Die vorliegende Erfindung betrifft ein Hörhilfegerät nach dem Oberbegriff von Anspruch 1 sowie ein elektrisches Modell nach Anspruch 29.

Die Probleme, die sich insbesondere aufgrund der akustischen Rückkopplung zwischen dem elektrisch-akustischen Wandler und dem akustisch-elektrischen Wandler derartiger Hörhilfegeräte ergeben, sind bekannt und beispielsweise in der EP-A-0 415 677 ausführlich erörtert, welche diesbezüglich als integrierender Bestandteil der vorliegenden Beschreibung erklärt wird.

Es wurde versucht, diese Probleme prinzipiell, wie in Fig. 1 dargestellt, zu lösen.

Fig. 1 zeigt einen akustisch-elektrischen (ak/el) Wandler 1 mit nachgeschaltetem Analog/Digital(A/D)-Wandler 3, einer digitalen Verstärkungsfilterstrecke 5, welche ausgangsseitig auf einen Digital/Analog (D/A)-Wandler 7, letzterer auf den elektrisch-akustischen (el/ak) Wandler 9 wirkt.

Mit dem Block 11 ist die akustisch-mechanische Störrückkopplung mit dem im allgemeinen zeitvarianten Uebertragungsverhalten h dargestellt. Das rückgekoppelte Signal y(t) wird dem Nutzsignal v(t) überlagert und dem Eingang des ak/el-Wandlers 1 zugeführt, der ausgangsseitig, zu den Zeiten nT, die für die digitale Verarbeitung benötigten zeitdiskreten Abtastwerte d(nT) liefert.

Zur Unterdrückung des störrückgekoppelten Signals y(t) wurde beispielsweise in D.K. Bustamante et al., "Measurement and adaptive suppression of acoustic feedback in hearing aids", Proc. 1989 IEEE ICASSP, 3:2017-2020, 1989, vorgeschlagen, einer Differenzeinheit 13, über einen Kompensator 15, die aus dem Ausgangssignal der Verstärkungsfilterstrecke 5 durch Filterung mit einem m-stufigen FIR(finite impulse response)-Filter gebildete Schätzung ŷ(nT) zuzuführen. Dabei werden mit Hilfe des bekannten LMS(least mean square)-Algorithmus die Filterkoeffizienten iterative verändert, bis das ausgangsseitige Differenzsignal e(nT) nicht mehr mit der Schätzung ŷ(nT) korreliert. Das für die Adaption benötigte Signal e(nT) wird dem Kompensator 15 über den Adaptionseingang A zugeführt.

Unter der Annahme von Unkorreliertheit von Nutzsignal v(t) bzw. v(nT) und verstärktem Signal u(t) bzw. u(nT), was durch geeignete Wahl der Zeitverzögerung DT im digitalen Verstärkungsfilter der Strecke 5 erreicht werden kann, wird es hierdurch möglich, die Verstärkung des Verstärkungsfilters 5, gegenüber Hörhilfegeraten ohne Kompensator 15, um 6 bis 10dB zu erhöhen.

Nachteilig an diesem Vorgehen ist, dass, bei einer angenommenen Filterlänge des Kompensators 15 von m-Stufen, 2 m-Multiplikationen pro Abtastwert des A/D-Wandlers 3 notwendig sind, was zu einem ausserordentlich aufwendigen System führt. Dies insbesondere mit Blick auf die geforderte Miniaturisierung bei Hörhilfegeräten.

Im weiteren ist es erforderlich, dass die Schrittlänge µ des LMS-Algorithmus für die Erhaltung der Sprachsignal-Uebertragung möglichst klein gewählt wird, womit die Adaption des Kompensatorfilters 15 an die Störrückkopplungsstrecke 11 entsprechend langsam wird, was die mögliche Erhöhung der Verstärkung an der Strecke 5, aus Stabilitätsgründen, beschränkt.

In Weiterentwicklung des in Fig. 1 dargestellten Vorgehens wurde dann versucht, dem System ein stationäres Messsignal einzukoppeln, wie beispielsweise aus "Feedback Cancellation in Hearing Aids: Results from a Computer Simulation", J.M. Kates, IEEE Trans. on Signal Processing, Vol. 39, Nr. 3, March 1991, oder der EP-A-0 415 677 beschrieben. Es wurde dabei als stationäres Messsignal ein Rauschsignal dem System zugeführt.

Nachteilig an diesem Vorgehen ist der zusätzliche Generator für das Messsignal sowie dessen notwendige Amplitudensteuerung zur Sicherstellung eines genügenden Signal- zu Rauschverhältnisses.

Mit einem Kompensatorfilter 32. Ordnung wurde durch dieses Vorgehen eine Erhöhung der Verstärkung an der Verstärkerfilterstrecke um ca. 17dB möglich.

Aufgrund der bei letzterwähnter Technik mit Messsignaleinkopplung sich ergebenden Nachteile wurde schliesslich ein Vorgehen gemäss Fig. 2 vorgeschlagen, gemäss "Integrated Frequency-Domain Digital Hearing Aid With the Lapped Transform", S.M. Kuo and S. Voepel, Electronics Letters, Vol. 28, Nr. 23, November 1992.

Demnach wurde die Signalverarbeitung sowohl an der Verstärkungsfilterstrecke wie auch am Kompensator im Frequenzbereich vorgenommen, wozu das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 3 mittels einer überlappenden orthogonalen Transformation (LOT) an der Einheit 17 in den Frequenzbereich transformiert wurde. Eine entsprechende Rücktransformation (ILOT) an der Einheit 19 liefert dann eingangs des el/ak-Wandlers 7 wieder das benötigte Signal u(nT).

Weil bei geeigneter Zeitbereich/Frequenzbereich-Transformation, insbesondere bei der diskreten Fourier-Transformation (DFT) und der diskreten Hartley-Transformation (DHT), die Faltung an den Kompensator- und Verstärkungsfiltern 15_f bzw. 5_f beim Uebergang in den Frequenzbereich in eine Multiplikation übergeht, ergibt sich durch dieses Vorgehen grundsätzlich eine Verringerung des Rechen- bzw. Hardware-Aufwandes. Um eine realisierbare endliche Transformationslänge zu erhalten, ist dabei aber eine Unterteilung des diskreten Signals d(nT) eingangsseitig der Transformationseinheit 17 in Blöcke gegebener Länge notwendig. Leider können die damit verbundenen Fehler, verglichen mit der konventionellen Faltung, bei der Anordnung gemäss Fig. 2 auch mit einer überlappenden Blockaufteilung nicht beseitigt werden. Sie führen zu einem zeitvarianten System, auch dann, wenn zusammen mit der Störrückkopplung h das Kompensationsfilter 15_f zeitinvariant bzw. eingefroren wird.

