Die vorliegende Erfindung betrifft einen rückspeisungsfesten Synchron-Gleichrichter nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Speisegeräte mit Synchron-Gleichrichtern sind an sich bekannt und als Stromversorgungsgeräte im Einsatz. Ebenso sind solche Geräte aus Veröffentlichungen bekannt, so z.B. aus O. Kilgenstein, Schaltnetzteile in der Praxis, Würzburg 1992, oder aus dem Artikel 'Practical application of MOSFET synchronous rectifiers' (BLANC, 13TH INTERNATIONAL TELECOMMUNICATIONS ENERGY CONFERENCE INTELEC 91 (5 November 1991,KYOTO), Seiten 495 - 501). Jedes der bekannten Geräte hat einen Arbeitsbereich, der nach oben durch den maximalen Ausgangsstrom begrenzt ist, bei welchem die Ausgangsspannung noch auf den Sollwert geregelt wird.
Ist der Strombedarf zeitweise oder dauernd grösser, als die Leistungsfähigkeit eines einzelnen Gerätes und die Wahl eines solchen grösserer Leistung aus bestimmten Gründen nicht angezeigt, so werden solche Geräte parallel geschaltet.
Entsteht in einem der so parallel geschalteten Geräte ein Betriebszustand, bei dem entweder die Ausgangsspannung absinkt, oder der Oszillator den Haupttransformator nicht mehr ansteuert bzw. unterbricht, so speisen die mit dem betrachteten Gerät parallelgeschalteten Geräte in das vorübergehend oder dauernd ausser Betrieb geratene Gerät zurück, was in aller Regel zu Zerstörung der gesteuerten Gleichrichter oder zum Zusammenbruch der Ausgangsspannung führt.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Synchron-Gleichrichter zu schaffen, der rückspeisungsfest ist und der in allen Betriebszuständen voll betriebstüchtig ist.
Die Lösung der gestellten Aufgabe ist wiedergegeben im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 hinsichtlich der Hauptmerkmale der Erfindung, in den Patentansprüchen 2 und 3 hinsichtlich besonderer Ausführungsformen.
Mit Hilfe der beigefügten Zeichnungen wird die Erfindung anhand mehrerer Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:
In Fig. 1a ist der Stand der Technik dargestellt, von welchem ausgegangen wird. Eine Gleichspannungs-Stromquelle 1 speist die mit 2 bezeichnete Primärwicklung eines Transformators 3. Der die Primärwicklung 2 speisende Strom wird periodisch unterbrochen durch einen elektronischen Schalter 4, wodurch in einer Sekundärwicklung 5 des Transformators 3 ein - annähernder - Rechteckpuls von Strom und Spannung entsteht. Zwei MOSFETs 6, 7, deren Gates über zwei Widerstände 8, 9 angesteuert werden, sind als gesteuerte Gleichrichter eingesetzt und speisen im Takt des Schalters 4 zwei Leitungen 10, 11. Leitung 11 ist direkt mit einem - negativen - Ausgang 15 verbunden, während zwischen einem weiteren - positiven - Ausgang 14 und der Drain-Elektrode des MOSFETs 6 eine Speicherdrossel 12 geschaltet ist. Der Widerstand 8 ist mit einem Ende C, der Widerstand 9 mit einem Ende D der Sekundärwicklung 5 verbunden. Das Ende C der Sekundärwicklung 5, der Anschluss des Widerstandes 8, die Drain-Elektrode des MOSFETs 6 und der eine Anschluss der Speicherdrossel 12 bilden einen Knoten, während das Ende D der Sekundärwicklung 5, der Anschluss des Widerstandes 8, die Drain-Elektrode des MOSFETs 7 einen weiteren Knoten bilden. Die Source-Elektroden der beiden MOSFETs 6, 7 sind auf die Leitung 11 geschaltet. Zwischen den Ausgängen 14, 15 befindet sich ein Kondensator 13 mit Glättungs- und Speicherfunktion.
Diese Schaltung bedingt eine zwischen den Ausgängen 14, 15 anliegende passive Last. Sind jedoch zwei oder mehrere solche nun beschriebene geschaltete Gleichrichter parallel geschaltet, so kann - beispielsweise bei kurzfristig ausfallender Schaltfunktion des Schalters 4 - Strom in die Schaltung zurückfliessen, was zu Kurzschluss über die nun leitenden MOSFETs 6, 7 und eventuell zu deren Zerstörung führt. Gestrichelt eingetragen sind ebenfalls die beiden sog. Substratdioden der MOSFETs 6, 7.
