Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung zum Anlegen eines oszillierenden elektrischen Stromes an eine Spule eines Elektromagneten, durch die der Elektromagnet in Abhängigkeit von Eingangs- oder Führungssignalen ansteuerbar ist. Bei dem Elektromagneten handelt es sich vorzugsweise um den Elektromagneten eines Hydrauliksteuerventils.

Um den an die Kupplungen eines Lastschaltgetriebes angelegten Hydraulikdruck zu steuern ist es wünschenswert, mit Analogstrom gesteuerte Elektromagnetventile zu verwenden. Für eine gleichmäßige, vorhersehbare Einstellung der Getriebeelemente beim Umschalten zwischen zwei Gängen wird eine genaue Stromsteuerung gefordert. Wegen der Belastbarkeit ist es bei Fahrzeugen nicht zweckmäßig den Strom für ein analoges Ventil durch die Steuerung der Spannungszufuhr zu dem Ventil einzustellen. Zur Erzeugung der gewünschten Führungsgröße wird daher die Speisespannung pulsförmig in schneller Frequenz ein- und ausgeschaltet. Die Induktivität in der Spule des Elektromagneten speichert beim pulsweisen Einschalten der Spannung Energie und gibt Energie frei, wenn die Spannung abgeschaltet wird, so daß eine Durchschnittspannung erzeugt wird.

Die Steuerung des Stroms ist bei solch einer Anwendung jedoch schwierig, da die primären elektrischen Eigenschaften der Steuerventile, Widerstände und Induktivitäten nicht bekannt und nicht vorhersehbar sind. Der Widerstand der Spule des Elektromagneten kann sich innerhalb des Temperaturbereichs, dem die Spule ausgesetzt ist, um über 100% ändern. Ebenso kann sich die Induktivität der Spule infolge von Änderungen der Temperatur, der Spannungspulsfrequenz und der Versorgungsspannung um weit über 100% ändern. Desweiteren kann die Amplitude der Spannungspulse in einem Bereich zwischen 9 und 16 Volt liegen.

Es ist bekannt die pulsierende Spannung zu filtern, ihren Durchschnittswert zu messen und die Führungsgröße solange zu kompensieren bis der gewünschte Durchschnittsstromwert erreicht ist. Solch eine Technik arbeitet jedoch bei Anwendungen für Getriebesteuerungen nicht befriedigend. Dies liegt daran, daß während einer Umschaltung der an das Ventil angelegte Führungswert sich schnell ändert. Der Führungswert steigt entweder schnell an oder fällt schnell ab, je nachdem, ob das Getriebeelement herankommt oder weggeht. Um den Realzeitmittelwertstrom zu messen muß die Führungsgröße für eine bestimmte Zeit konstant gehalten werden. Hierfür steht während einer Umschaltung jedoch nicht die erforderliche Zeit zur Verfügung. Es ist daher wünschenswert einen Ventiltreiber zur Verfügung zu haben, welcher einen genauen Strommittelwert für eine Spule mit einem unbekannten Widerstand und einer unbekannten Induktion erzeugt, ohne daß eine Feedback-Messung des Strommittelwerts erforderlich ist.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe wird darin gesehen, eine gattungsgemäße Elektromagnettreiberschaltung derart auszubilden, daß die eingangs genannten Probleme überwunden werden. Insbesondere soll ein Durchschnittstrom erzeugt werden, der in linearem Zusammenhang mit dem Eingangs- oder Führungssignal steht.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Lehre des Patentanspruchs 1 gelöst. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen hervor.

Erfindungsgemäß liefert eine elektrische Schaltung einen oszillierenden elektrischen Strom an die Spule eines Elektromagneten, um den Elektromagneten zu veranlassen, sich in Abhängigkeit eines vorgegebenen veränderlichen Führungssignals zu bewegen. Die Elektromagnettreiberschaltung versorgt die Spule mit einem Strom, welcher veränderliche obere und untere Grenzstromwerte aufweist. Dabei nimmt der untere Grenzstromwert im wesentlichen ein konstantes Verhältnis zu dem oberen Grenzstromwert ein. Die Grenzstromwerte können auch mit Spitzenstromwert oder Scheitelstromwert bezeichnet werden.