Deshalb musste ein Kompromiss eingegangen werden, durch Wahl langer Blocklängen von z.B. 512 Abtastwerten, was wiederum zu einer ineffizienten Kompensation über das Kompensatorfilter 15_f führt. Entsprechend blieb die erreichbare Verstärkungserhöhung an der Verstärkerfilterstrecke 5_f auf unter 10dB beschränkt.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Hörhilfegerät eingangs genannter Art zu schaffen, bei welchem, unter Erhalt der Vorteile der Signalverarbeitung im Frequenzbereich, Zeitinvarianz des Systems, bei zeitinvarianter Störrückkopplung, gewährleistet ist, bei dem weiter der Rechen- bzw. Hardware-Aufwand minimalisiert ist, zu einem solchen Mass, dass die Signalverarbeitung ohne weiteres unter den bei Hörhilfegeräten äusserst eingeschränkten Platzverhältnissen realisierbar ist.

Dies wird, ausgehend vom letztgenannten Hörhilfegerät, dadurch erreicht, dass es nach dem kennzeichnenden Teil von Anspruch 1 ausgebildet ist.

Dadurch, dass die Zeitbereich/Frequenzbereich-Transformation nicht, wie in Fig. 2 dargestellt, vor der Differenzeinheit 13_f durchgeführt wird, sondern die Differenzbildung daran noch im Zeitbereich durchgeführt wird, kann erstaunlicherweise die geforderte Zeitinvarianz des Systems erhalten werden. Insbesondere bei Wahl geeignet überlappender Blockaufteilung wird dabei ermöglicht, die weiterhin eingesetzten Zeitbereich/Frequenzbereich-Transfornationen mit wesentlich kleineren Blocklängen zu realisieren, was wiederum die Kompensationseffizienz erhöht und mithin ermöglicht, die Verstärkung an der Verstärkungsfilterstrecke 5_f gemäss Fig. 2 drastisch zu erhöhen.

Die Erfindung mit ihren in den weiteren Ansprüchen spezifizierten bevorzugten Ausführungsvarianten wird anschliessend vorerst Schritt für Schritt anhand von Figuren beispielsweise erläutert und schliesslich anhand eines Realisationsbeispiels präsentiert.

Hierzu zeigen:

Fig. 1

anhand eines Funktionsblockdiagrammes, vereinfacht, ein bekanntes Hörhilfegerät, bei welchem die Signalverarbeitung zeitdiskret erfolgt;

Fig. 2

in Darstellung analog zu Fig. 1, ein weiteres bekanntes Hörhilfegerät, bei welchem die Signalverarbeitung an Rückkopplungskompensator und Verstärkungsfilterstrecke gemäss Fig. 1 im Frequenzbereich durchgeführt wird;

Fig. 3

in Darstellung analog derjenigen der Fig. 1 und 2, eine erste Ausführungsvariante eines erfindungsgemässen Hörhilfegerätes;

Fig. 4

eine weitere bevorzugte Ausführungsvariante des Hörhilfegerätes nach Fig. 3, dargestellt analog zu den Fig. 1 bis 3;

Fig. 5

ausgehend von dem in Fig. 4 dargestellten Hörhilfegerät, eine weitere bevorzugte Ausführungsvariante des erfindungsgemässen Gerätes in Darstellung analog derjenigen der Fig. 1 bis 4;

Fig. 6

anhand eines vereinfachten Signalfluss-Funktionsblockdiagrammes eine bevorzugte Realisationsform der dem Adaptionseingang und der Verstärkungsfilterstrecke vorgelagerten Transformationseinheit gemäss Fig. 5;

Fig. 7

anhand eines vereinfachten Signalfluss-Funktionsblockdiagrammes eine bevorzugte Ausführungsvariante der Verstärkungsfilterstrecke am erfindungsgemässen Gerät gemäss Fig. 5;

Fig. 8

anhand eines vereinfachten Signalfluss-Funktionsblockdiagrammes eine bevorzugte Realisation des Kompensatorfilters am erfindungsgemässen Gerät gemäss Fig. 5;

Fig. 9

anhand eines vereinfachten Signalfluss-Funktionsblockdiagrammes die Bildung des Schrittgrössensignals in Funktion der erfassten Signalleistung, welches Schrittgrössensignal, wie in Fig. 9 bevorzugterweise gebildet, bei der Realisation des Kompensatorfilters nach Fig. 8 eingesetzt ist;

Fig. 10

eine bei der Realisation des Kompensatorfilters gemäss Fig. 8 bevorzugterweise eingesetzte Einheit in vereinfachter Signalfluss-Funktionsblockdarstellung;

Fig. 11

ausgehend von der Darstellung gemäss Fig. 4 eines erfindungsgemässen Hörhilfegerätes, eine heute besonders bevorzugte Ausführungsvariante anhand des bereits vorgestellten Funktionsblockdiagrammes;

Fig. 12

ausgehend von der besonders bevorzugten Ausführungsvariante gemäss Fig. 11, einen Teil einer Weiterentwicklung mit Modellierung des elektrisch-akustischen Wandlers im Zeit- und/oder Frequenzbereich;

Fig. 13

ein Funktionsblock/Signalflussdiagramm eines elektrischen, im Zeitbereich arbeitenden Lautsprechermodells, wie es vorzugsweise zur Berücksichtigung des Lautsprecher-Uebertragungsverhaltens am erfindungsgemässen Hörhilfegerät gemäss den Fig. 3, 11 oder 12 eingesetzt wird;

Fig. 14

ausgehend von der Darstellung nach Fig. 12, eine Weiterentwicklung des erfindungsgemässen Gerätes, bei welcher die Modellierung und/oder die Amplitudenlimitierung und/oder die Verstärkung in Funktion des IST-Zustandes einer Batterie geführt wird;

Fig. 15

ausgehend von einem Gerät nach Fig. 11, eine weitere Verbesserung durch gegebenenfalls selektiv gesteuerte Rauschsignalaufschaltung im Frequenz- oder Zeitbereich;

Fig. 16

eine bevorzugte Realisation der Rauschaufschaltung gemäss Fig. 15 im Zeitbereich;

Fig. 17

eine bevorzugte Realisationsform der Rauschaufschaltung nach Fig. 15 im Frequenzbereich.

