......DE....FRGB..................................JDIM360 - Ver 2.9 (30 Jun 1998) 2100000/1 2100000/20649079FASCICULE DE BREVET EUROPEENB119980923EP94202878.8199410051995101919971212frfrfr931218719931013FR199809231998391995041919951619980923199839199712126 6G 05F 3/30 AdeGeregelter Spannungsquellengenerator der BandgapbauartenRegulated voltage generating circuit of bandgap typefrCircuit générateur de tension stabilisée du type bandgapUS-A- 3 617 859US-A- 4 435 678US-A- 4 524 318IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, vol. 15, no.6, Décembre 1980 NEW YORK, USA, pages 1059-1070, AMAZEEN ET AL 'A COMPLETE SINGLE-SUPPLY MICROPROCESSOR-COMPATIBLE 8-BIT DAC'1Ridgers, TimothySociété Civile S.P.I.D., 156, Boulevard HaussmannF-75008 ParisFRPHILIPS COMPOSANTS ET SEMICONDUCTEURS002103684, rue du Port-aux-Vins92150 SuresnesFRFRKoninklijke Philips Electronics N.V.01489041Philips Electronics N.V., KoninklijkeGroenewoudseweg 15621 BA EindhovenNLDEGBCharpail, Françoiset al00044961Société Civile S.P.I.D. 156, Boulevard Haussmann75008 ParisFRDEFRGB

La présente invention concerne un circuit générateur de tension stabilisée comportant une cellule du type dit "bandgap", dans laquelle une pluralité de transistors connectés en parallèle forme un ensemble équivalent à un premier transistor, d'une première polarité, dont l'émetteur est connecté à une extrémité d'une première résistance d'émetteur, l'autre extrémité de cette résistance étant connectée par ailleurs à l'émetteur d'un deuxième transistor, de même polarité, de surface d'émetteur égale à celle de l'un des transistors formant le premier transistor, deuxième transistor dont la base est reliée à celle du premier transistor, le noeud joignant l'émetteur du deuxième transistor à la première résistance d' émetteur étant couplé à une première borne d'alimentation à travers une deuxième résistance d'émetteur, circuit comportant en outre un amplificateur agissant sur la base des premier et deuxième transistors pour assurer l'égalité des courants qui traversent respectivement les premier et le deuxième transistors, lesquels transistors ont leur collecteur alimenté à partir d'une deuxième borne d'alimentation.

Un circuit générateur de tension stabilisée, est notamment connu du document EP-A-0 465 094.

Les circuits générateurs de tension indépendante des variations de la température et de la tension d'alimentation sont très souvent nécessaires pour la réalisation de dispositifs intégrés modernes.

Le principe de circuit du type dit "bandgap", basé sur une configuration de deux transistors parcourus par un courant égal mais ayant un rapport de surface d'émetteur différent de 1, créant une différence de densité de courant dans ces transistors et une différence de tension émetteur-base corrélative est maintenant largement utilisé en raison de ses excellentes performances.

En raison principalement d'un nombre d'applications pour appareils portatifs fonctionnant sur piles, on observe actuellement une tendance à spécifier que les circuits correspondants puissent fonctionner sous une tension d'alimentation réduite, notamment sous 3 Volts au lieu de 5 Volts qui était la norme habituelle auparavant. Dans ces conditions, certaines configurations de circuits ne conviennent plus et doivent être modifiées pour accepter une alimentation à faible tension.

En général, les circuits générateurs de tension du type "bandgap" requièrent une tension d'alimentation qui se situe au dessus de 3 tensions de jonction en direct (3.VBE) et même 4.VBE.

L'invention a donc pour but de proposer un circuit générateur de type "bandgap" susceptible de fonctionner sous une tension d'alimentation qui dépasse peu la tension stabilisée générée, (laquelle est habituellement de l'ordre de 2.VBE, soit ≈ 1,2 V), circuit qui pourrait néanmoins présenter des performances de stabilité au moins aussi élevée que les circuit connus fonctionnant sous une tension d'alimentation de 5 Volts.

A cet effet, un circuit générateur de tension stabilisée conforme au paragraphe introductif est, selon l'invention, caractérisé en ce que le collecteur de chacun des premier et deuxième transistors est relié à la deuxième borne d'alimentation respectivement par une première et une deuxième source de courant délivrant un courant de même valeur,

Par une analyse rapide de ce circuit, il est facile de constater qu'il est susceptible d'entrer en fonction pour une tension d'alimentation à peine supérieure à 2.VBE, tension qui est en rapport d'une part avec la chute de tension prévue dans les première, deuxième et troisième source de courant, et d'autre part, en rapport avec la tension fournie par le circuit à chute de tension déterminée.

On notera à ce propos que le circuit connu de l'art antérieur cité plus haut comporte un dispositif de démarrage constitué de 4 jonctions et d'un transistor à effet de champ tenant lieu de résistance de valeur élevée, le tout disposé en série entre les bornes d'alimentation. Ainsi, ce circuit connu exige une tension d'alimentation qui doit être supérieure à 4.VBE.

En pratique, le circuit selon l'invention peut être alimenté sous une tension de 2 Volts seulement, si on le désire.

Comme il sera précisé plus loin, en détail, le circuit selon l'invention présente un nombre important d'éléments fonctionnant symétriquement ce qui assure une compensation élevée des erreurs résiduelles, de sorte que ce circuit présente une tension de sortie d'une haute stabilité vis-à-vis des écarts de température aussi bien que des écarts de la tension d'alimentation.

Le circuit selon l'invention présente également la particularité d'entrer en fonctionnement dès que la tension d'alimentation lui est appliquée.

