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(11) | EP 0 767 553 B1 |
| (12) | EUROPÄISCHE PATENTSCHRIFT |
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| (54) |
Schaltungsanordnung für ein Autoradio zur Erzeugung kurzzeitiger Stummschaltimpulse Circuit for generating short muting impulses in a car radio receiver Circuit pour produire des impulsions d'interruption du son de courte durée pour un récepteur d'automobile |
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| Anmerkung: Innerhalb von neun Monaten nach der Bekanntmachung des Hinweises auf die Erteilung des europäischen Patents kann jedermann beim Europäischen Patentamt gegen das erteilte europäischen Patent Einspruch einlegen. Der Einspruch ist schriftlich einzureichen und zu begründen. Er gilt erst als eingelegt, wenn die Einspruchsgebühr entrichtet worden ist. (Art. 99(1) Europäisches Patentübereinkommen). |
[0001] Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für ein Autoradio nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
[0002] Eine derartige Schaltungsanordnung ist beispielsweise bei einem mobilen RDS-Empfänger (Radio-Data-Empfänger) zweckmäßig, mit dem alternative Sender kurzzeitig auf ihre Empfangsqualität überprüft werden. Damit während der Dauer der Überprüfung entstehende Störsignale nicht zum Lautsprecher gelangen können, ist es erforderlich, das NF-Signal mittels eines Austastimpulses kurzzeitig stumm zu schalten. Solche Schaltungsanordnungen sind aus den Veröffentlichungen DE 4233738, DE 4316683, EP 507096 und EP 597492 bakannt. Da bei einem abrupten Stummschalten während eines vorhandenen NF-Pegels jedoch als störend empfundene Knackgeräusche entstehen, sind Maßnahmen erforderlich, um diese soweit zu verringern, daß sie möglichst nicht mehr wahrnehmbar sind.
[0003] Zur Verringerung derartiger Störungen ist es unter anderem bekannt, die Steuerimpulse für die Austastung und die Senderüberprüfung dann zu erzeugen, wenn das NF-Signal Modulationspausen aufweist. Da nicht verdeckte Alternativfrequenz-Tests (AF-Tests) bei kleineren Feldstärken auch in Modulationspausen hörbar sind, hat es sich als zweckmäßig erwiesen, einem Austastsignal von etwa 8 ms eine Verbotszeit von etwa 1 bis 2 s folgen zu lassen. Aus dem Handbuch "Tonstudiotechnik", 2. Auflage, Seiten 101 und 102, Johannes Webers, Franzis-Verlag München, ist es bekannt, daß beim plötzlichen Einwirken eines Dauertones konstanter Intensität die volle Lautstärke erst nach einer gewissen Zeit vom Gehör wahrgenommen wird. Der einen exponentiellen Charakter zeigende Einschwingvorgang hat eine Zeitkonstante von etwa 23 ms. Ähnlich verhält es sich auch mit dem Abklingvorgang des Gehörs, der ebenfalls exponentiell verläuft und eine Zeitkonstante von etwa 25 ms aufweist.
[0004] Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung für ein Autoradio anzugeben, mit der Steuerimpulse für kurzzeitige Alternativsender-Überprüfungen bei gleichzeitigen Stummschaltungen erzeugt werden, wobei das Stummschalten nicht vom menschlichen Ohr als Störgeräusch wahrgenommen werden soll.
[0005] Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.
[0006] Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, daß die kurzzeitigen Stummschaltungen innerhalb der von der Schaltungsanordnung erkannten, durch den Abklingvorgang des Gehörs bedingten Hörschatten erfolgen. Da ein häufiges Testen alternativer Sender bei großen Empfangsfeldstärken und bei Modulation erfolgen kann, ist eine vorgesehene Steuerung zur Senderauswahl bei abfallender Empfangsfeldstärke bereits aktuell über die Senderlandschaft informiert, so daß Alternativfrequenz-Tests nicht hastig durchgeführt werden brauchen.
[0007] Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben. Durch die Einbeziehung des Mittelwert-Signalpegels nach Anspruch 2 wird ein Wirksamwerden eines durch relativ steile Signalaustastflanken entstehenden Störspektrums verhindert. Eine Impulsformerstufe nach Anspruch 3 verbietet in sinnvoller Weise im Anschluß an den Steuerimpuls für eine vorgegebene Zeitdauer eine weitere Impulsabgabe. Mit Anordnungen und Bemessungen nach den Ansprüchen 4, 5 und 6 lassen sich in vorteilhafter Weise dem Amplitudenverlauf der NF-Information entsprechende logarithmierte Pegel erzeugen. Mit einer Anordnung nach Anspruch 7 läßt sich der Ansprechpunkt bestimmen, der eine ausreichende Abdeckung des Störgeräusches innerhalb eines Hörschattens garantiert. Durch die Ausbildung der Zeitkonstantenglieder nach Anspruch 8 ist sichergestellt, daß unterschiedliche Lautstärke (Modulationshub) des Senders keine Auswirkung auf ein verändertes Verhalten des Systems hat. Das Kriterium für die Steuerung der kurzzeitigen Alternativfrequenz-Austastung ist ausschließlich die Dynamik der Modulation.
