitué par une diode de Schottky 18 connectée entre la base et le collecteur dudit transistor, dans un sens tel qu'elle s'oppose à ce que la tension collecteur de ce transistor rejoigne la tension de son émetteur. Un dispositif d'anti-saturation du transistor additionnel TA peut se révéler très utile selon les applications, pour éviter un retard dans le temps de montée du miroir de courant commandé, dû à la saturation de ce transistor et au délai d'évacuation des charges ainsi accumulées dans ce transistor. Le dispositif anti-saturation n'exerce pas d'influence sur le temps de descente du miroir de courant M1.

[0041] La figure 6 présente le schéma d'un troisième exemple de circuit selon l'invention, dans lequel un autre type de dispositif anti-saturation est appliqué à un circuit tel que celui de la figure 3. Il est constitué par un transistor supplémentaire T4 dont l'émetteur est connecté aux collecteurs réunis du transistor additionnel TA et du premier transistor T1, dont le collecteur est relié à la tension d'alimentation VCC et dont la base est polarisée à une tension fixe qui dépasse quelque peu la tension V_A des précédents exemples, par exemple au moyen d'un générateur de tension V_B 20 de 200 mV ce qui est l'équivalent d'une fraction seulement d'une tension de jonction polarisée en direct. Le générateur de la tension V_B 20 et le transistor T4 forment un dispositif anti-saturation pour le transistor additionnel TA en imposant une limite de tension collecteur-émetteur du transistor TA, correspondant sensiblement à la valeur de la tension V_B. Dans l'un ou l'autre cas des dispositifs anti-saturation des figures 5 ou 6, le noeud commun au collecteur des transistors TA et T1 n'est plus à même de descendre à la valeur de la tension de référence V_E mais c'est le transistor additionnel TA qui débite en fin de décharge, tandis que le premier transistor T1 ainsi que son homologue le transistor T2 dans le miroir de courant, ne débitent pas.

[0042] Les générateurs de tension V_A et V_B peuvent être réalisés très simplement : le générateur V_A étant constitué par exemple, par un transistor connecté en diode, alimenté en direct par une source de courant à partir de la borne d'alimentation VCC, tandis que le générateur de tension V_B est une résistance de valeur appropriée, interposée en série entre le générateur V_A et ladite source de courant.

[0043] Les exemple décrits jusqu'ici mettent en oeuvre des transistors bipolaires. Toutefois, l'invention inclut également l'utilisation de transistors à effet de champ, à grille isolée par exemple, avec lesquels des résultats similaires peuvent être obtenus. Un exemple de réalisation particulièrement avantageux est décrit à l'aide de la figure 7, dont le schéma indique l'emploi de transistors bipolaires pour réaliser le miroir de courant, combinés avec des transistors à effet de champ à grille isolée (MOS) pour réaliser la fonction d'accélération du temps de descente du miroir.

[0044] A la figure 7, le miroir de courant M est constitué des mêmes éléments que ceux représentés à la figure 3, lesquels sont affectés des mêmes signes de référence. Le transistor dit additionnel est ici un transistor MA du type MOS à canal n, dont le trajet drain-source est connecté en parallèle sur le trajet collecteur-émetteur du premier transistor T1. Pour réaliser la tension fixe V_A nécessaire à la polarisation de la grille du transistor additionnel MA, il est prévu un autre transistor Mref, de même type que le transistor MA, dont la source est reliée à la tension de référence V_E, dont la grille et le drain sont reliés ensemble, et alimentés à partir de la tension d'alimentation Vcc, par une source de courant Sref débitant un courant Io fixé.

[0045] Le noeud de connexion drain-grille du transistor Mref présente la tension V_A recherchée, qui est appliquée à la grille du transistor additionnel MA. Comme la transconductance d'un transistor MOS n'est pas aussi élevée que celle d'un transistor bipolaire, il est utile d'augmenter sensiblement la valeur des résistances d'équilibrage 11 et 12 pour obtenir des résultats équivalents à ceux des exemples précédents, n'utilisant que des transistors bipolaires.

[0046] Ce montage présente plusieurs avantages. En effet, le transistor additionnel MA n'est pas sujet, par nature, à la saturation. D'autre part, la commande de la grille du transistor additionnel MA, se fait sans consommation de courant. Il est ainsi possible de commander, à l'aide d'un seul transistor Mref, plusieurs miroirs de courant susceptibles de fonctionner en parallèle, pour l'absorption de courants élevés dans le circuit de pompe de charges. Cette possibilité à été représentée symboliquement par la liaison en tirets, pour la commande d'au moins un miroir de courant supplémentaire M'. A chacun de ces miroirs M' est adjoint, bien entendu, un transistor additionnel tel que le transistor MA.

