Die Erfindung betrifft ein Hörhilfsgerät mit einem Mikrofon, einem Übertragungsteil zur Signalverarbeitung und einem Ausgangsverstärker mit daran angeschlossenem Hörer.
Ausgangsverstärker für Hörhilfsgeräte sollten neben geringen Verzerrungen einen geringen Energiebedarf, selbst bei hoher Ausgangsleistung, aufweisen.
Klasse-B-Verstärker haben einen besseren Wirkungsgrad als A-Verstärker. Verstärker dieser Art sind bei Hörgeräten auch bisher üblich gewesen.
Ausgangsverstärker in Form von Schaltverstärkern haben einen noch besseren Wirkungsgrad, da die Verluste in den Schaltern theoretisch Null sein können.
Bekannte Schaltverstärker verwenden die Pulsbreitenmodulation.
Beispiele solcher D-Verstärker sind z.B. in der Europäischen Patentanmeldung o 590 903 Al der Exar-Corporation und in der US-A 5,247,581 der Exar-Corporation sowie den US-A 4,689,819 und US-A 4,592,087 der Industrial Research Products Inc. offenbart und ausführlich beschrieben.
Solche D-Verstärker arbeiten im Prinzip wie folgt:
Die im Ultraschallbereich liegende Rechteckimpulsfolge eines Oszillators wird einem Integrator zugeführt, dem außerdem die Ausgangsspannung eines Niederfrequenzsignals zugeführt wird, das von einem Mikrofon über einen Verstärkerzug ankommt und als Vorspannung dient. Das Ausgangssignal des Integrators ist dann eine Dreiecks-Impulsfolge, deren Nulldurchgänge durch die dem Integrator zugeführte, im Hörfrequenzbereich liegende Vorspannung variiert werden. D.h., durch diese niederfrequente Vorspannung werden die Nulldurchgänge des Dreieckssignals von einem zur Symmetrieachse symmetrischen Verlauf ohne Vorspannungssignal variabel zu unsymmetrischen Verhältnissen verschoben, wobei die Unsymmetrie bezüglich Vorzeichen und Größe eine kontinuierlich sich ändernde Funktion der Amplitude des niederfrequenten Eingangssignals ist.
Diese Nulldurchgänge werden dann zum Steuern des Zeitpunktes und der Polarität des Ausgangssignals einer polaritätsumkehrenden, symmetrischen CMOS-Schalt-Treiberstufe verwendet, die die Dauer der positiven und negativen Schaltimpulse entsprechend der zeitlichen Verschiebung zwischen den Nulldurchgängen des Integrator-Ausgangssignals variiert, und damit ein impulsmoduliertes Ausgangssignal an den Hörer mit einem Frequenzspektrum im Niederfrequenzbereich abgibt, das ein verstärktes Abbild des Ausgangssignals des Mikrofons darstellt.
Solche mit Impulsbreitenmodulation arbeitende D-Verstärker haben einen sehr guten Wirkungsgrad und weisen fast keine Kreuzmodulation auf.
Ein Nachteil der D-Verstärker mit Impulsbreitenmodulation besteht darin, daß die Impulsbreite entweder kontinuierlich oder in ganz kleinen Schritten verändert werden sollte, wenn ein hohes Signal- zu Rausch-Verhältnis erreicht werden soll.
Die bekannten Klasse D-Ausgangsverstärker verwenden eine kontinuierliche Modulation, d.h. eine kontinuierliche Variation der Impulsbreite und benötigen daher ein kontinuierliches Ausgangssignal des Mikrofons als Eingangssignal. Wenn die dem Ausgangsverstärker vorangehende Signalverarbeitung zeitdiskret und / oder amplitudendiskret erfolgt, dann muß dieses digitale Signal zunächst, z.B. in einen Haltenetzwerk oder einem Digital/Analog-Wandler umgewandelt werden. Dies stellt einen kaum vertreibaren zusätzlichen Aufwand dar.
Aus der EP-A 0495328 ist z.B. ein Sigma-Delta-Konverter bekannt, der sich insbesondere als A/D-Wandler mit diskreten Bauelementen eignet. Derartige Schaltungen sind jedoch für den Einsatz in Hörhilfsgeräten mit hochintegrierten digitalen Schaltungen weniger geeignet.