[0008] Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher erläutert.
[0009] Es zeigen:
- Fig. 1
- ein prinzipielles Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung für die Erzeugung kurzzeitiger, zur Stummschaltung und Senderüberprüfung dienende Steuerimpulse und
- Fig. 2
- einen NF-Signalverlauf und weitere daraus abgeleitete Signalverläufe.
[0010] Der Ausgang eines mit einer Verstärkerstufe versehenen NF-Bandpasses 1 ist mit dem Eingang eines Doppelweg-Logarithmierers 2 verbunden, dessen Ausgang über einen Doppelweg-Gleichrichter 3 mit dem Eingang eines eine Verstärkerstufe aufweisenden Tiefpasses 2. Ordnung 4 verbunden ist, der eine Grenzfrequenz von etwa 23 Hz aufweist. Der Ausgang des Tiefpasses 4 ist mit dem Eingang eines Addierers 5, mit dem Eingang eines ersten Zeitkonstantengliedes 6 sowie mit dem Eingang eines zweiten Zeitkonstantengliedes 7 verbunden. Der Ausgang des Addierers 5 ist mit dem ersten Eingang A einer als Logikschaltung ausgebildeten Pegelvergleichsstufe 8 verbunden. Der Ausgang des ersten Zeitkonstantengliedes 6 ist mit dem zweiten Eingang B der Pegelvergleichsstufe 8 und der Ausgang des zweiten Zeitkonstantengliedes 7 mit dem dritten Eingang C der Pegelvergleichsstufe 8 verbunden, deren Ausgang D mit dem Eingang einer Impulsformerstufe 9 verbunden ist. Der Addierer 5 addiert zu dem ihm zugeführten Eingangspegel einen Gleichspannungspegel von beispielsweise 0,6 Volt. Das erste und das zweite Zeitkonstantenglied 6, 7 sind derart ausgebildet, daß sich ihre Ausgangspegel in Abhängigkeit von der Zeit weitgehend linear ändern. Für das erste Zeitkonstantenglied 6 ist eine Änderungsgeschwindigkeit von beispielsweise 18 Volt pro Sekunde und für das zweite Zeitkonstantenglied 7 von beispielsweise 1 Volt pro Sekunde vorgesehen. Die Impulsformerstufe 9 ist derart ausgelegt, daß sie bei einem ihr von der Vergleichsstufe zugeführten Eingangssignal einen Steuerimpuls (S6) mit einer Dauer von beispielsweise 5 ms abgibt und daran'anschließend für eine Dauer von gleich/größer 100 ms für weitere Ansteuerungen gesperrt ist.
[0011] Es wird davon ausgegangen, daß bei einem nicht dargestellten, an sich bekannten Autoradio ein Multiplexsignal (MPX-Signal) zur Verfügung steht und daß für eine Stummschaltung und für eine während dieser Stummschaltzeit von beispielsweise 8 ms durchzuführenden Senderüberprüfung ein Steuerimpuls mit einer Dauer von etwa 5 ms erzeugt werden soll.
[0012] Das aus dem MPX-Signal mittels des Bandpasses 1 herausgefilterte NF-Signal S1 wird über den Doppelweg-Logarithmierer 2 und über den Doppelweg-Gleichrichter 3 dem Tiefpaß 2. Ordnung 4 zugeführt. In der Fig. 2 ist der Verlauf eines derartigen NF-Signals S1 im linearen Maßstab wiedergegeben. Am Ausgang des Tiefpasses 4 ist ein Signal S2 entnehmbar, dessen Verlauf einer Hüllkurve des gleichgerichteten und gesiebten NF-Signals entspricht, wobei das logarithmierte Signal S2 auf einen Wert von 1 Volt pro 10 dB Pegeländerung verstärkt wird. Dem ersten Eingang der Logikschaltung 8 wird das um einen Gleichspannungspegel von 0,6 Volt angehobene Hüllkurvensignal S2 als Referenzwertpegel S3 zugeführt. Dem zweiten Eingang B der Logikschaltung 8 wird das über das erste Zeitkonstantenglied 6, dessen Zeitkonstante weitgehend der Zeitkonstante für Ein- und Ausschwingvorgänge des menschlichen Gehörs entspricht, geführte Signal S2 als gehörbezogener Signalpegel S4 zugeführt. Dem dritten Eingang C der Logikschaltung 8 wird das dem zweiten Zeitkonstantenglied 7 als Mittelwertpegel S5 entnommene Signal zugeführt.