Fig. 1b zeigt eine Variante zum Stande der Technik nach dem US-Patent 5'434'768 von I. D. Jitaru. Für den Transformator 3 ist sowohl Durchfluss- als auch Sperrwandlerbetrieb möglich. Ferner ist in Fig. 1b gegenüber Fig. 1a eine zweite Speicherdrossel 12 vorhanden, was die Qualität der Ausgangsspannung über den Ausgängen 14, 15 verbessert.
Fig. 2 zeigt das Prinzip der erfindungsgemässen Lösung. Wesentlich ist zunächst, dass die Gate-Elektroden der MOSFETs 6, 7 nicht mehr direkt über Widerstände angesteuert werden, sondern dass der Ladungszustand jeder Gate-Elektrode durch den über einen Widerstand abfliessenden Source-Drain-Strom eines MOSFETs erzeugt bzw. aufrechterhalten wird: Dem MOSFET 6 ist ein weiterer MOSFET 16 und ein Widerstand 18, dem MOSFET 7 ein weiterer MOSFET 17 und ein Widerstand 19 zugeordnet. Ist die Induktionsspannung UCD über der Sekundärwicklung 5 positiv, so wird ein Kondensator 24 über einen Widerstand 25, welcher an das Ende C der Sekundärwicklung 5 angeschlossen ist, positiv aufgeladen gegenüber dem Potential der Leitung 11, an welche der Kondensator 24 anderseitig angeschlossen ist. Der Kondensator 24 ist verbunden mit den Gate-Elektroden der MOSFETs (16, 17), macht diese bei entsprechender Polarität von UCD leitend. Dadurch werden die Gate-Elektroden der MOSFETs 6, 7 aufgeladen und diese - ebenfalls bei entsprechender Polarität von UCD leitend und entweder als Gleichrichter-(MOSFET 7) oder als Freilaufdiode (MOSFET 6) arbeiten.
Ist die Spannung über dem Kondensator nicht ausreichend positiv oder die Spannung UCD über die Sekundärwicklung 5 zu klein, so sperren die MOSFETs 6, 7. Es leiten dann nur die Substrat-Dioden der MOSFETs 6, 7: Die Anordnung wirkt wie ein normaler Diodengleichrichter. Zwar verschlechtert sich dabei der Wirkungsgrad, eine Rückspeisung bzw. ein Kurzschluss über die MOSFETs 6, 7 ist jedoch verhindert.Im Sinne einer Variante ist eine Schottky-Diode 26 parallel zu MOSFET 6 geschaltet. Diese Schottky-Diode 26 zeichnet sich aus durch geringere Vorwärtsspannung und besseres Schaltverhalten im Vergleich zur Substrat-Diode des MOSFETs 6. In der Betriebsart als Synchron-Gleichrichter kann daraus Nutzen gezogen werden, wenn der MOSFET 6 vorverschoben gesperrt wird; der Strom wechselt dann auf die Schottky-Diode 26. Der MOSFET 6 und die Schottky-Diode 26 sind über einen mit der Ziffer 29 bezeichneten Schaltblock mit der Leitung 11 verbunden. Für die Funktion des geschalteten Gleichrichters ist der Schaltblock 29 unerheblich und kann als sehr niederohmiger Widerstand betrachtet werden. Der Schaltblock 29 dient zur Strommessung. Um in den Diodengleichrichter-Betriebszustand zu wechseln, tritt eine - bisher unerwähnt gebliebene, als Block eingezeichnete - Logik 30 in Funktion: Sie schliesst die über den Widerstand 25 am Kondensator 24 aufgebaute Spannung kurz und gewährleistet einen klaren Wechsel von der Betriebsart mit geschalteten Gleichrichtern zur unempfindlichen Diodenbetriebsart. Die Logik 30 bezieht die Information für den Entscheidungsprozess über eine Leitung 31. Ausführungsbeispiele zur Logik 30 sind in den folgenden Figuren dargestellt. Die gleiche Schaltung - hinsichtlich des Schaltblocks 29 und der Logik 30 - ist in Fig. 3 in mehr prinzipieller Weise dargestellt. Weite Teile der Schaltung sind weggelassen. Der Schaltblock 29 misst den durch den MOSFET 6 und die dazu parallel geschaltete Schottky-Diode 26, gibt über die Leitung 31 eine dazu analoge Grösse an die Logik 30 weiter, welche beim Unterschreiten einer bestimmten Schwelle den Kondensator 24 entlädt und dadurch, über die MOSFETs 16, 17 die MOSFETs 6, 7 sperrt.
Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel für den Schaltblock 29 und die Logik 30 und deren Verknüpfung. In einer mit 33 bezeichneten Leitung fliesst der zu messende Strom Ib zum MOSFET 6 und zur Schottky-Diode 26. In die Leitung 33 eingeschaltet ist ein Mess-Transformator 34 mit einer Primärwicklung 35, welche nur eine oder wenige Windungen aufweist, während eine Sekundärwicklung 36 viele Windungen aufweist, deren Spannung über eine Diode 37 an einem niederohmigen Bürdenwiderstand 38 abfällt. Dieser Spannungsabfall ist dem pulsierenden Strom Ib proportional. Die Diode 37 sperrt bei Vorzeichenumkehr des Stromes Ib und der über der Sekundärwicklung 36 induzierten Spannung und ermöglicht so die Rückmagnetisierung des Transformators 34. Die Spannung über dem Widerstande 38 wird durch die bereits genannte Leitung 31 an die Logik 30 übergeben; sie lädt über eine weitere Diode 39 einen Kondensator 40 auf ihren Spitzenwert auf. Der Kondensator 40 wird von einem hochohmigen Widerstand 41 langsam entladen. Ein nachgeschalteter Verstärker 42 vergleicht die Spannung am Kondensator 40 mit einer festen Referenzspannung Uref. Unterschreitet der Spitzenwert des Stromes Ib eine vorgegebene Schwelle, so wird ein dem Verstärker 42 nachgeschalteter Transistor 43 leitend und schliesst den Kondensator 24 kurz.
Die Strommess-Schaltung in der Logik 30 ist an sich bekannt und stellt eines der bekannten Strommess-Verfahren dar.
Die Fig. 5 und 6 zeigen Varianten zur Fig. 3 hinsichtlich der Stelle, an welcher der Strom gemessen wird, der zur Auswertung durch die Logik 30 verwendet wird. Wiederum sind nur Teile aus Fig. 2 wiedergegeben: In Fig. 5 wird der Strom in Serie mit der Sekundärwicklung 5 des Transformators 3 und mit der Source-Drain-Strecke des MOSFET 7 gemessen. Dies nur im Sinne eines Beispiels, da die Strommessung grundsätzlich an jeder Stelle im Stromkreis der Sekundärwicklung 5 angeordnet werden kann, also analog zu Fig. 3 und 4. In Fig. 6 ist die Strommessung mit dem Schaltblock 29 im Primärkreis des Transformators 3 dargestellt. Die in Fig. 4 dargestellte Schaltung für die Strommessung ist nur als Beispiel zu verstehen. Selbstverständlich sind andere Messmethoden, wie z.B. der direkte Spannungsabfall über einen - niederohmigen - Widerstand oder die Verwendung eines Hall-Wandlers gleichermassen im Sinne der Erfindung.
In Fig. 7 ist eine weitere erfindungsgemässe Schaltung für die Logik 30 dargestellt. Die Leitung 31 wird hier gespeist von jenem Puls-Signal, welches auch den Schalter 4 öffnet und schliesst. Dieses Puls-Signal wird als Steuersignal für einen wiederansteuerbaren monostabilen Multivibrator 45 benutzt, dessen Einschaltdauer etwa der Periodendauer der Schaltfrequenz entspricht. Solange die Steuerimpulse in der vorgesehenen Frequenz folgen, bleibt der Multivibrator 45 eingeschaltet, und ein über einen Widerstand 46 nachgeschalteter Transistor 47 bleibt gesperrt. Unterbleiben die Steuerimpulse, etwa weil der Steueroszillator nicht mehr taktet oder weil die Arbeitsfrequenz infolge Kurzschlusses an der Last absinkt, dann fällt der Multivibrator 45 in seine Ruhelage zurück, der Transistor 47 wird leitend und schliesst den Kondensator 24 kurz, womit der geschaltete Gleichrichter in den reinen Diodenbetrieb übergeht, damit also erfindungsgemäss gegen Rückspeisung unempfindlich wird. Anstelle der MOSFETs 16, 17 können in den beschriebenen Ausführungsbeispielen grundsätzlich auch Bipolar-Transistoren mit dazu antiparallel geschalteten Dioden verwendet werden.