In Fig. 3 ist anhand eines Signalfluss/Funktionsblockdiagrammes ein Grundprinzip der vorliegenden Erfindung bzw. des erfindungsgemässen Hörhilfegerätes dargestellt. Es sind darin die bereits anhand der Fig. 1 und 2 verwendeten Bezugszeichen für die bereits dort beschriebenen Funktionsblöcke und Signale verwendet.

In beiden in den Fig. 3 und 4 dargestellten Ausführungsvarianten wird erfindungsgemäss an der Differenzbildungseinheit 13 das zeitdiskrete Differenzsignal r(nT) aus dem A/D-gewandelten Ausgangssignal d(t) des ak/el-Wandlers 1 und dem Ausgangssignal des Kompensatorfilters 15_f gebildet. Erst das Differenzsignal r(nT) ausgangsseitig der Differenzbildungseinheit 13 wird einer überlappenden orthogonalen Transformation LOT unterworfen.

Gemäss Fig. 3 wird das Differenzsignal r(nT) an einer LOT-Transformationseinheit 20 in das Adaptionssteuersignal E[k] gewandelt, welches dem Adaptionseingang A_f des Kompensatorfilters 15_f zugeführt wird. Weil an der LOT-Transformationseinheit 20 die Zeitbereich/Frequenzbereich-Transformation in Blöcken vorgegebener Anzahl Abtastwerte aus dem Differenzsignal r(nT) erfolgt, bezeichnet [k] die Nummer des ausgangsseitig der Transformationseinheit 20 erscheinenden Signalblocks.

Das Differenzsignal r(nT) wird gemäss Fig. 3 im Zeitbereich der Verstärkungsfilterstrecke 5 zugeführt und über den D/A-Wandler 7 dem el/ak-Wandler 9 zugespiesen. Eingangsseitig ist der D/A-Wandler 7 beaufschlagt mit dem zeitdiskreten Ausgangssignal u(nT) der Verstärkungsfilterstrecke 5. Dieses Ausgangssignal u(nT) wird einer weiteren orthogonalen Transformationseinheit 22 zugeführt und dort vom Zeitbereich in den Frequenzbereich gewandelt. Das Ausgangssignal der Transformationseinheit 22 wird als Eingangssignal dem Eingang E_f des Kompensatorfilters 15_f zugeführt. Das Ausgangssignal Ŷ[k+1] besagten Filters 15_f wird an einer Rücktransformationseinheit ILOT 24 in den Zeitbereich rücktransformiert und ihr Ausgangssignal ŷ(nT) als zeitdiskretes Signal der Differenzbildungseinheit 13 zugeführt.

Zu der Ausführungsvariante in Fig. 3 hinzukommend, wird nun gemäss Fig. 4 nicht nur die Signalverarbeitung am Kompensationsfilter 15_f im Frequenzbereich vorgenommen, sondern auch an der Verstärkungsfilterstrecke 5_f. Hierzu ist der Verstärkungsfilterstrecke 5_f eine Transformationseinheit LOT 28 vorgeschaltet und dem D/A-Wandler 7 eine Rücktransformationseinheit ILOT 26; die Transformationseinheit 22 gemäss Fig. 3 entfällt.

Grundsätzlich wird demnach, und gemäss Wortlaut von Anspruch 1, wie anhand von Fig. 3 und 4 erläutert wurde, im Unterschied zu bekannten Vorgehen gemäss Fig. 2, die Differenzbildung an der Differenzbildungseinheit 13 im Zeitbereich vorgenommen, wodurch die obgenannten Nachteile bezuglich Zeitvarianz des Vorgehens gemäss Fig. 2 behoben sind.

Es ergibt sich damit die Möglichkeit, an den LOT-Transformationseinheiten 20, 22, 28 und, entsprechend, an den ILOT-Rücktransformationseinheiten 24, 26 mit wesentlich kleineren Blocklängen zu arbeiten, als dies beim Vorgehen gemäss Fig. 2 möglich ist, beispielsweise gemäss einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mit Blocklängen der Blöcke k von 128 Abtastwerten.

Fig. 3 zeigt dabei, wie erwähnt, eine erste Realisationsform, welche der Definition gemäss Anspruch 2 entspricht, nämlich bei der je eine Transformationseinheit LOT 20 bzw. 22 dem Signaleingang E_f und dem Adaptionseingang A_f des Kompensatorfilters 15_f vorgelagert ist.

Eine bevorzugte Ausführungsvariante ist diejenige gemäss Fig. 4, welche der Definition gemäss Anspruch 3 entspricht, gemäss welcher dem Adaptionseingang A_f des Kompensatorfilters 15_f sowie dem Eingang der Verstärkungsfilterstrecke 5_f je eine LOT-Transformationseinheit 20 bzw. 28 vorgelagert ist und dem Eingang des D/A-Wandlers 7 eine entsprechende ILOT-Rücktransformationseinheit 26.

Für die Blockbildung und -verarbeitung in überlappenden orthogonalen Transformationen stehen zwei einfache Techniken, nämlich die "overlap-save"- und "overlap-add"-Technik zur Verfügung. Es kann hierzu vollumfänglich auf das einschlägige Schrifttum verwiesen werden, wie beispielsweise auf "Signal Processing with Lapped Transforms", Henrique S. Malvar, Artech House, Boston, 1992.

In bevorzugter Realisationsform der vorliegenden Erfindung gemäss dem Wortlaut von Anspruch 5 ist, wie in Fig. 4 dargestellt, auch dem Verstärkungsfilter 5_f eine LOT-Transformationseinheit 28 vorgelagert, dem Eingang des D/A-Wandlers 7 eine ILOT-Rücktransformationseinheit 26, und weiter dem Ausgang des Kompensatorfilters 15_f eine ILOT-Rücktransformationseinheit 24 nachgelagert. Diese Transformations- bzw. Rücktransformationseinheiten 28, 24 und 26 arbeiten in der erwähnten bevorzugten Ausführungsvariante nach der "overlap-save"-Technik. Hingegen arbeitet die dem Adaptionseingang A_f, insbesondere gemäss Fig. 4, vorgelagerte LOT-Transformationseinheit 20 bevorzugterweise nach dem "overlap-add"-Prinzip.

Insbesondere diese bevorzugten Ausführungsvarianten des Einsatzes der Blockverarbeitungstechniken führen zu einer weiteren bevorzugten Realisationsform des erfindungsgemässen Hörgerätes, wie es in Fig. 5 dargestellt ist.