Die erfindungsgemäße Lösung ermöglicht eine genaue Stromsteuerung des Magnetspulentreibers mit einem unmittelbaren Ansprechen, d.h. einer minimalen zeitlichen Verzögerung zwischen dem Stromsollwert und dem tatsächlichen Strom in der Spule. Der Magnetspulentreiber läßt sich mit wenigen Komponenten bei niedrigen Kosten herstellen. Die Anforderungen an den Mikroprozessor sind sehr gering, da der Mikroprozessor nur geringfügig in die Stromregelung eingreift (Software-Effektivität). Die Frequenz des Elektromagnettreibers läßt sich auf einfache Weise bei einem nominalen Betriebspunkt (Nominalstrom, Widerstand, Induktivität und Spannungsversorgung) optimieren, indem geeignete Widerstände für die Schaltung ausgewählt werden. Desweiteren ermöglicht die erfindungsgemäße Schaltung eine maximale Fehlererkennung der Elektromagnettreiberschaltung. Es ist auch von Vorteil, daß beim Anschalten und/oder während eines Rücksetz-Modus des Mikroprozessors der von der Elektromagnettreiberschaltung an die Magnetspule ausgegebenen Strom Null ist.

Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung enthält die Schaltung einen Signalteiler, durch den von dem Führungssignal ein oberer Grenzstromsignalwert und ein unterer Grenzstromsignalwert, welcher ein konstantes Verhältnis zu dem oberen Grenzstromsignalwert einnimmt, erzeugt werden. Ein Strommeßwiderstand erzeugt eine Strommeßspannung, die dem Strom durch die Spule entspricht. Ein erster Komparator vergleicht die Strommeßspannung mit dem oberen Stromsignalwert. Ein zweiter Komparator vergleicht die Strommeßspannung mit dem unteren Stromsignalwert. Ein Stromtreiber liefert einen Treiberstrom an die Elektromagnetspule als Funktion der Ausgangssignale, welche durch den ersten Komparator und den zweiten Komparator erzeugt werden, so daß der Spulenstrom einen unteren Grenzstromwert aufweist, der im wesentlichen in einem konstanten Verhältnis zu dem oberen Grenzstromwert steht. Der Durchschnittsstrom folgt linear dem Grenzstrom, weil die untere Spitze immer in einem konstanten Prozentverhältnis zu dem vorgegebenen oberen Grenzstrom steht. Weil das Verhältnis zwischen den Grenzen oder Spitzen konstant ist, erhält sich die Linearität zwischen Durchschnittsstrom und vorgegebenem Grenzstrom selbst dann, wenn sich die Induktivität und/oder der Widerstand der Spule oder wenn sich die Versorgungsspannung ändert. Da der Amplitudenwert zwischen den Grenzen oder Spitzen mit dem Durchschnittsstrom zunimmt, ist der Frequenzbereich des Elektromagnettreibers minimiert.

Anhand der Zeichnung, die in einer Figur ein Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt, werden nachfolgend die Erfindung sowie weitere Vorteile und vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung näher beschrieben und erläutert.

Die Elektromagnettreiberschaltung 10 steuert den an die Spule L1 eines nicht dargestellten elektromagnetisch betätigten Getriebesteuerventils angelegten Strom in Abhängigkeit eines analogen Spannungsführungssignals V-CMD, welches von dem PWM-Ausgang (Pulspausenmodulation) eines Mikroprozessors MP erzeugt wird. Vorzugsweise hat das Führungssignal einen Spannungsbereich von 0 bis 5 Volt, welcher mit einem gewünschten Spulenstrom von 0 bis 1000 mA korrespondiert. Daher wandeln ein an eine geregelte Spannungsversorgung von 5 Volt angeschlossener Pull-up-Widerstand R15 und ein Inverter 12 das Führungssignal von PWM, welches ein Pulspausenverhältnis (duty cycle) von 0% bis 100% aufweist, in eine analoge Spannung von 5 bis 0 Volt um. Dabei wird eine 2-Millisekundenfilterschaltung bestehend aus dem Widerstand R14 und der Kondensator C5 verwendet.