Il offre donc l'avantage qu'un dispositif de démarrage n'est pas nécessaire et que le circuit selon l'invention est, de ce point de vue, plus simple et plus compact.

Par ailleurs, sa vitesse propre de mise en ou hors service peut être mise à profit lorsque la tension stabilisée de sortie n'est requise que par intermittence dans l'application, de sorte qu'entre temps, la consommation du circuit peut être économisée. Ce type de fonctionnement intermittent est souhaitable, par exemple, pour la partie radio d'un appareil de téléphone portatif. Cet avantage est obtenu par une mise en oeuvre de l'invention qui est caractérisée en ce que ladite deuxième borne d'alimentation est reliée à une source d'alimentation via un dispositif interrupteur de mise en ou hors fonction du circuit générateur de tension.

Le dispositif interrupteur peut se présenter sous diverses formes, la plus simple étant réduite essentiellement à un transistor à effet de champ dont l' électrode de commande reçoit un signal de commande approprié.

Selon un mode préféré de mise en oeuvre du circuit selon l'invention, celui-ci est caractérisé en ce que chacun des transistors du miroir de courant ayant son émetteur couplé à la première borne d'alimentation au moyen d'une résistance d'émetteur de valeur déterminée, une autre résistance dont la valeur est égale à la moitié de ladite valeur déterminée effectue le couplage de l'émetteur du transistor amplificateur d'erreur à la même première borne d'alimentation.

Même en adoptant une chute de tension assez faible dans les résistances en question, par exemple nominalement 0,3Volt, on accroît la précision de l'égalité entre les courants d'entrée et de sortie du miroir de courant et celle d'un courant, de valeur double, délivré par le transistor amplificateur d'erreur.

Dans un mode de réalisation simplifié, avantageux lorsqu'une faible tension d'alimentation est requise, les première et deuxième sources de courant se réduisent à des résistances de collecteur de valeurs égales, tandis que la troisième source de courant est constituée par une autre résistance, de valeur moitié de la valeur de l'une de ces résistances de collecteur.

L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description qui va suivre en regard des dessins annexés, relative à des exemples de réalisation donnés à titre non limitatifs.

Conformément à la figure 1, un circuit générateur de tension selon l'invention comporte une cellule 1 du type "bandgap" ainsi qu'un amplificateur 2 délivrant une tension de référence Vref. Sur la figure ces deux parties sont séparées par une ligne verticale en traits mixtes. La cellule 1 comporte un premier transistor T1 et un deuxième transistor T2, le transistor T1 ayant une surface d'émetteur m fois plus grande que la surface d'émetteur du deuxième transistor T2. Ainsi qu'il est bien connu des spécialistes, le transistor T1 est de préférence constitué de m transistors individuels connectés en parallèle, ce qui donne une précision plus grande que la constitution d'un seul transistor T1. Dans ce qui suit, le transistor T1, quelle que soit sa constitution sera considéré comme un transistor unique. Son émetteur est connecté à une première extrémité d'une première résistance d'émetteur 12, l'autre extrémité de cette résistance étant connectée d'une part à l'émetteur du deuxième transistor T2 et d'autre part une première borne d'alimentation 9 (masse) à travers une deuxième résistance d'émetteur 13. Les bases des transistors T1 et T2 sont connectées entre elles. Les collecteurs des transistors T1 et T2 sont alimentés à partir d'une deuxième borne d'alimentation 8 à travers respectivement une première résistance de collecteur 14, 15 et une deuxième résistance de collecteur 16, 17, ces résistances tenant lieu de sources de courant appairées.

Sur la figure on a représenté lesdites résistances de collecteur formées chacune de deux parties de résistance égales, en série. Egalement pour une raison technologique, il faudra disposer d'une autre résistance dont la valeur soit égale à l'une de ces quatre parties de résistance.

L'amplificateur 2 comporte un étage d'entrée muni d'une paire de transistors T3, T4 de type PNP dont les émetteurs de surface équivalente, sont respectivement connectés au collecteur des premier et deuxième transistors T1, T2. Les bases des transistors T3 et T4 sont connectées entre elles et couplées à la première borne d'alimentation 9 à travers un circuit 7 assurant une chute de tension déterminée, voisine ou un peu plus élevée qu'une chute de tension d'une jonction polarisée en direct. Le collecteur du transistor T4 est connecté à l'entrée d'un miroir de courant M formé de transistors NPN T5 et T6, le transistor T5 étant connecté en diode tandis que le collecteur du transistor T3 est connecté au collecteur du transistor T6, ce noeud constituant la sortie du miroir de courant. Dans une mise en oeuvre préférée, les émetteurs des transistors T5 et T6 sont couplés à la première borne d'alimentation 9 à travers des résistances égales respectivement les résistances 25 et 26.

L'amplificateur 2 comporte enfin un étage de sortie essentiellement constitué d'un transistor appelé amplificateur d'erreur T56 de type NPN, d'un transistor dit de polarisation T34 de type PNP et d'un transistor dit de compensation T22, de type NPN. Chacun des transistors constituant l'étage de sortie à été représenté comme formé de deux transistors connectés en parallèle, ceci pour les mêmes raisons technologiques déjà évoquées plus haut, c'est-à-dire que le transistor T56 a une surface d'émetteur équivalente à l'ensemble des surfaces d'émetteur des transistor T5 et T6, que le transistor T34 a une surface d'émetteur équivalente à l'ensemble des surface d'émetteur des transistors T3 et T4 et que le transistor T22 a une surface d'émetteur équivalente au double de la surface d'émetteur du transistor T2. Par la suite, ces transistors seront considérés comme transistors uniques même s'ils sont formés de deux transistors de surface moitié, connectés en parallèle.