Im Unterschied zu Fig. 4 wird hier das zeitdiskrete Differenzsignal r(nT) einer einzigen LOT-Transformationseinheit 30 zugeführt, aus deren Ausgangssignal sowohl das dem Adaptionseingang A_f zugeführte Adaptionssignal E[k] wie auch das der Verstärkungsfilterstrecke 5_f zugeführte Eingangssignal R[k] gebildet wird.

Wie erwähnt, basieren die überlappenden orthogonalen Transformationen vorzugsweise auf der DFT.

In Fig. 6 ist eine Realisationsform des Datenübertragungspfades zwischen zeitdiskretem Differenzsignal r(nT) ausgangsseitig der Differenzbildungseinheit 13 zum Adaptionssignal E[k] bzw. dem Eingangssignal R[k] zu der Verstärkungsfilterstrecke 5_f gemäss Fig. 5 dargestellt.

Demnach ist dem Ausgang der Differenzbildungseinheit 13 mit dem zeitdiskreten Differenzsignal r(nT) eine überlappende orthogonale Transformationseinheit 30a, basierend auf der DFT, nachgelagert. Sie arbeitet, wie mit der Indexierung OA dargestellt, nach dem "overlap-add"-Prinzip. Dazu wird eingangs der Fehlerblock e[k] durch Aufteilung von r(nT) in Teilblöcke der Länge N gebildet, die jeweils, in der hier bevorzugten Variante mit N = 64, durch Hinzufügen von Nullen auf eine Gesamtblocklänge, hier von 2N = 128 Werten, verlängert werden, d.h.

${\text{e[k] = (0...0,r((k+1)NT), r((k+1)NT+T)...r((k+2)NT-T))}}^{\text{T}}\text{.}$

Seine DFT, nämlich E[k], wird, in der bevorzugten Variante gemäss Fig. 5, direkt dem Adaptionseingang A_f des Kompensationsfilters 15_f zugeführt. Ueber eine Verzögerungseinheit 32 mit entsprechender Zwischenspeicherung werden sich folgende Blöcke, also der Nummern k und k+1, zur Verfügung gestellt. Eine stellenweise Ueberlagerung in der Einheit 34 liefert dann direkt den Block R[k], aber nun der "overlap-save"-Art, welcher in der vorgängig als bevorzugte Variante bezeichneten Realisierung, gemäss Fig. 5, direkt der Verstärkungsfilterstrecke 5_f zugeführt wird. Die Ueberlagerung in Einheit 34 ist dabei durch die Formel

${\text{R}}_{\text{j}}{\text{[k] = E}}_{\text{j}}{\text{[k] + (-1)}}^{\text{j}}{\text{E}}_{\text{j}}\text{[k-1],}$

gegeben, wobei j (von 0 bis 2N-1) die Nummer der Blockstelle bezeichnet.

Durch dieses Vorgehen wird eine wesentliche Reduktion der notwendigen Hardware- und Rechenleistung realisiert.

Gemäss Fig. 7 folgt innerhalb der von R[k] beaufschlagten Verstärkungsfilterstrecke 5_f, als erstes, das eigentliche Verstärkungsfilter 40, dem eine Verzögerungseinheit 42 mit entsprechender Zwischenspeicherung nachgelagert ist. Hierbei bezeichnet der Parameter d die Gesamtverzögerung des Systems (vom Ausgang des A/D-Wandlers 3 zum Eingang des D/A-Wandlers 7), normalisiert mit dem Ueberlappungsparameter der Teilblocklänge N. Bedingt durch die Blockverarbeitung ergibt sich eine minimale Verzögerungszeit von N Abtastwerten, entsprechend einem minimalen d-Wert von 1. In der hier bevorzugten Variante mit einer Teilblocklänge von N = 64 und einer Gesamtblocklänge von 2N = 128 wurde unter Verwendung eines einzigen Teilkompensators (wie im folgenden mit Bezugnahme auf Fig. 8 genauer erläutert wird) d auf den Wert 2 gesetzt.

Das ausgangsseitig zur Verfügung stehende Blocksignal U[k+1] wird nun einerseits dem Eingang E_f des Kompensators 15_f zugeführt und andererseits in der ILOT-Einheit 26 einer inversen DFT der "overlap-save"-Art unterzogen. Da dabei das entsprechende Zeitsignal u(nT) um eine Teilblocklänge N verzögert entsteht, rechtfertigt sich im nachhinein die Numerierung von U[k+1] mit der Blocknummer k+1.

In Fig. 8 ist eine bevorzugte Ausbauvariante des Kompensatorfilters 15_f am erfindungsgemässen Hörgerät gemäss Fig. 5 dargestellt. Dabei werden durch Zwischenspeicherung mit Verzögerungseinheiten vom Typ, wie bei 56 dargestellt, die Blocksignale U[k+1] bis $\text{U[k+1-L]}$ bereitgestellt und, davon ausgehend, mit Hilfe von Teilkompensatoren, deren erster in Fig. 8 als Einheit 50 bezeichnet ist, die Teilschätzungen Ŷ₁[k+1] bis Ŷ_L[k+1] erzeugt, die ihrerseits in Einheit 52 zur Gesamtschätzung Ŷ[k+1] addiert werden. Wie Fig. 5 zu entnehmen ist, erfolgt dann in der ILOT-Einheit 24, in der bevorzugten Variante über eine inverse DFT der "overlap-save"-Art, die Rücktransformation in den Zeitbereich.

Unter Bezugnahme auf den ersten Teilkompensator entsteht die Teilschatzung Ŷ₁[k+1] am Ausgang der Multiplikationseinheit 64, auf die am Eingang die Blocksignale U[k+1] und das Blockgewicht Ĥ₁[k+1] wirken. Die Multiplikation wird dabei für jede Blockstelle nach der Formel

${\hat{\text{Y}}}_{\text{i,j}}{\text{[k+1] = U}}_{\text{j}}{\text{[k+2-i]H}}_{\text{i,j}}\text{[k+1]}$

ausgeführt, wobei j die Blockstelle von 0 bis 2N-1 und i die Teilkompensatornummer von 1 bis L bezeichnen.