[0013] Wie aus der Fig. 2 ersichtlich ist, geben die Pegel S2 und S3 den Hüllkurvenverlauf des NF-Signals S1 wieder. Wird, wie dargestellt, im Punkt a der Pegel S3 am ersten Eingang A der Logikschaltung 8 kleiner als der Pegel S4 am zweiten Eingang B und wird zudem im Punkt b der Pegel S3 kleiner als der Pegel S5, so entsteht am Ausgang D der Logikschaltung 8 ein Signal, welches die Impulsformerstufe 9 startet. Diese gibt nun ihrerseits einen Steuerimpuls mit einer Dauer von etwa 5 ms ab und ist daran anschließend für eine Dauer von gleich/größer 100 ms für weitere Ansteuerungen gesperrt. Damit die kurzzeitige NF-Austastung auch im Hörschatten erfolgt, ist es erforderlich, die Pegelanhebung mittels der Addierstufe 5 derart zu bemessen, daß der Hüllkurvenpegel S2 zum einen etwa 6 dB unter dem Ohrkurvengegel S4 und zum anderen etwa 6 dB unter dem Mittelwertpegel S5 liegt. Die beim vorliegenden Ausführungsbeispiel gewählte Pegelanhebung von 0,6 Volt kann in einer praktischen Schaltung durch eine Basis-Emitter-Schwelle eines Transistors erzeugt werden.
[0014] Durch die Logarithmierung des NF-Signals ist sichergestellt, daß die unterschiedliche Lautstärke (Modulationshub) der Sender keine Auswirkung auf ein veränderliches Verhalten des Systems hat. Ausschließlich die Dynamik der Modulation ist das Kriterium für die Steuerung der kurzen Stummschalt- und Überprüfzeiten.
[0015] Da es nicht möglich ist, in die Zukunft zu messen - das eigentliche Stummschaltsignal aber etwa 8 ms lang ist -, basiert die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung außerdem darauf, daß nach einer erkannten Hörabschattung - nicht innerhalb von etwa 8 ms - wieder ein Pegelanstieg erfolgt. Praktische Versuche haben ergeben, daß zu etwa größer 95 % die 8 ms-Stummschaltungen im sogenannten Hörschatten liegen. Dieses bedeutet, daß nur etwa jede zwanzigste bis dreißigste Stummschaltung hörbar sein könnte. In der Realität eines RDS-Konzeptes mit Stummschalt-Verdeckung stellt die Logik dem Prozessor ein etwa 3 bis 5 ms langes Fenster für den Beginn des AF-Tests zur Verfügung. Wird dieses Fenster verpaßt, muß auf das nächste gewartet werden. Kommt es bei kritischen Empfangssituationen zu zeitlichen Problemen, so liegt es in der Hand der Software, AF-Sprünge ohne Freigabe zuzulassen.
1. Schaltungsanordnung für ein Autoradio, bei dem mittels in Abhängigkeit von einem NF-Signal
gewonnener Steuerimpulse die Wiedergabe des empfangenen Senderprogramms kurzzeitig
stummgeschaltet wird und innerhalb der Stummzeitdauer alternative Sender auf ihre
Empfangswürdigkeit überprüft werden,
dadurch gekennzeichnet,
daß Mittel (1, 2, 3, 4) vorgesehen sind, die aus einer dem Multiplexsignal-weg des Autoradios entnommenen NF-Information ein Signal (S2) gewinnen, dessen Pegel dem Verlauf einer Hüllkurve des NF-Signals (S1) entspricht und das dem Amplitudenverlauf der NF-Information entspricht, und daß eine Pegelvergleichsstufe (8) und ein erstes Zeitkonstantengleid (6) vorgesehen sind, so daß das dem Amplitudenverlauf der NF-Information entsprechende Signal (S2) zum einen um einen vorgegebenen Pegelwert erhöht und als Referenzwertpegel (S3) einem ersten Eingang (A) der Pegelvergleichsstufe (8) unverzögert und zum anderen als gehörbezogenen Signal pegel (S4) einem zweiten Eingang (B) der Pegelvergleichsstufe (8) über das erste Zeitkonstantenglied (6) zugeführt wird, dessen Zeitkonstante weitgehend der Zeitkonstante für Ein- und Ausschwingvorgänge der Lautstärkeempfindung des menschlichen Gehörs entspricht, und daß die Pegelvergleichsstufe (8) derart bemessen ist, daß ihr Ausgang (D) den eine Stummschaltung und eine Senderüberprüfung einleitenden Steuerimpuls (S6) abgibt, wenn der am ersten Eingang (A) der Vergleichsstufe (8) anliegende Referenzwertpegel (S3) den am zweiten Eingang (B) anliegenden gehörbezogenen Signalpegel (S4) unterschreitet.