Le noeud joignant les collecteurs des transistors T3 et T6, constituant la sortie de l'étage d'entrée, est connecté à la base du transistor amplificateur d'erreur T56. Le noeud reliant les bases de la paire de transistors T3 et T4 est connecté à la base du transistor de polarisation T34 et les collecteurs des transistors T34 et T56 sont connectés au noeud 117 reliant les bases des transistors T1 et T2, noeud qui d'une part est relié à la borne de sortie 18 de l'amplificateur et d'autre part est connecté à la base du transistor de compensation T22.

Le noeud reliant l'émetteur du transistor de polarisation T34 au collecteur du transistor de compensation T22 est couplé à la deuxième borne d'alimentation 8 via une résistance 35 dont la valeur est égale à l'une des résistance 14-17 soit encore la moitié de la valeur de la première résistance de collecteur 14, 15 ou la moitié de son équivalent, la deuxième résistance de collecteur 16, 17. La résistance 35 réalise ainsi une source de courant simplifiée délivrant un courant de valeur double du courant traversant les résistances 14, 15 (ou 16,17). Le transistor amplificateur d'erreur T56 a son émetteur couplé à la première borne d'alimentation 9 via deux résistances d'émetteur en parallèles 45, 46 lesquelles sont égales entre elles et chacune égale à l'une des résistance d'émetteur 25 ou 26 des transistors T5 et T6.

Enfin, l'émetteur du transistor de compensation T22 est couplé à la première borne d'alimentation 9 via une résistance 43 dont la valeur est égale à la deuxième résistance d'émetteur 13 de la cellule 1.

Une capacité 19 de valeur faible et non critique, peut être connectée en parallèle entre le noeud 117 et la base du transistor amplificateur d'erreur T56 de manière à assurer une meilleure stabilité du circuit générateur, à fréquence élevée.

Dans une application où le circuit générateur de tension stabilisée fonctionne en permanence, ladite deuxième borne d'alimentation 8 peut être reliée à la source d'alimentation positive Vcc. Toutefois, selon le mode représenté à la figure 1, le circuit générateur de tension stabilisée peut être mis en ou hors fonctionnement au moyen d'un dispositif interrupteur 11 disposé en série entre la source d'alimentation proprement dite 10 portée au potentiel positif Vcc et le conducteur qui a été appelé deuxième borne d'alimentation 8.

Le fonctionnement du circuit de la figure 1 est maintenant expliqué brièvement.

Lors de la mise sous tension de la borne d'alimentation 8, un courant IS se partage tout d'abord en deux portions I1 et I2 en fonction des résistances de collecteur 14, 15 d'une part et 16, 17 d'autre part. Le courant I1 se partage à son tour d'une part en un courant IA entrant dans l'émetteur du transistor T3 et un courant Ipt entrant dans le collecteur du transistor T1. Le courant I2 se partage à son tour en un courant IB entrant dans l'émetteur du transistor T4 et un courant Ipt entrant dans le collecteur du transistor T2.

Comme on le verra ci-après, la cellule est alimentée de manière à ce que les courants de collecteur du transistor T1 et du transistor T2 soient égaux entre eux.

En effet, la différence entre les courant entre IA et IB apparaît en sortie de l'étage d'entrée de l'amplificateur à savoir sur le noeud reliant les collecteurs des transistors T3 et T6 différence de courant qui est appliquée à la base du transistor T56. Le courant collecteur du transistor T56 qui est un courant d'erreur amplifié, est appliqué au noeud 117 joignant les bases des transistors T1, T2, T22 et fournit une contre-réaction fixant la tension de ce noeud de manière que les courants Ipt traversant les transistors T1 et T2 soient égaux. Puisque les bases des transistors T3 et T4 sont connectées entre elles, et que les résistances 14, 15 - 16, 17 sont égales entre elles, les courants IA et IB sont sensiblement égaux.

Le transistor de compensation T22 a une surface d'émetteur double de celle du transistor T2. Son émetteur est connecté à une résistance d'émetteur 43 de valeur égale à la deuxième résistance d'émetteur 13 de la cellule 1, laquelle est traversée par un courant égal à 2.Ipt. Aussi, le transistor T22 débite-t-il lui aussi, un courant très sensiblement égal à 2.Ipt. Comme la résistance 35 est choisie d'une valeur égale à l'une des résistance 14-17 et que le transistor de polarisation T34 est choisi avec une surface d'émetteur double de celle de l'un des transistors T3 ou T4, il s'ensuit que le courant entrant dans l'émetteur du transistor T34 est très sensiblement égal à 2.IA. Ainsi un autre courant de valeur Is circule à partir de la borne d'alimentation 8 dans la résistance 35.

Comme on le voit, le circuit décrit possède un haut degré de symétrie assurant une compensation élevée des causes d'erreurs résiduelles. La propriété d'une cellule, connue en soi, telle que représentée en 1 est brièvement rappelée :
En notant Ie(T2) = courant d'émetteur du transistor T2,Ie(T2) = (VT/R12).Loge(m) expression dans laquelle R12 est la valeur de la résistance 12, et VT est égal kT/q, avec k = constante de Boltzmann, T = température absolue, q = charge de l'électron et m = rapport de la surface d'émetteur entre le transistor T1 et le transistor T2, et Loge(m) = logarithme népérien du rapport m. Le courant Ie(T2) est donc un courant proportionnel à la température absolue et le courant collecteur du même transistor, noté Ipt est aussi un courant de même propriété dont la valeur est très voisine de Ie(T2). Comme indiqué précédemment, le transistor de compensation T22, en parallèle sur le transistor T2, est agencé pour débiter un courant égal à 2.Ipt en remarquant que ce transistor T22 a sa base reliée à la base du transistor T2 et son collecteur soumis à une tension qui est identique à la tension collecteur du transistor T2, puisque le courant Is traversant la résistance 35 est très sensiblement égal au courant Is, somme des courants traversant les résistances de collecteur 14, 15 et 16, 17.