Das Blockgewicht H_i[k+1] repräsentiert dabei die aktuelle Schätzung im Frequenzbereich für den i-ten Teilbereich der Länge N der zeitdiskreten Impulsantwort h der akustisch-mechanischen Störrückkopplung 11. Die Schätzung H_i[k+1] wird vorgängig der Bildung von Ŷ_i,j[k+1] unter Zuhilfenahme der alten Schätzung H_i[k] aktualisiert. Dazu wirken, wieder unter Bezugnahme auf den Teilkompensator 1, das Blocksignal $\text{U[k+1-1]}$ und die Schrittweite $\text{µ[k+1-1]}$ auf die Multiplikationseinheit 54, welche ausgangsseitig zusammen mit dem Blocksignal E[k] auf die Multiplikationseinheit 58 geführt wird. Der Ausgang von Einheit 58 wird dann in der Summationseinheit 60 entsprechend der Formel
zur Aktualisierung von H₁[k+1] verwendet. Hierbei bezeichnet j wieder die Blockstelle und i die Teilkompensatornummer. Der Index (*) steht für konjugiert komplex.

Das Arbeiten mit Hilfe von Teilkompensatoren hat den Vorteil, dass die minimale Verzögerung $\text{D = N}$ durch Wahl der Teilblocklänge N unabhängig von der tatsächlichen Impulsantwortlänge der Störrückkopplung 11 eingestellt werden kann. Damit ist ein "trade-off" zwischen Verzögerung D und der die Effizienz der Bearbeitung bestimmenden Teilblocklänge N möglich. Weiter lassen sich einzelne Teilbereiche der Impulsantwort h, beispielsweise entsprechend den akustischen Nah- und Fernbereichen, gezielt durch entsprechende Blockgewichte im Frequenzbereich beeinflussen.

Grundsätzlich kann jedes bekannte Verfahren zur Führung der Schrittweite µ[k] eingesetzt werden.

In Fig. 9 ist nun eine heute bevorzugte Ausbauvariante zur Erzeugung der normalisierten Schrittweite µ[k] gemäss Fig. 8 dargestellt, die zugleich zur Stoppung des Adaptionsvorganges Verwendung findet. Dazu wird beispielsweise, ausgehend vom Blocksignal U[k], gemäss Fig. 8, dieses Blocksignal vor dem Zuführen an die Multiplikationseinheit 54 dazu verwendet, das aktuelle Blocksignal µ[k] zu berechnen, indem das Blocksignal U[k] einer Leistungserfassungseinheit 70 zugeführt wird, welche ihrerseits auf zwei Interpolationsfilter 72 resp. 74 wirkt. Ausgangsseitig steuern diese Interpolationsfilter die Skalierungseinheit 78, welche schlussendlich die für die Normalisierung der Referenzschrittweite µ₀ benötigte Skalierungsgrösse S[k] am Eingang der Multiplikationseinheit 80 liefert.

Die Interpolationsfilter arbeiten gemäss der Formel
und sind mit γ und c parametrisiert. Der Index j bezeichnet, wie hier üblich, die Blockstelle. In der bevorzugten Realisierung wurde γ = 0.8 und c = 1 für das Filter 72 und γ = 0.995 und c = 0.2 für das Filter 74 gewählt.

Wird für den Interpolator 74 γ = 1 gewählt, so entfällt dieser Interpolator, und es verbleibt ein zeitlich konstantes Blocksignal P_U^min, welches für verschiedene Anwendungen genügen mag und was den Hardware- und Rechenaufwand weiter verringert.

Die Skalierungsgrösse S[k] wird nun einerseits über den Ausgang des Filters 72, in Fig. 9 als Blocksignal P_U[k] bezeichnet, zur Normalisierung der Referenzschrittweite µ₀ verwendet, anderseits aber auch, über den Ausgang des Filters 74, in Fig. 9 als Blocksignal P_U^min[k] bezeichnet, zur Einfrierung des Adaptionsvorganges einzelner Frequenzkomponenten bei ungenügender Leistung. Die Skalierungsgrösse S[k] wird dazu gemäss der Formel
gebildet, wobei die j wie üblich die Blockstelle bezeichnen.

In Fig. 10 ist eine weitere bevorzugte Ausbauvariante dargestellt, die unter Verwendung von Teilkompensatoren gemäss Fig. 8 die Sprachqualität, bei sonst gleichen Parametern, wesentlich verbessert. Dazu wird die Schatzung Ĥ_i[k+1] des Teilkompensators i, vorgängig der Multiplikation mit $\text{U[k+2-i]}$ in Einheit 64 von Fig. 8, über eine Projektionseinheit 62 geführt. Hierzu wird beispielsweise das Blockgewicht Ĥ_i[k+1] einer inversen DFT unterworfen (Einheit 82), anschliessend durch Nullsetzen der Blockstellen mit Index N bis 2N-1 gereinigt (Einheit 84) und schlussendlich wieder in den Frequenzbereich zurücktransformiert (Einheit 86).

Bekanntlich ist der elektrisch-akustische Wandler 9 in dem Sinne nicht linear, als er ab bestimmten Eingangssignalamplituden nicht mehr linear Eingangssignal in Ausgangssignal wandelt. Nebst den dadurch bewirkten akustischen Verzerrungen ist zu berücksichtigen, dass der Signalpfad über Kompensationsfilter 15_f möglichst exakt dem Signalpfad über die Funktionsblöcke 7, 9, 11, 1 und 3 nachgebildet sein sollte und, nach den bisherigen Erläuterungen, die erwähnten Nichtlinearitäten am Wandler 9 nicht nachbilden kann. Zudem soll auch im Hörgerät der maximale Ausgangspegel gemäss den individuellen Bedürfnissen des Anwenders eingestellt werden können. Dabei entsteht das Problem, dass der Wandler 9 in seinen nichtlinearen Bereich getrieben wird, selbstverständlich nur, wenn der individuell eingestellte maximale Ausgangspegel den Wandler in den erwähnten Bereich überhaupt aussteuern kann.

Aus diesem Grunde wird weiter vorgeschlagen, wie in Fig. 3 gestrichelt dargestellt, bei dieser Ausführungsform des erfindungsgemässen Hörhilfegerätes dem Verstärkungsfilter 5 eine im Zeitbereich arbeitende, vorzugsweise einstellbare Limitereinheit 90 nachzuschalten, welche das Ausgangssignal des Verstärkungsfilters 5 bezüglich Amplitude so beschränkt, dass der Wandler 9 nie in seinen nichtlinearen Bereich getrieben wird und die zudem erlaubt, den maximalen Ausgangsschallpegel am Wandler 9, individuellen Bedürfnissen entsprechend, insbesondere auch tiefer, einzustellen, wie dies mit den Doppelpfeilen angedeutet ist.