dadurch gekennzeichnet,
daß Mittel (1, 2, 3, 4) vorgesehen sind, die aus einer dem Multiplexsignal-weg des Autoradios entnommenen NF-Information ein Signal (S2) gewinnen, dessen Pegel dem Verlauf einer Hüllkurve des NF-Signals (S1) entspricht und das dem Amplitudenverlauf der NF-Information entspricht, und daß eine Pegelvergleichsstufe (8) und ein erstes Zeitkonstantengleid (6) vorgesehen sind, so daß das dem Amplitudenverlauf der NF-Information entsprechende Signal (S2) zum einen um einen vorgegebenen Pegelwert erhöht und als Referenzwertpegel (S3) einem ersten Eingang (A) der Pegelvergleichsstufe (8) unverzögert und zum anderen als gehörbezogenen Signal pegel (S4) einem zweiten Eingang (B) der Pegelvergleichsstufe (8) über das erste Zeitkonstantenglied (6) zugeführt wird, dessen Zeitkonstante weitgehend der Zeitkonstante für Ein- und Ausschwingvorgänge der Lautstärkeempfindung des menschlichen Gehörs entspricht, und daß die Pegelvergleichsstufe (8) derart bemessen ist, daß ihr Ausgang (D) den eine Stummschaltung und eine Senderüberprüfung einleitenden Steuerimpuls (S6) abgibt, wenn der am ersten Eingang (A) der Vergleichsstufe (8) anliegende Referenzwertpegel (S3) den am zweiten Eingang (B) anliegenden gehörbezogenen Signalpegel (S4) unterschreitet.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß ein zweites Zeitkonstantenglied (7) vorgesehen ist, so
daß das den Amplitudenverlauf der NF-Information entsprechende Signal (S2) einem dritten Eingang (C) der Pegelvergleichsstufe (8) über das zweite Zeitkonstantenglied (7) zugeführt wird, dessen Zeitkonstante so gewählt ist, daß sie einen Mittelwert (S5) bildet, und daß die Pegelvergleichsstufe (8) derart bemessen ist, daß ihr Ausgang (D) den eine Stummschaltung und eine Senderüberprüfung einleitenden Steuerimpuls (56) abgibt, wenn der am ersten Eingang (A) der Vergleichsstufe (8) anliegende Referenzpegel (S3) den am zweiten Eingang (B) anliegenden Signalpegel (S4) und den am dritten Eingang (C) anliegende Mittelwert-Signalpegel (S5) unterschreitet.
dadurch gekennzeichnet, daß ein zweites Zeitkonstantenglied (7) vorgesehen ist, so
daß das den Amplitudenverlauf der NF-Information entsprechende Signal (S2) einem dritten Eingang (C) der Pegelvergleichsstufe (8) über das zweite Zeitkonstantenglied (7) zugeführt wird, dessen Zeitkonstante so gewählt ist, daß sie einen Mittelwert (S5) bildet, und daß die Pegelvergleichsstufe (8) derart bemessen ist, daß ihr Ausgang (D) den eine Stummschaltung und eine Senderüberprüfung einleitenden Steuerimpuls (56) abgibt, wenn der am ersten Eingang (A) der Vergleichsstufe (8) anliegende Referenzpegel (S3) den am zweiten Eingang (B) anliegenden Signalpegel (S4) und den am dritten Eingang (C) anliegende Mittelwert-Signalpegel (S5) unterschreitet.