Ferner offenbart die EP-A0597523 einen schnellen D/A-Wandler, der aus einem Sigma-Delta-Konverter und einem nachgeschalteten asynchronen Sigma-Delta-Modulator besteht, der aus dem Ausgangssignal des Sigma-Delta-Konverters ein ambivalentes, asynchron moduliertes Signal erzeugt, das dann einem Tiefpaßfilter zugeleitet wird.
Auch hier ist der Aufwand für den Ausgangsverstärker eines voll digitalisierten Hörhilfsgerätes viel zu hoch. Außerdem läßt sich damit kein hohes Signal/-Rauschverhältnis erzielen.
Aus der WO 89/04583 ist ein Hörhilfsgerät bekannt, das aus einem am Ohr zu tragenden Teil und einem über ein Kabel verbundenen und am Körper zu tragenden Signalverarbeitungsteil besteht, bei dem über ienen A/D-Wandler eine digitale Signalverarbeitung und einen nachfolgenden D/A-Wandler die Anpassung der Übertragungsfunktion des Hörgerätes an den Hörschalden des Trägers erreicht werden soll.
Der hier getriebene Aufwand, insbesondere die Verwendung von einem A/D-Wandler, einem Signalprozessor und einem nachfolgenden D/A-Wandler ist viel zu hoch und für ein voll digitalisiertes Hörhilfsgerät nicht brauchbar. Zudem läßt sich mit einer solchen Schaltung ein extrem hohes Signal/Rauschverhältnis nicht erreichen.
Schließlich offenbart die EP-A 0578021 ein Hörhilfsgerät, das jedoch keinen Signa-Delta-Konverter enthält sondern einen normalen A/D- Wandler, eine Signalverarbeitung und einen D/A-Wandler.
Auf diese Schaltungsteile folgt dann ein Modulator, der ein PWM-Signal erzeugt, das noch einem Tiefpaßfilter zugeführt werden muß. Auch hier ist der Aufwand zu hoch, abgesehen davon, daß bei einem voll-digitalen Hörhilfsgerät der Einsatz von normalen Analog-Digital-Wandlern und nach Signalverarbeitung nachfolgendem Digital-Analog-Wandler alle möglichen positiven Ergebnisse der digitalen Signalverarbeitung ziemlich illusorisch werden.
Die Erfindung geht daher einen völlig anderen Weg, der den Einsatz von D/A-Wandlern der üblichen Art im Ausgangsverstärker eines voll-digitalen Hörhilfsgerätes vermeidet.
Durch die Erfindung soll daher ein Hörhilfsgerät mit einem neuartigen, wesentlich einfacheren Ausgangsverstärker vorgeschlagen werden, bei dem ein relativ hohes Signal/Rauschverhältnis erreichbar ist, bei extrem niedrigem Leistungsbedarf und hoher Ausgangsleistung mit geringsten Verzerrungen und jeglichem Fehlen von Kreuzmodulationen sowie einer Ansteuerung des Ausgangsverstärkers mit einem digitalen Eingangssignal. Der Ausgangsverstärker kann dabei vollstandig als digitale hochintegrierte CMOS-Schaltung aufgebaut werden.
Dies wird erfindungsgemäß mit den Merkmalen des Patentanspruches 1 erreicht.
Weitere Merkmale der Erfindung sind den weiteren Ansprüchen zu entnehmen.
Die Erfindung wird nunmehr anhand eines Ausführungsbeispieles in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen näher beschrieben.
In den Zeichnungen zeigt:
Fig. 1 zeigt beispielsweise ein Hörhilfsgerät mit einem neuartigen Ausgangsverstärker, dessen Einsatz allerdings nicht auf die Verwendung in Hörhilfsgeräten beschränkt ist, sondern allgemein bei digitalen Verstärkern anwendbar ist, wo es auf ein hohes Verhältnis von Nutzsignal zu Störsignal ankommt.