Bei der Ausführungsvariante gemäss Fig. 4 wird dies dadurch erreicht, dass dem im Frequenzbereich arbeitenden Verstärkungsfilter 5_f eine Einheit 90_f nachgeschaltet wird, welche im Frequenzbereich die Frequenzanteile des Signalspektrums, ihre gegenseitige Phasenlage berücksichtigend, so limitiert, dass ausgangsseitig der Rückwandlungseinheit 26 und des Digital/Analog-Wandlers 7 ein zeitvariables Signal u(t) entsteht, welches den Wandler 9 nie in den nichtlinearen Uebertragungsbereich treibt, und die zudem die maximale individuelle Aussteuerung einzustellen erlaubt.

Dasselbe Vorgehen wird mit der Einheit 90_f auch bei der Ausführungsvariante gemäss Fig. 5 realisiert.

In Fig. 11 ist eine weitere Ausführungsvariante des erfindungsgemässen Hörhilfegerätes dargestellt, welche der in Fig. 4 dargestellten weitestgehend entspricht, mit dem Unterschied, dass die Rücktransformationseinheit 26 gemäss Fig. 4, nun 26a, unmittelbar ausgangsseitig der Verstärkungsfiltereinheit 5_f vorgesehen ist und eingangsseitig des Kompensationsfilters 15_f eine LOT-Transformationseinheit 22a bereits besprochener Art angeordnet ist. Obwohl eine solche Ausführungsform auf den ersten Blick, und verglichen mit derjenigen nach Fig. 4, kaum Vorteile zu erbringen scheint, eröffnet sie doch die nachfolgend erläuterte Möglichkeit.

Wie aus Fig. 4 ersichtlich, welche, wie vorgängig erläutert, ebenso wie Fig. 5, eine bevorzugte Ausführungsvariante des erfindungsgemässen Höhilfegerätes darstellt, ist dort das Vorsehen einer Limitereinheit nur im Frequenzbereich möglich, weil eine solche Einheit auch im Signalpfad mit dem Kompensationsfilter 15_f wirksam sein muss.

Wie nun in Fig. 11 bei 90 dargestellt, ermöglicht die hier dargestellte Funktionsblockstruktur das Vorsehen einer im Zeitbereich arbeitenden Limitereinheit 90, welche wesentlich einfacher zu realisieren ist als eine im Frequenzbereich arbeitende.

Dies erlaubt auch eine einfache Erweiterung mit Einheiten zur Kompensation von nichtlinearen Effekten, wie im folgenden beschrieben.

Um eine genügend genaue Identifikation des Wandlers 9 durch das Kompensatorfilter 15_f zu gewährleisten, wird vorerst dessen Aussteuerung beschränkt, um zu verhindern, dass er im nichtlinearen Bereich betrieben wird. Dies hat natürlich eine entsprechende Reduktion der maximal möglichen Signalverstärkung des erfindungsgemässen Hörhilfegerätes von Wandler 1 nach Wandler 9 zur Folge.

In Fig. 12 ist eine bevorzugte Ausführungsvariante der dem Kompensationsfilter 15_f vor- bzw. der dem Verstärkungsfilter 5_f nachgelagerten Signalverarbeitung am Gerät nach Fig. 11 dargestellt. Gemäss Fig. 12 wird grundsätzlich im Signalpfad mit dem Kompensationsfilter 15_f der elektrisch-akustische Wandler 9 mit seiner Nichtlinearität nachgebildet, d.h. modelliert. Dies wird durch eine Modellierungseinheit 92, der Transformationseinheit 22a gemäss Fig. 11 vorgeschaltet und mithin im Zeitbereich arbeitend, realisiert und/oder durch eine Modellierungseinheit 92_f, der Transformationseinheit 22a nachgeschaltet und mithin im Frequenzbereich arbeitend.

Durch dieses Vorgehen wird erreicht, dass, je nach Güte der Modelliereinheit 92, die Limite der Einheit 90 höher angesetzt und damit das Ausgangssignal um bis zu 6dB, verglichen mit der Ausführungsvariante in Fig. 11, erhöht werden kann. Gegebenenfalls kann die Limiterfunktion der Einheit 90 auch stillgesetzt werden.

Die Modelliereinheit 92 kann beispielsweise, wie in R. Isermann, "Identifikation dynamischer Systeme", Springer-Verlag, 2:238, 1988, vorgeschlagen, als vereinfachtes Wiener-Modell realisiert werden.

Die Transformation in den Zeitbereich zwischen Verstärkungsfilter 5_f und Kompensatorfilter 15_f erlaubt auf die gleiche vorbeschriebene Art auch das Hinzufügen eines nichtlinearen Korrekturfilters in den Signalpfad mit dem Verstärkungsfilter 5_f. Dies wird, wie aus Fig. 12 ersichtlich, durch eine Modellierungseinheit 94 realisiert, der Transformationseinheit 26a nachgeschaltet und mithin im Zeitbereich arbeitend, und/oder durch eine Modellierungseinheit 94_f, der Transformationseinheit 26a vorgeschaltet und mithin im Frequenzbereich arbeitend.

Selbstverständlich ist es möglich, in den bevorzugten Realisierungsvarianten gemäss Fig. 11 und 12 die LOT-Einheiten 20 und 28 durch eine einzige LOT-Transformationseinheit 30 zu ersetzen, wie in Fig. 5 und 6 gezeigt.

In Fig. 13 ist die Realisation eines erfindungsgemässen Lautsprechermodells im Zeitbereich dargestellt. Insbesondere beim erfindungsgemässen Hörhilfegerät wird es eingesetzt, gemäss Fig. 3 und 11 an der Stelle des Blockes 90 und gemäss Fig. 12 anstelle der Blöcke 92 bzw. 90 und 94.

Es umfasst einen Vorfilter 100 mit der Uebertragungsfunktion F₁(ω), im wesentlichen mit Tiefpasscharakteristik. Die Eckfrequenz ω₁ in dem im Block 100 qualitativ dargestellten Bode-Diagramm der Filtercharakteristik liegt bei ca. 0,8kHz, die Verstärkung |F₁| bei der Eckfrequenz ω₁ ist ca. 0dB. Ebenso ist die Asymptotensteigung S₁ ungefähr 0dB/DK.