3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß eine Impulsformerstufe (9) vorgesehen ist, so
daß die Impulsformerstufe (9) derart ausgelegt ist, daß sie bei einem ihr von der Vergleichsstufe (8) zugeführten Eingangssignal einen Steuerimpuls (S6) vorgegebene Dauer abgibt und daran anschließend für eine vorgegebene Dauer für weitere Ansteuerungen gesperrt ist.
dadurch gekennzeichnet, daß eine Impulsformerstufe (9) vorgesehen ist, so
daß die Impulsformerstufe (9) derart ausgelegt ist, daß sie bei einem ihr von der Vergleichsstufe (8) zugeführten Eingangssignal einen Steuerimpuls (S6) vorgegebene Dauer abgibt und daran anschließend für eine vorgegebene Dauer für weitere Ansteuerungen gesperrt ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Mittel zur Gewinnung des dem Amplitudenverlauf der NF-Information entsprechenden Signals (S2) einen NF-Bandpaß (1), einen Logarithmierer (2), einen Gleichrichter (3) und einen NF-Tiefpaß (4) aufweisen.
dadurch gekennzeichnet,
daß die Mittel zur Gewinnung des dem Amplitudenverlauf der NF-Information entsprechenden Signals (S2) einen NF-Bandpaß (1), einen Logarithmierer (2), einen Gleichrichter (3) und einen NF-Tiefpaß (4) aufweisen.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß dem NF-Bandpaß (1) ein Doppelweg-Logarithmierer (2), ein Doppelweg-Gleichrichter (3) und ein Tiefpaß 2. Ordnung (4) nachgeschaltet sind, wobei die Reihenfolge von Logarithmierer (2) und Gleichrichter (3) beliebig sein kann.
dadurch gekennzeichnet,
daß dem NF-Bandpaß (1) ein Doppelweg-Logarithmierer (2), ein Doppelweg-Gleichrichter (3) und ein Tiefpaß 2. Ordnung (4) nachgeschaltet sind, wobei die Reihenfolge von Logarithmierer (2) und Gleichrichter (3) beliebig sein kann.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Tiefpaß (4) eine Grenzfrequenz von etwa 23 Hz aufweist.
dadurch gekennzeichnet,
daß der Tiefpaß (4) eine Grenzfrequenz von etwa 23 Hz aufweist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß ein Addierer (5) vorgesehen ist, 56 daß das dem Amplitudenverlauf der NF-Information entsprechende Signal (S2) dem ersten Eingang (A) der als Logikschaltung ausgebildeten Vergleichsstufe (8) über dem Addierer (5) zugeführt wird, der durch eine Addition vom NF-Hüllkurvenpegel (S2) und einem Gleichspannungspegel den Referenzwertpegel (S3) bildet, und daß der Gleichspannungspegel derart bemessen ist, daß im Hörschatten auftretende Austastungen nicht wahrnehmbar sind.
dadurch gekennzeichnet, daß ein Addierer (5) vorgesehen ist, 56 daß das dem Amplitudenverlauf der NF-Information entsprechende Signal (S2) dem ersten Eingang (A) der als Logikschaltung ausgebildeten Vergleichsstufe (8) über dem Addierer (5) zugeführt wird, der durch eine Addition vom NF-Hüllkurvenpegel (S2) und einem Gleichspannungspegel den Referenzwertpegel (S3) bildet, und daß der Gleichspannungspegel derart bemessen ist, daß im Hörschatten auftretende Austastungen nicht wahrnehmbar sind.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 oder 3 bis 7 so weit sie vom Anspruch
2 abhängig sind,
dadurch gekennzeichnet,
daß das erste und das zweite Zeitkonstantenglied (6, 7) derart ausgebildet sind, daß sich ihre Ausgangspegel (S4, S5) in Abhängigkeit von der Zeit weitgehend linear ändern.
dadurch gekennzeichnet,
daß das erste und das zweite Zeitkonstantenglied (6, 7) derart ausgebildet sind, daß sich ihre Ausgangspegel (S4, S5) in Abhängigkeit von der Zeit weitgehend linear ändern.
1. Circuit arrangement for a car radio, in which control pulses optained on the basis
of an AF signal are used for briefly muting reproduction of the received station programme
and for checking alternative stations for their reception suitability within the mute
period,
characterized
in that means (1, 2, 3, 4) are provided which obtain from an AF information item removed from the car radio's multiplex signal path a signal (S2) whose level corresponds to the shape of an envelope for the AF signal (S1) and which corresponds to the amplitude curve for the AF information item, and in that a level comparison stage (8) and a first time-constant element (6) are provided, so that the signal (S2) corresponding to the amplitude curve for the AF information item is firstly increased by a prescribed level value and is supplied undelayed as a reference-value level (S2) to a first input (A) of the level comparison stage (8) and is secondly supplied as a hearing-related signal level (S4) to a second input (B) of the level comparison stage (8) via the first time-constant element (6), whose time constant largely corresponds to the time constant for build-up and die-down processes in the perception of volume in human hearing, and in that the level comparison stage (8) is proportioned such that its output (D) outputs the control pulse (S6) initiating muting and station checking if the reference-value level (S3) applied to the first input (A) of the comparison stage (8) falls below the hearing-related signal level (S4) applied to the second input (B).