Bei dem in Fig. 1 rein schematisch dargestellten Hörhilfsgerät wird das akustische Signal von einem Mikrofon 1 aufgenommen und in einem Tiefpaßfilter als Antialiasingfilter auf einen bei Hörhilfsgeräten üblichen Frequenzbereich beschränkt. Dieses niederfrequente Signal wird nun in einem Signalprozessor 3 einer Signalverarbeitung unterzogen. Darunter ist z.B. zu verstehen, daß das analoge Eingangssignal entweder analog in der Weise weiterverarbeitet wird, daß die Verstärkerkennlinie des Signalprozessors an die für den jeweiligen Hörschaden oder Hörverlust seines Trägers bezüglich aller erforderlichen Variablen angepaßt wird.
Derartige, von der Frequenz abhängige beeinflußbare Variable sind z.B. die Verstärkung der einzelnen Stufen, der Begrenzungspegel, die Kompressionsschwelle, die automatische Verstärkungsregelung mit ihren Ansprech- und Abfallzeiten, eine Kombination von Kompression und Expansion oder überhaupt ein nichtlinearer Verlauf der Verstärkung einzelner Stufen oder insgesamt aller Stufen, sowie der Ausgangs-Schalldruckpegel.
Andererseits wird man wohl vorzugsweise eine digitale Signalverarbeitung Vorsehen. In diesem Fall müßte der Signalprozessor eingangsseitig einen Digital-Analog-Wandler enthalten, für den ein eigener Taktgenerator für die Taktgabe erforderlich wäre. Dies ist allgemeiner Stand der Technik. Selbstverständlich sind dann alle oben genannten variablen Funktionen in digitaler Technik darstellbar.
Auf den Signalprozessor 3 folgt dann ein neuartiger Ausgangsverstärker. Dieser besteht im wesentlichen aus einem Signalkonverter 4, der im wesentlichen ein Σ-Δ-Konverter ist. Dieser Signalkonverter enthält als erstes eine Subtrahierstufe 5 mit zwei Eingängen, nämlich einem positiven Eingang und einem negativen Eingang, wobei der positive Eingang am Ausgang des Signalprozessors 3 angeschlossen ist. Auf diese Subtrahierstufe 5 folgt ein Tiefpaßfilter 6. In der einfachsten Ausführung könnte das Tiefpaßfilter 6 ein Integrator sein. An diesem Integrator 6 ist eine Vergleichsstufe 7 mit Haltenetzwerk angeschlossen. Der Ausgang dieser Vergleichsstufe ist über eine Rückkopplungsverbindung mit dem negativen Eingang der Subtrahierstufe 5 verbunden. Außerdem ist ein Hochfrequenz-Taktgenerator 8 vorgesehen, der ein hochfrequentes Taktimpulssignal mit einer Frequenz im Bereich von etwa 1 MHz an die Vergleichsstufe 7 abgibt. Der Ausgang des Signalkonverters 4 ist über eine Tiefpaßfunktion mit dem Hörer 10 verbunden.
Ein für den Signalprozessor 3 erforderlicher Taktgenerator mit wesentlich niedrigerer Frequenz wird vorzugsweise durch den Hochfrequenz Taktgenerator 8 synchronisiert. Dies kann beispielsweise in einfacher Weise durch Frequenzteilung mit einem Faktor M erreicht werden. Eine typische Taktfrequenz für den Signalprozessor 3 könnte etwa 32 kHz sein.
Die Wirkungsweise des Signalkonverters 4 soll anhand der Figuren 2 und 3 erläutert werden.
Das hochfrequente Taktsignal 11 des Taktimpulsgenerators 8 wird, wie bereits erwähnt, der Vergleichsstufe 7 zugeleitet. Das digitale Eingangssignal 12 in Fig. 3 (eine extrem vereinfachte Darstellung) wird der Subtrahierstufe an ihrem positiven Eingang zugeführt. Das Ausgangssignal 14 des Signalkonverters 4 gelangt über eine Rückkopplungsverbindung an den negativen Eingang der Subtrahierstufe und wird dort vom Eingangssignal 12 subtrahiert.
Das dabei entstehende Ausgangssignal wird dem Integrator 6 (der hier das Tiefpoßfilter darstellt) zugeführt und dort zum Ausgangssignal 13 integriert. Dieses Signal 13 wird in der Vergleichsstufe 7 mit Haltenetzwerk synchron mit den Flanken des hochfrequenten Taktsignals in das Ausgangssignal 14 umgewandelt, das nur zwei mögliche Werte aufweist, die hier der Einfahheit halber als +1 und -1 dargestellt sind.