Die Identifikationsgrössen, nämlich Eckfrequenz ω₁ sowie die Asymptotensteigungen S₁ und S₂, wie auch die Verstärkung, beispielsweise bei der Eckfrequenz ω₁, werden durch Identifikation des zu modellierenden Lautsprechers bzw. Wandlers 9 identifiziert.

Dem Vorfilter 100 nachgeschaltet, ist eine lineare Verstärkereinheit 102 vorgesehen, woran der Verstärkungsfaktor K eingestellt wird. Der linearen Verstärkungseinheit 102 nachgeschaltet, ist eine nichtlineare Verstärkungseinheit 104 vorgesehen. Die Kennlinie der nichtlinearen Verstärkungsfunktion $\text{Y = Q(x)}$ ergibt sich zu:

$\text{y = x + ax² + bx³ + cx⁴ + dx⁵.}$

Für kleine Eingangssignale ist die Verstärkung der nichtlinearen Verstärkungseinheit 104 eins, womit die Verstärkungskennlinie um den Ursprung die Steigung eins aufweist. Für höhere Eingangssignalhube x weist die nichtlineare Verstärkungskennlinie, wie vom Lautsprecher bzw. Wandler 9 bekannt, Sättigungsverhalten auf.

Die Koeffizienten a, b, c, d und die Verstärkung K werden wiederum anhand des tatsächlich zu modellierenden Lautsprechers bzw. Wandlers 9 identifiziert.

Der nichtlinearen Verstärkungseinheit 104 nachgeschaltet, ist wiederum eine lineare Verstärkungseinheit 106 vorgesehen, woran die Verstärkung K des linearen Verstärkungsgliedes 102 kompensiert - K⁻¹ - wird. Ihr nachgeschaltet, ist eine Filtereinheit 108 vorgesehen, im wesentlichen mit Hochpasscharakteristik, welche, wie ersichtlich, im wesentlichen den Frequenzgang des Vorfilters 100 wiederum kompensiert.

Damit besteht die Lautsprechermodellierungseinheit, wie sie in Fig. 13 dargestellt ist, im wesentlichen aus einem linearen Verstärkerteil 102, 106, 100 und 108 sowie einer nichtlinearen Verstärkungseinheit 104.

Sättigungs- oder Begrenzungserscheinungen können nebst den bereits erwähnten zwei Ursachen, nämlich willentliche Begrenzung des maximalen Ausgangssignalpegels des Wandlers 9 gemäss individuellen Bedürfnissen oder Aussteuerung des Wandlers 9 in seinen wandlerspezifischen, nichtlinearen Sättigungsbereich, noch auf einer weiteren Ursache basieren, nämlich auf dem Abfall der Batteriespannung, welche das erfindungsgemässe Gerät speist. Die Alterung der Batterie, welche das Gerät speist, bewirkt insbesondere am D/A-Wandler 7 eine Abnahme der Signalverstärkung und eine Verringerung der Aussteuerungsgrenze, d.h. der maximale analoge Aussteuerungsbereich wird mit abnehmender Batteriespannung kleiner.

Zudem erscheint üblicherweise die Ausgangsimpedanz der Batterie in Serie zur Impedanz des elektrisch-akustischen Wandlers 9. Damit ändert sich gegen Ende der Batterielebensdauer die Batterieausgangsimpedanz und damit das letztere mitumfassende, dem D/A-Wandler 7 nachgeschaltete Ersatzbild, m.a.W., es ändern die, wie erläutert wurde, zu modellierenden, ausgangsseitig des Wandlers 7 erscheinenden Nichtlinearitäten.

Um nun eine bleibend hohe Rückkopplungsunterdrückung und ihre Stabilität, wie erfindungsgemäss angestrebt, zu erreichen, wird weiter vorgeschlagen, gemäss den Fig. 3, 4 oder 5, die Limitereinheit 90 im Zeitbereich oder 90_f im Frequenzbereich mittels der momentanen Batteriespannung und/oder der momentanen Batterieimpedanz bezüglich ihrer Begrenzungswirkung zu steuern.

Ausgehend von der Ausführungsvariante gemäss Figs. 11 und 12, ist dieses Vorgehen schematisch in Fig. 14 dargestellt. Am Ausgang der Batterieeinheit 120, welche, wie mit "block powering" schematisch angedeutet, die verschiedenen aktiven Komponenten in den Blöcken des erfindungsgemässen Hörgerätes speist, wird an einer Messeinheit 122 die momentane Batteriespannung U_B und/oder die momentane Impedanz $\overline{\text{Z}}$_B gemessen, resultierend in entsprechenden Messsignalen e(U_B) bzw. e($\overline{\text{Z}}$_B). Diese Messsignale steuern die Limitereinheit 90, analog im Frequenzbereich die Limitereinheit 90_f gemäss den Fig. 4, 5, 11 bzw. 12, 14 und/oder die Modelleinheiten 92, 92_f bzw. 94, 94_f von Fig. 12, 13, 14. Selbstverständlich werden dabei bevorzugterweise die Messsignale e nach Digitalisierung eingesetzt, wozu die Messeinheit 122 ausgangsseitig mit einem A/D-Wandler (nicht dargestellt) versehen ist.

Dadurch werden insbesondere die Limitergrenzen und/oder die Modellparameter durch die momentane Batterieausgangsspannung bzw. deren momentane Impedanz in steuerndem Sinne nachgeführt.

Die Modellparameter an den Modelleinheiten 92 bzw. 92_f, 94 bzw. 94_f werden in Funktion der erwähnten Messgrössen an der Batterie 120 rechnerisch oder über in Tabellen abgespeicherte, durch die momentanen Messgrössen abrufbare und aufschaltbare Werte modifiziert.

Wie in Fig. 14 weiter dargestellt, wird, in Funktion der erwähnten Messsignale e, eine Verstärkungseinbusse am D/A-Wandler 7 aufgrund einer Batteriespannungsabnahme kompensiert: Nimmt die Batteriespannung ab und damit die Verstärkung am Wandler 7, so wird mit dem erwähnten Messsignal e am Block 7 die Verstärkung, kompensatorisch, entsprechend erhöht. Der Batteriespannungsabfall wirkt gleichzeitig wie eine Signalbegrenzung durch einen Limiter und wird am besten und bevorzugterweise nachgebildet durch einen Batterieausgangsspannungs-gesteuerten Limiterblock 90_b vor dem Lautsprechermodell 92 bzw. 92_f gemäss Fig. 14.