La tension minimale à appliquer à la borne d'alimentation positive 8 par rapport à la borne d'alimentation négative 9, se déduit aisément du schéma de la figure 1 et peut être évaluée à :
V(7) + VBE(T34) + R35.Is , expression dans laquelle V(7) est la chute de tension dans le circuit 7, VBE(T34) est la tension émetteur-base du transistor T34, et R35 est la valeur de la résistance 35.
La chute de tension dans la résistance 35 peut être choisie relativement faible, inférieure à 1 VBE par exemple, mais supérieure à plusieurs VT.

Ainsi, la tension minimale d'alimentation peut être un peu supérieure à 2.VBE et inférieure, à 3VBE si nécessaire. Lorsqu'un dispositif interrupteur tel que le dispositif 11 est inséré entre la borne d'alimentation 8 et une source 10, de tension Vcc, la tension de cette source peut être égale à la tension précédemment définie ou un peu plus élevée si l'on choisit un dispositif interrupteur 11 ayant une résistance interne propre.

Les propriétés de symétrie du circuit de la figure 1 sont résumées comme suit :
les transistors PNP T3, T4, T34 fonctionnent avec une tension émetteur/base identique et une densité de courant identique.

Les transistors NPN T1, T2, T22 fonctionnent sous la même tension collecteur/base et, de plus, les transistors T2 et T22 fonctionnent avec la même densité de courant et le même VBE. Les transistors T5 et T6 fonctionnent à toutes conditions de courant identiques puisque le collecteur du transistor T6 est relié à la base du transistor T56 fonctionnant de manière symétrique à l'ensemble des transistors T5 et T6, alors que le transistor T5 a son collecteur connecté à sa base. Ceci reproduit une symétrie totale de fonctionnement pour les transistors T5, T6.

Il s'ensuit aussi que les transistors T3 et T4 fonctionnent à tension collecteur identique.

C'est seulement au noeud 117, portant la tension de sortie Vref, qu'il se produit une différence par rapport à la tension de base des transistors T5 et T6. En effet, la valeur de Vref est de l'ordre de 1,25 Volt, indépendante de la tension d'alimentation. Par contre, la tension base/collecteur des transistors T3 et T4 est en général différente de la tension base/collecteur du transistor T34 bien qu'il soit aisé de prévoir une égalité de tension pour une valeur nominale de la tension d'alimentation. Ainsi le courant collecteur du transistor T34 devrait être un peu inférieur ou supérieur à la somme des courants collecteur des transistors T3 et T4, selon que la chute de tension dans les résistances 25 et 26 a été choisie plus faible ou plus élevée que la chute de tension du circuit 7, et/ou que la tension d'alimentation s'écarte de sa valeur nominale.

Toutefois, la configuration de type cascode de l'ensemble des transistors PNP a pour effet de multiplier la résistance de sortie de ces transistors et ceci spécialement lorsqu'on adopte une chute de tension relativement élevée dans les résistances 35, 14-17 c'est-à-dire nettement supérieures à VT.

Il peut exister également une différence de tension base/collecteur entre le transistor T56 et les transistors T5, T6, si la tension d'alimentation s'écarte de sa valeur nominale pour laquelle les éléments ont été calculés, mais cette cause d'erreur peut être largement réduite en utilisant des résistances d'émetteur 25, 26, 45, 46 de valeurs suffisamment élevées pour que la chute de tension dans ces résistances, soit > VT, dégénérant ainsi la caractéristique d'émetteur de ces transistors.

Il y a lieu d'observer que tous les courants de base des transistors PNP T3, T4 et T34 étant évacués à travers la même chute de tension du circuit 7, toute variation de cette chute de tension induit le même effet sur les bases de ces transistors. Aussi, le gain en courant de ces transistors peut être relativement faible sans entraîner une erreur très significative sur la tension Vref obtenue.

Les figures 2A, 2B et 2C montrent des exemples de réalisation du bloc 7 de la figure 1 assurant une chute de tension déterminée, voisine de celle d'une jonction polarisée en direct ou un peu supérieure. La valeur de cette chute de tension est choisie principalement en fonction de la tension nominale prévue sur la deuxième borne d'alimentation 8 et des chutes de tension dans les résistances 25, 26, 45, 46. Une valeur préférée est choisie pour assurer, à la tension d'alimentation nominale, une égalité approximative entre la tension Vref du noeud 117 et la tension des collecteurs des transistors T3 et T4. Pour cette tension d'alimentation nominale, le circuit générateur fonctionne alors de manière optimale avec un degré très élevé de symétrie éliminant la majorité des causes d'erreur de second ordre.

Selon la figure 2A, le circuit 7 se réduit à un transistor bipolaire T7 connecté en diode et polarisé en direct. Selon une variante non représentée, le transistor bipolaire T7 peut être remplacé par un transistor de type MOS à canal N, connecté de manière équivalente, de manière à présenter une chute de tension correspondant à sa tension de seuil. Une chute de tension un peu plus élevée qu'un VBE est alors obtenue, dont le comportement en température est avantageux pour le fonctionnement du circuit générateur.