Das Eingangssignal 12 soll zunächst den Wert -0,5 haben. Das integrierte Signal 13 steigt dann von -1,5 auf Null an, was einen ersten Ausgangsimpulsübergang von -1 auf +1 zur Folge hat. Das integrierte Signal fällt dann wieder auf -1,5 ab, wonach das Ausgangssignal 14 wieder den Wert -1 annimmt.
Der nachfolgende Anstieg des Eingangssignals 12 auf den Wert Null bewirkt einen steileren Anstieg des integrierten Signals 13 auf den Wert 0,5. Für die Dauer des Eingangssignalpegels 0 erhält man dann über die Integration die entsprechenden Signalwerte des Ausgangssignals 14 zwischen -1 und +1, wobei jeweils die Werte -1 dem unterenWert des integrierten Signals und die Werte +1 dem oberen Wert des integrierten Signals entsprechen.
In gleicher Weise werden die weiteren Werte des Eingangssignals von 0,3, 0,6 und 1,0 über die Integration in entsprechende Impulse des Ausgangssignals 14 umgewandelt. D.h. in dem Ausgangssignal 14 ändert sich das Verhältnis von positiven Werten zu negativen Werten je Zeiteinheit in Abhängigkeit vom Eingangssignal 12.
Es ist ohne weiteres einleuchtend, daß dies eine sehr stark vereinfachte, stark gedehnte Darstellung ist. Eine Takrfrequenz von etwa 1 MHz ließe sich zeichnerisch nicht darstellen. Außerdem sind die Amplitudenänderungen extrem vereinfacht als grobe Stufen dargestellt.
Bei der Umwandlung eines niederfrequenten Analogsignals in ein digitales Signal durch zeitdieskrete und/oder amplitudendiskrete Umwandlung wird das Analogsignal quantisiert. Die in Fig. 3 gezeigten Stufen des Eingangssignals 12 stehen also stellvertretend für entsprechende Amplitudenschritte eines quantisierten Analogsignals.
Während man normalerweise bei einer Impulsbreitenmodulation üblicher Art mit Taktimpulsfrequenzen von z.B. 100 kHz auskommt, sind im vorliegenden Fall zur Erzielung eines großen Verhältnisses von Nutzsignal zu Störsignal wesentlich höhere Taktimpulsfrequenzen erforderlich, die beispielsweise im Bereich von 1 MHz liegen können.
Es ist offensichtlich, daß das Ausgangssignal 14 des Signalkonverters 4 neben dem erwünschten verstärkten niederfrequenten Anteil einen starken hochfrequenten Signalanteil enthält, der natürlich ein unerwünschtes Störsignal darstellt, das z.B. durch ein passives Tiefpaßfilter entfernt werden muß.
Verwendet man diesen Ausgangsverstärker in einem Hörhilfsgerät, dann kann die Induktivität der Schwingspule des Hörers und die Tiefpaßeigenschaften des mechanischen und akustischen Systems des Hörhilfsgerätes und des menschlichen Ohres diese Tiefpaßfunktion vollkommen übernehmen, so daß ein gesondertes Tiefpaßfilter entbehrlich erscheint.
Dieser neuartige, insbesondere für Hörhilfsgeräte geeignete Ausgangsverstärker hat eine Reihe von Vorteilen. Alle Impulsflanken sind mit einer bekannten Taktimpulsfrequenz synchronisiert, die zudem dazu verwendet werden kann, den für den vorgeschalteten Signalprozessor erforderlichen, bei wesentlich niedrigerer Taktfrequenz arbeitenden Taktimpulsgenerator zu synchronisieren.
Außerdem kann das Eingangssignal des Ausgangsverstärkers ein digitales Signal sein, und der Ausgangsverstärker kann als reine Digitalschaltung konzipiert werden. D.h. aber, daß die gesamte Schaltung als digitale Schaltung aufgebaut werden kann, wobei lediglich am Eingang des Signalprozessors 3 ein Analog/Digital-Vandler vorzusehen wäre. Daraus ergibt sich die weitere Möglichkeit, die gesamte Schaltung in C-MOS-Technik als hochintegrierte Schaltung aufzubauen.