characterized
in that means (1, 2, 3, 4) are provided which obtain from an AF information item removed from the car radio's multiplex signal path a signal (S2) whose level corresponds to the shape of an envelope for the AF signal (S1) and which corresponds to the amplitude curve for the AF information item, and in that a level comparison stage (8) and a first time-constant element (6) are provided, so that the signal (S2) corresponding to the amplitude curve for the AF information item is firstly increased by a prescribed level value and is supplied undelayed as a reference-value level (S2) to a first input (A) of the level comparison stage (8) and is secondly supplied as a hearing-related signal level (S4) to a second input (B) of the level comparison stage (8) via the first time-constant element (6), whose time constant largely corresponds to the time constant for build-up and die-down processes in the perception of volume in human hearing, and in that the level comparison stage (8) is proportioned such that its output (D) outputs the control pulse (S6) initiating muting and station checking if the reference-value level (S3) applied to the first input (A) of the comparison stage (8) falls below the hearing-related signal level (S4) applied to the second input (B).
2. Circuit arrangement according to Claim 1,
characterized in that a second time-constant element (7) is provided, so that the signal (S2) corresponding to the amplitude curve for the AF information item is supplied to a third input (C) of the level comparison stage (8) via the second time-constant element (7), whose time constant is chosen such that it forms a mean value (S5), and
in that the level comparison stage (8) is proportioned such that its output (D) outputs the control pulse (S6) initiating muting and station checking if the reference level (S3) applied to the first input (A) of the comparison stage (8) falls below the signal level (S4) applied to the second input (B) and below the mean-value signal level (S5) applied to the third input (C).
characterized in that a second time-constant element (7) is provided, so that the signal (S2) corresponding to the amplitude curve for the AF information item is supplied to a third input (C) of the level comparison stage (8) via the second time-constant element (7), whose time constant is chosen such that it forms a mean value (S5), and
in that the level comparison stage (8) is proportioned such that its output (D) outputs the control pulse (S6) initiating muting and station checking if the reference level (S3) applied to the first input (A) of the comparison stage (8) falls below the signal level (S4) applied to the second input (B) and below the mean-value signal level (S5) applied to the third input (C).
3. Circuit arrangement according to one of Claims 1 or 2,
characterized in that a pulse shaper stage (9) is provided, so that the pulse shaper stage (9) is designed such that, upon an input signal supplied to it by the comparison stage (8), it outputs a control pulse (36) of prescribed duration and is then disabled for further control operations for a prescribed duration.
characterized in that a pulse shaper stage (9) is provided, so that the pulse shaper stage (9) is designed such that, upon an input signal supplied to it by the comparison stage (8), it outputs a control pulse (36) of prescribed duration and is then disabled for further control operations for a prescribed duration.
4. Circuit arrangement according to one of Claims 1 to 3,
characterized in that the means for obtaining the signal (S2) corresponding to the amplitude curve for the AF information item have an AF bandpass filter (1), a logarithmizer 2), a rectifier (3) and an AF low-pass filter (4).
characterized in that the means for obtaining the signal (S2) corresponding to the amplitude curve for the AF information item have an AF bandpass filter (1), a logarithmizer 2), a rectifier (3) and an AF low-pass filter (4).
5. Circuit arrangement according to Claim 4,
characterized
in that the AF bandpass filter (1) has a bi-directional logarithmizer (2), a bi-directional rectifier (3) and a 2nd-order low-pass filter (4) connected downstream of it, with the order in which the logarithmizer (2) and the rectifier (3) appear being able to be arbitrary.
characterized
in that the AF bandpass filter (1) has a bi-directional logarithmizer (2), a bi-directional rectifier (3) and a 2nd-order low-pass filter (4) connected downstream of it, with the order in which the logarithmizer (2) and the rectifier (3) appear being able to be arbitrary.
6. Circuit arrangement according to Claim 5,
characterized
in that the low-pass filter (4) has a cut-off frequency of approximately 23 Hz.
characterized
in that the low-pass filter (4) has a cut-off frequency of approximately 23 Hz.