A la figure 2B, le circuit 7 se présente sous la forme d'un montage, connu en soi, dans lequel un pont de résistances 71, 72 connecte en parallèle avec le trajet collecteur-émetteur d'un transistor NPN T70 dont la base est connectée au point intermédiaire de ce pont de résistances. Ce montage procure une chute de tension proportionnelle à un VBE, le facteur de proportionnalité, plus grand que 1, étant choisi à volonté en fonction des valeurs des résistances 71 et 72.

La figure 2C fournit encore un autre exemple de montage utilisable pour le circuit 7 de la figure 1, qui se réduit ici à un pont de résistances 73, 74 connecté entre la deuxième borne d'alimentation 8 (ou la source d'alimentation Vcc) et la masse (borne 9). La chute de tension utilisée pour écouler le courant de base des transistors T3, T4, et T34 est celle se produisant aux bornes de la résistance 74. Certes, cette chute de tension est affectée par des variations de tension d'alimentation, mais ceci de manière favorable puisque la variation de tension aux bornes de la résistance 74, se produit dans le même sens que la variation de la tension émetteur des transistors T3 et T4. La variation des courants IA et IB en fonction des variations de la tension d'alimentation Vcc, se trouve réduite.

De manière générale, on choisira un circuit 7 fournissant une chute de tension d'autant plus faible, et proche de 1 VBE, que la tension minimale d'alimentation est souhaitée plus faible.

La figure 3 représente un exemple de réalisation de l'interrupteur 11 de la figure 1. Il est essentiellement constitué d'un transistor T20 à effet de champ à canal P, à enrichissement, dont la source est connectée à la source d'alimentation 10 portant la tension Vcc, à travers une résistance 31, dont le drain est connecté à la borne 8 dite deuxième borne d'alimentation. La grille de ce transistor T20 reçoit par une borne 30 un signal de commande plaçant le transistor soit en conduction soit hors conduction sous l'effet d'une tension de commande variant entre la tension de la masse et la tension Vcc. Dans les explications données à propos de la figure 1, il y a donc lieu de tenir compte de la résistance 31 en série avec la source du transistor T20, ainsi que de la résistance interne de ce transistor. Ces résistances étant ajoutées en série entre la source d'alimentation 10 et ladite deuxième borne d'alimentation 8, provoquent une chute de tension créée par le courant 2.Is.

La figure 4 fournit un autre exemple de réalisation du dispositif interrupteur 11 de la figure 1, exemple dans lequel est également assurée une pré-régulation du courant (2.Is) alimentant l'amplificateur 2 de la figure 1.

Selon la figure 4, un transistor à effet de champ T40 de type à effet de champ MOS, à canal N, a sa source connectée à la première borne d'alimentation 9, (masse). Sa grille reçoit un signal de commande convenable à partir d'une borne de commande 41. Son drain est couplé à la source d'alimentation 10, à tension Vcc, via une résistance 42 et un transistor T43 de type PNP connecté en diode. Un autre transistor PNP, T44, a sa base connectée à la base du transistor T43 et son émetteur, de surface n fois plus grande que celle de l'émetteur du transistor T43, couplé à la source 10 via une résistance d'émetteur 47. Le collecteur du transistor T44 fournit un courant à la borne 8 dite deuxième borne d'alimentation, dont la valeur déterminée pour une tension Vcc nominale, varie de manière logarithmique, et donc faiblement, lorsque Vcc varie.

D'une certaine manière, le circuit de la figure 4 est un équivalent de celui de la figure 3 dans lequel la résistance de source 31 aurait une valeur variant dans le même sens que la valeur de Vcc, atténuant ainsi les variations de la tension produite sur la borne 8.

La figure 5 présente une variante du circuit de la figure 4 selon laquelle c'est un transistor bipolaire T50, de type PNP, qui remplace le transistor T40 de la figure 4, dont le collecteur est connecté à la borne 9 (masse), et dont la base reçoit un signal de commande approprié de la borne de commande 51. L'émetteur du transistor T50 est couplé à la source d'alimentation 10 (Vcc) via une résistance 52 de valeur élevée et le trajet base-émetteur d'un transistor PNP, T53. Entre la résistance 52 et le collecteur de ce transistor T53 est insérée une résistance 54, dont la valeur est choisie pour créer une chute de tension voisine de VT dans les conditions nominales de fonctionnement.

Le collecteur du transistor T53 est connecté à la base d'un autre transistor PNP, T55, dont l'émetteur, de surface n fois plus grande que celle de l'émetteur du transistor T53, est connecté à la source d'alimentation 10.

Le collecteur du transistor T55 délivre un courant prérégulé à la borne 8, dont la valeur varie peu en fonction des variations de Vcc autour de sa valeur nominale, comme dans l'exemple précédent.

Il est clair que des modifications de détail sont à la portée du spécialiste notamment en ce qui concerne le choix du type des transistors utilisés dans les exemples décrits précédemment, sans sortir du cadre de l'invention.

Par exemple, le circuit de la figure 4 utilise un transistor T40 de type MOS pour la fonction d'interruption de l'alimentation tandis que le circuit de la figure 5 montre un transistor bipolaire T50 pour réaliser la même fonction. Bien entendu, le spécialiste reconnaîtra aisément que l'usage de ces types de transistors aurait pu être échangé et qu'ils ne sont nullement spécifiques de chacun des exemples décrits, où un transistor de type NPN aurait pu également être utilisé aisément.