[0047] Les circuits décrits en liaison avec les figures 3 à 7 s'appliquent avantageusement à la réalisation d'une pompe de charge dans une boucle à verrouillage de phase d'un synthétiseur de fréquence. Dans une telle application, deux sources de courant commandées cycliquement, ont pour rôle de contrôler une tension de charge déterminée aux bornes d'un condensateur. Ces deux sources de courant à commande cyclique sont construites de manière identique de manière à procurer des courants ayant les mêmes temps de montée et de descente. Le courant de l'une de ces sources de courant est renvoyé avec le signe inverse au moyen d'un miroir de courant. Au moyen de l'invention, on rétablit, en sortie du miroir de courant, un courant dont le temps de descente est pratiquement identique au temps de descente de la source de courant qui lui est opposée. Ainsi la fluctuation de tension aux bornes du condensateur, qui se produit en l'absence des dispositions de l'invention et a une forme en dent de scie, se trouve pratiquement éliminée.

[0048] Dans les exemples précédemment décrits, tous les transistors bipolaires sont de type npn et les transistors MOS sont à canal n. Il est clair que l'invention s'applique également à un circuit utilisant des transistors de type opposé pour lequel les bornes d'alimentation sont changées de signe.

[0049] L'invention s'appliquant indifféremment à des transistors bipolaires ou à des transistors à effet de champ, on comprendra qu'à cet effet, l'expression "trajet principal de courant" désigne le trajet collecteur-émetteur d'un transistor bipolaire ou le trajet drain-source d'un transistor à effet de champ, tandis que par "électrode de commande", on désigne la base d'un transistor bipolaire ou la grille d'un transistor à effet de champ, et que l'expression "électrode de référence" désigne l'émetteur d'un transistor bipolaire ou la source d'un transistor à effet de champ.

[0050] D'autres modifications possibles par rapport aux exemples décrits, restent néanmoins du domaine de l'invention revendiquée ci-après.

Revendications

1. Synthétiseur de fréquence utilisant un miroir de courant (M) comprenant d'une part, une branche de commande qui comporte en série entre une borne d'alimentation (Vcc) et une borne de référence de tension (V_E)

- une source de courant de commande (S) qui peut prendre deux états dont le premier correspond à une valeur de courant dite nominale et le second correspond à une valeur de courant faible ou nulle,

- le trajet principal de courant d'au moins un premier transistor (T1),

- et une première résistance d'équilibrage (11),

et d'autre part, une branche de sortie qui comporte un deuxième transistor (T2), prévu pour fournir un courant dont la valeur est en relation déterminée avec le courant de commande, et dont l'électrode de référence est reliée à la borne de référence de tension (V_E) à travers une deuxième résistance d'équilibrage (12), les électrodes de commande des premier (T1) et deuxième (T2) transistors étant interconnectées et polarisées à partir du courant de commande, caractérisé en ce qu'en parallèle avec le trajet principal de courant du premier transistor (T1) est connecté le trajet principal de courant d'un transistor additionnel (TA), dont l'électrode de commande est polarisée par une tension fixe détemrinée (VA) de telle façon que le transistor additionnel (TA) soit quasi bloqué pour la valeur nominale du courant de commande, et soit conducteur pour la valeur faible ou nulle du courant de commande.

2. Synthétiseur de fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce que la chute de tension dans la première résistance d'équilibrage (11) sous l'effet du courant nominal de commande est supérieure à 80 mV.

3. Synthétiseur de fréquence selon l'une des revendications 1 ou 2, dans lequel le transistor additionnel (TA) est un transistor bipolaire, caractérisé en ce que ce transistor additionnel (TA) est muni d'un dispositif anti-saturation.

4. Synthétiseur de fréquence selon la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif anti-saturation est constitué d'une diode Schottky (18) connectée en parallèle sur le circuit base-collecteur du transistor additionnel (TA).

5. Synthétiseur de fréquence selon la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif anti-saturation est constitué d'un transistor supplémentaire (T4), dont l'émetteur est connecté au collecteur du premier transistor (T1) et à celui du transistor additionnel (TA), dont la base est polarisée à une autre tension fixe (VA+VB) qui dépasse la tension fixe (VA) précédemment mentionnée d'une fraction d'une tension de jonction polarisée en direct, et dont le collecteur est alimenté à partir de la borne d'alimentation (VCC).

6. Synthétiseur de fréquence selon l'une des revendications 1 ou 2, dans lequel le miroir de courant (M) est réalisé avec des transistors bipolaires, caractérisé en ce que le transistor additionnel (MA) est un transistor à effet de champ.

7. Synthétiseur de fréquence selon la revendication 6, caractérisé en ce que ladite tension fixe déterminée est fournie par un autre transistor à effet de champ (Mref), dont la grille et le drain sont interconnectés et alimentés à partir de la borne d'alimentation, par un courant (Io) fixé, tandis que la source de cet autre transistor est relié à la borne de référence de tension, ladite tension fixe déterminée (VA) étant disponible sur le noeud drain-grille dudit autre transistor (Mref).

8. Appareil radio-mobile caractérisé en ce qu'il comporte un synthétiseur de fréquence selon l'une quelconque des revendications 1 à 7.

Dessins