7. Circuit arrangement according to one of Claims 1 to 6,
characterized in that an adder (5) is provided, so that the signal (S2) corresponding to the amplitude curve for the AF information item is supplied to the first input (A) of the comparison stage (8), in the form of a logic circuit, via the adder (5), which forms the reference-value level (S3) by adding the AF envelope level (S2) and a DC voltage level, and in that the DC voltage level is proportioned such that blank periods arising in the acoustic shadow are not perceptible.
characterized in that an adder (5) is provided, so that the signal (S2) corresponding to the amplitude curve for the AF information item is supplied to the first input (A) of the comparison stage (8), in the form of a logic circuit, via the adder (5), which forms the reference-value level (S3) by adding the AF envelope level (S2) and a DC voltage level, and in that the DC voltage level is proportioned such that blank periods arising in the acoustic shadow are not perceptible.
8. Circuit arrangement according to one of Claims 2 or 3 to 7, in so far as they are
dependent on Claim 2,
characterized
in that the first and second time-constant elements (6, 7) are designed such that their output levels (S4, S5) change largely linearly as a function of time.
characterized
in that the first and second time-constant elements (6, 7) are designed such that their output levels (S4, S5) change largely linearly as a function of time.
1. Circuit pour un autoradio permettant de couper brièvement la reproduction d'un programme
d'émission reçu à l'aide d'impulsions de commande obtenues à partir d'un signal BF
et de vérifier dans la durée de silence des émetteurs alternatifs pour en déterminer
la qualité de réception.
caractérisé par
des moyens (1, 2', 3, 4) recueillant un signal S2 à partir du signal multiplex de l'autoradio pour une information BF, prise, et dont le niveau correspond à la courbe enveloppe du signal BF (S1) et qui correspond à la courbe d'amplitude de l'information BF et on a un étage de comparaison de niveau (8) et un premier élément à constante de temps (6) ;
le signal (S2) correspondant à la courbe d'amplitude du signal BF augmente d'une part d'une valeur de niveau prédéterminée et d'autre part retarde le niveau du signal de référence (S3) comme première entrée (A) de l'étage de comparaison de niveau (8) et d'autre part comme niveau de signal (S4) sur une seconde entrée (B2) de l'étage de comparaison de niveau (8) traversant le premier élément à constante de temps (6) dont la constante de temps correspond dans une très large mesure à la constante de temps pour une opération de réception et d'atténuation de la sensibilité des intensités au haut-parleur de l'oreille humaine ; l'étage de comparaison de niveau (8) est dimensionné pour que sa sortie (D) émette l'impulsion de commande (S6) qui lance le circuit de silence et le contrôle d'émetteur si le niveau de référence (S8) appliqué à la première entrée (A) de l'étage de comparaison (8) passe en dessous du niveau de signal (S4) appartenant à la seconde entrée (8).
caractérisé par
des moyens (1, 2', 3, 4) recueillant un signal S2 à partir du signal multiplex de l'autoradio pour une information BF, prise, et dont le niveau correspond à la courbe enveloppe du signal BF (S1) et qui correspond à la courbe d'amplitude de l'information BF et on a un étage de comparaison de niveau (8) et un premier élément à constante de temps (6) ;
le signal (S2) correspondant à la courbe d'amplitude du signal BF augmente d'une part d'une valeur de niveau prédéterminée et d'autre part retarde le niveau du signal de référence (S3) comme première entrée (A) de l'étage de comparaison de niveau (8) et d'autre part comme niveau de signal (S4) sur une seconde entrée (B2) de l'étage de comparaison de niveau (8) traversant le premier élément à constante de temps (6) dont la constante de temps correspond dans une très large mesure à la constante de temps pour une opération de réception et d'atténuation de la sensibilité des intensités au haut-parleur de l'oreille humaine ; l'étage de comparaison de niveau (8) est dimensionné pour que sa sortie (D) émette l'impulsion de commande (S6) qui lance le circuit de silence et le contrôle d'émetteur si le niveau de référence (S8) appliqué à la première entrée (A) de l'étage de comparaison (8) passe en dessous du niveau de signal (S4) appartenant à la seconde entrée (8).
2. Circuit selon la revendication 1,
caractérisé par
un second élément à constante de temps (7) de sorte que le signal (S2) correspondant à la courbe d'amplitude de l'information (BF) est appliqué à une troisième entrée (C) de l'étage de comparaison de niveau (8) par le second élément de temporisation (7) et sa constante est choisie pour former une valeur moyenne (S5) ; et
l'étage de comparaison de niveau (8) est dimensionné pour que sa sortie (D) émette l'impulsion de commande (S8) qui lance le circuit de silence et le contrôle d'émetteur si la première entrée (A8) de l'étage de comparaison (8) passe en dessous du niveau de référence (S8) du niveau de signal (S4) appliqué à la seconde entrée (B) et le niveau de signal de valeur moyenne (S5) appliqué à la seconde entrée moyenne (C).