Bei Vorsehen des Limiterblockes 90_b gemäss Fig. 14 können die Blöcke 90 entfallen, ebenso können bei Vorsehen der Blöcke 92 bzw. 92_f die Blöcke 94 bzw. 94_f entfallen, und es wird bei dieser Realisation mit relativ geringem Aufwand eine batteriespannungsunabhängige, stabile Rückkopplungsunterdrückung erfindungsgemäss erreicht.

Anderseits kann die Funktion des erwähnten Blockes 90_b vollständig durch Vorsehen des Batterieausgangsspannungs-gesteuerten Blockes 90 bzw. 90_f gemäss den Fig. 4 bzw. 5 übernommen werden.

Berücksichtigung der durch Batteriespannungsabfall bewirkten Signallimitierung mittels der gesteuerten Limiterblöcke 90, 90_f bzw. 90_b ist von grosser Wichtigkeit, um die Stabilität des Hörgerätes bei in weiten Grenzen variierenden Batteriespannungen sicherzustellen.

Um die Stabilität der Feedback-Unterdrückung bzw. -Kompensation auch in sehr lauter Umgebung zu gewährleisten, wo, z.B. gemäss Fig. 11, der akustisch-elektrische Wandler 1 übersteuert wird und damit nichtlinear wird, wird, falls erforderlich, ein nichtlineares Modell auch des akustisch-elektrischen Wandlers 1, gegebenenfalls auch das Verhalten des A/D-Wandlers 3 berücksichtigend, zwischen den Ausgang des Kompensatorfilters 15 (Fig. 1) bzw. 15_f (z.B. Fig. 11) und den Subtraktionseingang der Differenzeinheit 13 geschaltet, je nach Anordnung im Frequenz- oder Zeitbereich arbeitend, wie dies bei 91 bzw. 91_f in Fig. 11 eingetragen ist. Für das Modell 91, 91_f gelten die Ausführungen analog zu denen, die bezüglich des Modells 92, 92_f des elektrisch-akustischen Wandlers gemacht wurden. Vorsehen eines solchen "Mikrofon"-Modells an einem Feedback-kompensierten Hörgerät wird für sich als erfinderisch betrachtet, ebenso wie ein "Lautsprechermodell" hierfür, wie z.B. in Fig. 13 dargestellt.

Eine weitere Verbesserung der Wirkung der Kompensationsfilterstrecke 15_f kann dadurch erreicht werden, dass, gegebenenfalls bedingt, Rauschen r im Zeitbereich, wie in Fig. 15 schematisch dargestellt, ausgangsseitig des Verstärkungsfilters 5_f überlagert wird.

Hierzu wird, wie in Fig. 15 dargestellt, an einem Spektrumdetektor 125 das momentane Signalspektrum ausgangsseitig des Verstärkungsfilters 5_f untersucht, beispielsweise daraufhin, wie sehr einzelne Spektrallinien leistungsmässig überragen, d.h. wie sehr der Spektrumsverlauf spitzenbehaftet ist, m.a.W., generell z.B. die Energiedichteverteilung des Spektrums. Ueberschreitet die an der Einheit 125 überwachte Spektrumcharakteristik einen vorgegebenen Grenzverlauf, wie z.B. eine vorgegebene Energieverteilung von dominanten Spektrallinien zu übrigen Spektrallinien, so wird vorzugsweise über einen Rauschgenerator 127 an der Ueberlagerungseinheit 129 digitales Rauschen r eingekoppelt. Um dabei die Hörbarkeit dieses Rauschens zu vermindern, kann bevorzugterweise, wie bei 133 in Fig. 16 dargestellt, eine Filtereinheit dem Rauschgenerator 127 nachgeschaltet sein, welche das Rauschen gesteuert so formt, dass es genügend schwach ist, verglichen mit dem am Wandler 9 übertragenen momentanen Nutzsignal, beispielsweise um 40dB schwächer ist.

Wie im weiteren bei 131 gestrichelt in Fig. 15 dargestellt, kann das Rauschen auch gegebenenfalls im Frequenzbereich eingekoppelt werden. Wird das Rauschen im Zeitbereich eingekoppelt, so besteht der Rauschgenerator 127 beispielsweise aus einem BPRN, im Frequenzbereich gemäss 127a in Fig. 17 beispielsweise aus einer Tabelle mit Rauschspektren oder einem Rauschalgorithmus.

In Fig. 16 ist, ausgehend von der Darstellung von Fig. 15, eine bevorzugte Realisationsform der Rauschaufschaltung im Zeitbereich dargestellt. Hierzu wird das Ausgangssignal des Verstärkungsfilters 5_f an einer Spektrumform-Detektoreinheit 125a untersucht, und wenn die Spektrumform eine vorgegebene Grenzcharakteristik verlässt, wird das über den linearen Filter 133 geführte Ausgangssignal des Rauschgenerators 127, wie mit der Aufschalteinheit 135 schematisch dargestellt, dem Signal u(nT) gemäss Fig. 15 überlagert, vorzugsweise eingangsseitig der Limitereinheit 90. Wie mit der Steuerverbindung sc dargestellt, wird bevorzugterweise das Uebertragungsverhalten des Filters 133 vom momentanen Spektrum gesteuert.

In Fig. 17 ist eine bevorzugte Ausführungsvariante der Rauschaufschaltung im Frequenzbereich gemäss der gestrichelten Ausführungsvariante mit dem Block 131 von Fig. 15 dargestellt. Das Spektrum ausgangsseitig des Verstärkungsfilters 5_f wird an einer Spektrumform-Detektoreinheit 125_b, analog zur Einheit 125a von Fig. 16, untersucht. Das Ausgangssignal eines Rauschgenerators 127a, worin z.B. Rauschspektren in Tabellen abgespeichert und abrufbar sind, wird über ein Formungsfilter 137 dem Spektrum ausgangsseitig des Verstärkungsfilters 5_f dann überlagert, wie schematisch mit dem Schalter 135a dargestellt, wenn die Spektrumform-Detektoreinheit 125_b eine momentane Spektrumsform detektiert, welche das erwähnte Rauschaufschalten erforderlich macht. Die Ueberlagerung des Rauschens im Frequenzbereich erfolgt an einer Additionseinheit 129a.

Das Formungsfilter 137 ist wiederum durch das momentane Spektrum, z.B. ausgangsseitig des Verstärkungsfilters 5_f, gesteuert.

Grundsätzlich wird die Rauscheinkopplung mit Momentanspektrumgesteuerter Amplituden- und/oder Frequenzverteilung an sich auch als erfinderisch betrachtet.