Il est à noter par ailleurs, qu'une fonction de prérégulation du courant d'alimentation a été décrite conjointement avec la fonction d'interruption de l'alimentation, conformément à un mode préféré de réalisation. Toutefois, il est bien clair que ces fonctions peuvent être mise en oeuvre de manière totalement indépendante. Enfin, dans l'exposé de l'invention et pour simplifier son expression, il a été mentionné que les différentes branches du circuit procurent une symétri de fonctionnement par l'égalité des courants qui y circulent, branches qui sont composées de transistors ayant des rapports de surface d'émetteur les plus simples aboutissant à cette égalité de courants. Certes, ce mode de réalisation est préféré pour sa simplicité. Toutefois, le spécialiste reconnaîtra qu'un rapport de proportionnalité différent de l'unité peut être également envisagé, (par exemple IA = k.IB , miroir de courant M ayant un rapport sortie/entrée = k, T34 de surface d'émetteur égale à la somme des surfaces de T3 et T4 ...etc...). La valeur de Vref obtenue serait alors différente mais les caractéristiques intrinsèques du circuit de l'invention demeureraient les mêmes, avec les mêmes avantages.

 Circuit générateur de tension stabilisée comportant une cellule (1) du type dit "bandgap", dans laquelle une pluralité de transistors connectés en parallèle forme un ensemble équivalent à un premier transistor (T1), d'une première polarité, dont l'émetteur est connecté à une extrémité d'une première résistance d'émetteur (12), l'autre extrémité de cette résistance étant connectée par ailleurs à l'émetteur d'un deuxième transistor (T2), de même polarité, de surface d'émetteur égale à celle de l'un des transistors formant le premier transistor (T1), deuxième transistor dont la base est reliée à celle du premier transistor, le noeud joignant l'émetteur du deuxième transistor à la première résistance d'émetteur (12) étant couplé à une première borne d'alimentation (9) à travers une deuxième résistance d'émetteur (13), circuit comportant en outre un amplificateur (2) agissant sur la base du premier et du deuxième transistors pour assurer l'égalité des courants qui traversent respectivement les premier et le deuxième transistors, lesquels transistors (T1, T2) ont leur collecteur alimenté à partir d'une deuxième borne d'alimentation (8),
caractérisé en ce que le collecteur de chacun des premier et deuxième transistors est relié à la deuxième borne d'alimentation (8) respectivement par une première et une deuxième source de courant (14-15, 16-17), délivrant un courant de même valeur, en ce que l'amplificateur (2) comporte un étage d'entrée muni de deux transistors (T3, T4), de polarité opposée à celle des premier et deuxième transistors (T1, T2), dont les émetteurs, de surface équivalente, sont respectivement connectés aux collecteurs des premier et deuxième transistors, dont les bases sont connectées entre elles et couplées à la première borne d'alimentation (9) à travers un circuit (7) à chute de tension déterminée, et dont les collecteurs sont respectivement connectés à l'entrée et à la sortie d'un miroir de courant (M) de rapport unité, composé de transistors (T5, T6) de ladite première polarité et dont les émetteurs sont couplés à la première borne d'alimentation (9), en ce que l'amplificateur (2) comporte un étage de sortie essentiellement constitué d'un transistor (T56) dit amplificateur d'erreur, de la première polarité, d'un transistor (T34) dit de polarisation, de la deuxième polarité ainsi que d'un transistor (T22) dit de compensation, de la première polarité, en ce que le transistor amplificateur d'erreur (T56) a une surface d'émetteur double de celle de chacun des transistors (T5, T6) composant le miroir de courant (M), a sa base connectée à la sortie du miroir de courant, son émetteur couplé à la première borne d'alimentation (9), son collecteur connecté au noeud (117) reliant les bases des premier (T1) et deuxième (T2) transistors, noeud constituant également la sortie (18) de l'amplificateur et fournit la tension stabilisée (Vref) de sortie du circuit, en ce que le transistor de polarisation (T34) a une surface d'émetteur équivalente à celle de l'ensemble des deux transistors (T3, T4) de l'étage d'entrée, a son émetteur relié à la deuxième borne d'alimentation (8) via une troisième source de courant (35) délivrant un courant dont la valeur est égale à la somme des courants des première et deuxième sources de courant (14-15), (16-17), a sa base connectée aux bases des deux transistors (T3, T4) de l'étage d'entrée, et son collecteur connecté au noeud de sortie (117), et en ce que le transistor de compensation (T22) a une surface d'émetteur double de celle du deuxième transistor (T2), a sa base connectée au noeud de sortie (117), son émetteur relié à la première borne d'alimentation (9) à travers une résistance (43) de valeur égale à celle de la deuxième résistance d'émetteur (13) de la cellule, et son collecteur, connecté à l'émetteur du transistor de polarisation (T34). Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que les première et deuxième sources de courant de la cellule (1) sont constituées de résistances de collecteur (14-15), (16-17), de valeurs égales, tandis que dans l'amplificateur (2), la troisième source de courant est constituée d'une autre résistance (35), de valeur moitié de celle de l'une desdites résistances de collecteur. Circuit selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que chacun des transistors (T5, T6) du miroir de courant ayant son émetteur couplé à la première borne d'alimentation (9) au moyen d'une résistance d'émetteur (25, 26) de valeur déterminée, une autre résistance (45-46) dont la valeur est égale à la moitié de ladite valeur déterminée effectue le couplage de l'émetteur du transistor amplificateur d'erreur (T56) à la même première borne d'alimentation. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite deuxième borne d'alimentation (8) est reliée à une source d'alimentation (10) via un dispositif interrupteur (11) de mise en ou hors fonction du circuit générateur de tension. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que les transistors de la deuxième polarité étant des transistors PNP, le dispositif interrupteur (11) comporte essentiellement un transistor à effet de champ (T20) à canal p, dont la grille reçoit un signal de commande, dont le drain alimente la deuxième borne d'alimentation (8) et dont la source est reliée à une source d'alimentation (10) positive via une résistance (31) de limitation de courant. Circuit selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ladite deuxième borne d'alimentation (8) est couplée à une source d'alimentation (10) via un circuit de pré-régulation du courant (2.Is) alimentant le régulateur de tension, présentant une impédance variant dans le même sens que la tension (Vcc) de la source d'alimentation (10). Stabilisierte Spannungserzeugungsschaltung mit einer Zelle (1) vom "Bandgap"-Typ, bei der eine Mehrzahl von parallel verbundenen Transistoren eine einem ersten Transistor (T1) äquivalente Einheit mit einer ersten Polarität bilden, deren Emitter mit einem Ende eines ersten Emitterwiderstandes (12) verbunden ist, wobei das andere Ende dieses Widerstandes außerdem mit dem Emitter eines zweiten Transistors (T2) mit gleicher Polarität und der gleichen Emitteroberfläche wie der eines der den ersten Transistor (T1) bildenden Transistoren verbunden ist, die Basis des zweiten Transistors mit der des ersten Transistors verbunden ist, der Knotenpunkt, der den Emitter des zweiten Transistors mit dem ersten Emitterwiderstand (12) verbindet, mit einer ersten Versorgungsklemme (9) durch einen zweiten Emitterwiderstand (13) gekoppelt ist, und wobei die Schaltung außerdem einen Verstärker (2) umfaßt, der auf die Basis des ersten und zweiten Transistors wirkt, um für die Gleichheit der Ströme zu sorgen, die durch den ersten bzw. den zweiten Transistor fließen, wobei der Kollektor dieser Transistoren (T1, T2) aus einer zweiten Versorgungsklemme (8) gespeist werden,
dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor sowohl des ersten als auch des zweiten Transistors mit der zweiten Versorgungsklemme (8) über eine erste bzw. eine zweite Stromquelle (14-15, 16-17) verbunden ist, die beide einen Strom gleicher Stärke liefern, daß der Verstärker (2) eine Eingangsstufe umfaßt, die mit zwei Transistoren (T3, T4) versehen ist, deren Polarität der des ersten und zweiten Transistors (T1, T2) entgegengesetzt ist, deren Emitter mit gleicher Oberfläche mit den Kollektoren des ersten bzw. des zweiten Transistors verbunden sind, deren Basen untereinander verbunden und mit einer ersten Versorgungsklemme (9) durch eine Schaltung (7) mit bestimmten Spannungsabfall gekoppelt sind und deren Kollektoren mit dem Eingang bzw. dem Ausgang eines Stromspiegels (M) mit Verhältnis 1 verbunden sind, der aus Transistoren (T5, T6) mit der genannten ersten Polarität besteht, deren Emitter mit der ersten Versorgungsklemme (9) gekoppelt sind, daß der Verstärker (2) eine Ausgangsstufe umfaßt, die im wesentlichen von einem sogenannten Fehlerverstärkungstransistor (T56) mit der ersten Polarität, einem sogenannten Polarisationstransistor (T34) mit der zweiten Polarität sowie einem sogenannten Kompensationstransistor (T22) mit der ersten Polarität gebildet wird, daß der Fehlerverstärkungstransistor (T56) eine doppelt so große Emitterfläche hat wie jeder der Transistoren (T5, T6), die den Stromspiegel (M) bilden, seine Basis mit dem Ausgang des Stromspiegels verbunden ist, sein Emitter mit der ersten Versorgungsklemme (9) gekoppelt ist, sein Kollektor mit dem Knotenpunkt (117) verbunden ist, der die Basen des ersten (T1) und zweiten (T2) Transistors verbindet, wobei dieser Knotenpunkt auch den Ausgang (18) des Verstärkers bildet und die stabilisierte Ausgangsspannung (Vref) der Schaltung liefert, daß der Polarisationstransistor (T34) die gleiche Emitterfläche hat wie die Gesamtheit der beiden Transistoren (T3, T4) der Eingangsstufe, sein Emitter mit der zweiten Versorgungsklemme (8) über eine dritte Stromquelle (35) verbunden ist, die einen Strom liefert, dessen Wert gleich der Summe der Ströme der ersten und der zweiten Stromquelle (14-15), (16-17) ist, seine Basis mit den Basen der zwei Transistoren (T3, T4) der Eingangsstufe verbunden ist, seine Kollektor mit dem Ausgangsknotenpunkt (117) verbunden ist, und daß der Kompensationstransistor (T22) eine doppelt so große Emitterfläche hat wie der zweite Transistor (T2), seine Basis mit dem Ausgangsknotenpunkt (117) verbunden ist, sein Emitter mit der ersten Versorgungsklemme (117) durch einen Widerstand (43) verbunden ist, der den gleichen Wert hat wie der zweite Emitterwiderstand (13) der Zelle, und sein Kollektor mit dem Emitter des Polarisationstransistors (T34) verbunden ist. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Stromquelle der Zelle (1) durch Kollektorwiderstände (14-15), (16-17) mit gleichen Werten gebildet werden, während die dritte Stromquelle im Verstärker (2) durch einen anderen Widerstand (35) gebildet wird, der den halben Wert hat wie einer der genannten Kollektorwiderstände. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter von jedem der Transistoren (T5, T6) des Stromspiegels mit der ersten Versorgungsklemme (9) mittels eines Emitterwiderstands (25, 26) mit einem bestimmten Wert gekoppelt ist, wobei ein anderer Widerstand (45-46), dessen Wert halb so groß ist wie der genannte bestimmte Wert, die Kopplung des Emitters des Fehlerverstärkungstransitors (T56) mit der ersten Versorgungsklemme übernimmt. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte zweite Versorgungsklemme (8) mit einer Versorgungsquelle (10) über eine Unterbrechungsschaltung (11) zur In- oder Außerbetriebnahme der Spannungserzeugungsschaltung verbunden ist. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren der zweiten Polarität pnp-Transistoren sind, die Unterbrechungsschaltung im wesentlichen einen Feldeffekttransistor (T20) mit p-Kanal umfaßt, dessen Gate ein Steuersignal empfängt, dessen Drain, eine zweite Versorgungsklemme (8) speist und dessen Source mit einer positiven Spannungsquelle (10) über einen Strombegrenzungswiderstand (31) verbunden ist. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte zweite Versorgungsklemme (8) mit einer Versorgungsquelle (10) über eine Schaltung zur Vorregelung des Stroms (2.Is) gekoppelt ist, die den Spannungsregler speist, der eine Impedanz aufweist, die sich in der gleichen Richtung verändert wie die Spannung (Vcc) der Versorgungsquelle (10). A stabilized voltage generator circuit comprising a cell (1) of the band-gap type, in which a plurality of parallel-connected transistors form a compound first transistor (T1) of a first conductivity type, whose emitter is connected to one end of a first emitter resistor (12), the other end of this resistor being connected to the emitter of a second transistor (T2) of the same conductivity type whose emitter area is equal to that of one of the transistors forming the compound first transistor (T1), which second transistor has its base coupled to that of the first transistor, the node between the emitter of the second transistor and the first emitter resistor (12) being coupled to a first supply terminal (9) via a second emitter resistor (13), which circuit further comprises an amplifier (2) acting upon the base of the first and of the second transistor to assure equality of the currents flowing through the first and the second transistor, respectively, the power supply to the collectors of these transistors (T1, T2) being received from a second supply terminal (8), characterized in that the collectors of the first and second transistors are each coupled to the second supply terminal (8) by a first and a second current source (14-15, 16-17), respectively, supplying a current of the same value, in that the amplifier (2) has an input stage comprising two transistors (T3, T4) of a conductivity type opposite to that of the first and second transistors (T1, T2) and having their emitters, of equivalent area, connected to the collectors of the first and second transistors, respectively, having their bases interconnected and coupled to the first supply terminal (9) via a circuit (7) with a given voltage drop, and having their collectors connected to, respectively, the input and the output of a current mirror (M) of unity ratio, comprising transistors (T5, T6) of said first conductivity type and having their emitters coupled to the first supply terminal (9), in that the amplifier (2) comprises an output stage which is basically formed by a so-called error-amplifier transistor (T56) of the first conductivity type, by a so-called bias transistor (T34) of the second conductivity type, and by a so-called compensation transistor (T22) of the first conductivity type, in that the error-amplifier transistor (T56) has an emitter area equal to twice that of each of the transistors (T5, T6) forming the current mirror (M), has its base connected to the output of the current mirror, has its emitter coupled to the first supply terminal (9), and has its collector connected to the node (117) between the bases of the first (T1) and second (T2) transistors, which node also forms the output (18) of the amplifier and supplies the stabilized output voltage (Vref) of the circuit, in that the bias transistor (T34) has an emitter area equivalent to that of the two transistors (T3, T4) of the input stage together, has its emitter coupled to the second supply terminal (8) via a third current source (35) supplying a current equal in value to the sum of the currents of the first and the second current source (14-15), (16-17), has its base connected to the bases of the two transistors (T3, T4) of the input stage, and has its collector connected to the output node (117), and in that the compensation transistor (T22) has an emitter area equal to twice that of the second transistor (T2), has its base connected to the output node (117), has its emitter coupled to the first supply terminal (9) via a resistor (43) of a value equal to that of the second emitter resistor (13) of the cell, and has its collector connected to the emitter of the bias transistor (T34). A circuit as claimed in Claim 1, characterized in that the first and the second current source of the cell (1) are formed by collector resistors (14-15), (16-17) of equal values, while in the amplifier (2) the third current source is formed by another resistor whose value is equal to half that of one of said collector resistors. A circuit as claimed in Claim 1 or 2, characterized in that each of the transistors (T5, T6) of the current mirror has its emitter coupled to the first supply terminal (9) by means of an emitter resistor (25, 26) of given value, another resistor (45-46) whose value is equal to half said given value coupling the emitter of the error-amplifier transistor (T56) to the same first supply terminal. A circuit as claimed in any one of the Claims 1 to 3, characterized in that said second supply terminal (8) is coupled to a supply source (10) via a switching device (11) for turning on and turning off the voltage generator circuit. A circuit as claimed in Claim 4, characterized in that the transistors of the second conductivity type are PNP transistors, the switching device (11) basically comprises a p-channel field-effect transistor (T20) whose gate receives a control signal, whose drain supplies the second supply terminal (8), and whose source is coupled to a positive supply source (10) via a current-limiting resistor (31). A circuit as claimed in any one of the Claims 1 to 4, characterized in that said second supply terminal (8) is coupled to a supply source (10) via a pre-regulation circuit for the current (2.Is) with which the voltage regulator is supplied, which circuit has an impedance which varies in the same sense as the voltage (Vcc) of the supply source (10).