caractérisé par
un second élément à constante de temps (7) de sorte que le signal (S2) correspondant à la courbe d'amplitude de l'information (BF) est appliqué à une troisième entrée (C) de l'étage de comparaison de niveau (8) par le second élément de temporisation (7) et sa constante est choisie pour former une valeur moyenne (S5) ; et
l'étage de comparaison de niveau (8) est dimensionné pour que sa sortie (D) émette l'impulsion de commande (S8) qui lance le circuit de silence et le contrôle d'émetteur si la première entrée (A8) de l'étage de comparaison (8) passe en dessous du niveau de référence (S8) du niveau de signal (S4) appliqué à la seconde entrée (B) et le niveau de signal de valeur moyenne (S5) appliqué à la seconde entrée moyenne (C).
3. Circuit selon l'une des revendications 1 ou 2,
caractérisé par
un étage formé en impulsions (9) conçu pour qu'en présence d'un signal d'entrée qu'il applique à l'étage de comparaison (8), il y ait émission d'une impulsion de commande (S6) d'une durée prédéterminée et ensuite blocage pour d'autres commandes pendant une durée prédéterminée.
caractérisé par
un étage formé en impulsions (9) conçu pour qu'en présence d'un signal d'entrée qu'il applique à l'étage de comparaison (8), il y ait émission d'une impulsion de commande (S6) d'une durée prédéterminée et ensuite blocage pour d'autres commandes pendant une durée prédéterminée.
4. Circuit selon l'une des revendications 1 à 3,
caractérisé en ce que
les moyens pour obtenir le signal (52) correspondant à la courbe d'amplitude de l'information (BF) se composent d'un filtre passe-bande (BF), d'un circuit logarithmique (S2), d'un redresseur (S3) et d'un filtre passe-bas (4).
caractérisé en ce que
les moyens pour obtenir le signal (52) correspondant à la courbe d'amplitude de l'information (BF) se composent d'un filtre passe-bande (BF), d'un circuit logarithmique (S2), d'un redresseur (S3) et d'un filtre passe-bas (4).
5. Circuit selon la revendication 4,
caractérisé en ce que
le filtre passe-bande (BF) (1) est suivi d'un circuit logarithmique à double chemin (2). d'un redresseur à double chemin (3) et d'un filtre passe-bas (2) du quatrième ordre, la succession des circuits logarithmiques (2) et des redresseurs (3) étant quelconque.
caractérisé en ce que
le filtre passe-bande (BF) (1) est suivi d'un circuit logarithmique à double chemin (2). d'un redresseur à double chemin (3) et d'un filtre passe-bas (2) du quatrième ordre, la succession des circuits logarithmiques (2) et des redresseurs (3) étant quelconque.
6. Circuit selon la revendication 5.
caractérisé en ce que
le filtre passe-bas (4) à une fréquence limite d'environ 23 Hz.
caractérisé en ce que
le filtre passe-bas (4) à une fréquence limite d'environ 23 Hz.
7. Circuit selon l'une des revendications 1 à 6,
caractérisé par
un additionneur (5) de sorte que le signal (S2) correspondant à la courbe d'amplitude de l'information (BF) soit appliqué à la première entrée (A) de l'étage de comparaison (8) en forme de circuit logique par l'additionneur (5) qui forme par addition du niveau de courant enveloppe (BF) (S2) et du niveau de tension continue, le niveau de référence (S3) et le niveau de tension continue est dimensionné pour que les détections produites dans l'ombre d'écoute ne soient pas perceptibles.
caractérisé par
un additionneur (5) de sorte que le signal (S2) correspondant à la courbe d'amplitude de l'information (BF) soit appliqué à la première entrée (A) de l'étage de comparaison (8) en forme de circuit logique par l'additionneur (5) qui forme par addition du niveau de courant enveloppe (BF) (S2) et du niveau de tension continue, le niveau de référence (S3) et le niveau de tension continue est dimensionné pour que les détections produites dans l'ombre d'écoute ne soient pas perceptibles.
8. Circuit selon l'une des revendications 2 ou 3 à 7, liées à la revendication 2,
caractérisé en ce que
le premier et le second élément à constante de temps (6, 7) sont réalisés pour que leur niveau de sortie (S4, S5) varie très largement de façon linéaire en fonction du temps.
caractérisé en ce que
le premier et le second élément à constante de temps (6, 7) sont réalisés pour que leur niveau de sortie (S4, S5) varie très largement de façon linéaire en fonction du temps.