Das gefilterte Führungssignal wird dann an einen Spannungsteiler angelegt, welcher aus den Widerständen R11 und R10 gebildet wird und an der Verbindung zwischen R11 und R10 eine Führungsspannung V-PU (oberer Spannungsgrenzwert) liefert. Ein Kondensator C4, der parallel zum Widerstand R10 angeschlossen ist, liefert zusätzlich einen leichten Filterungsbeitrag. Die Spannung V-PU wird dem + Eingang eines Rücksetzbefehl-Komparators 14 und einem zwischen V-PU und Erde liegenden durch die Widerstände R8 und R9 gebildeten Spannungsteiler zugeführt. An der Verbindung zwischen R8 und R9 steht ein Signal V-PL (unterer Spannungsgrenzwert) an, das in einem konstanten Verhältnis (Prozentwert) zu V-PU steht und das an den - Eingang eines Setzbefehl-Komparators 16 angelegt ist.

Der Ausgang des Rücksetzbefehl-Komparators 14 ist über einen Widerstand R6 mit + 5 Volt verbunden und an einen Eingang eines Setz-Rücksetz-Flipflops 18 (mit Schmidt-Trigger-Eingang) angelegt, der aus zwei überkreuz miteinander verbundenen NAND-Gittern 20, 22 und einem Kondensator C2 gebildet ist. Der Ausgang des Setzbefehl-Komparators 16 ist über einen Widerstand R7 mit + 5 Volt verbunden und an einen weiteren Eingang des Setz-Rücksetz-Flipflops 18 angelegt.

V-PU ist desweiteren an den + Eingang eines Komparators 24, der mit einem geerdeten Kondensator C3 Teil einer Abschalt-Schaltung 26 ist, angelegt. Ein durch die Widerstände R12 und R13 gebildeter Spannungsteiler, der zwischen + 5 Volt und Erde liegt, erzeugt eine Abschaltspannung VSHUTOFF, die an den - Eingang des Komparators 24 angelegt ist, so daß der Komparator 24 so lange ein Abschaltsignal erzeugt, bis V-PU einen Schwellwert erreicht, der einem Spulenstrom von ungefähr 150 mA entspricht. Zwischen Erde und der Verbindungsstelle zwischen R12 und R13 liegt ein Kondensator C6. Der Ausgang des Komparators 24 (und der Abschalt-Schaltung 26) ist mit dem Eingang IN eines Treibers 28 verbunden. Der Ausgang OUT des Treibers 28 ist mit einem Ende der Magnetspule L1 sowie über eine Freilaufdiode D1 mit Erde verbunden.

Das andere Ende der Spule L1 steht über den Strommeßwiderstand R2 mit Erde in Verbindung. Die Spannung über dem Widerstand R2 ist proportional zu dem durch die Spule L1 fließenden Strom. Hochfrequentes Rauschen dieser Spannung wird durch den Widerstand R3, den Kondensator C1 und den Widerstand R5 herausgefiltert, um eine Spannung VSENSE zu erzeugen. Durch die Diode D2 erfolgt die Unterdrückung eines Spannungsausgleichs (Spannungstransienten). Die Spannung VSENSE wird an den + Eingang des Komparators 16 und an den - Eingang des Komparators 14 angelegt.

Ein Komparator 30 weist einen + Eingang, an dem VSENSE anliegt, und einen - Eingang, an dem die Spannung VSHUTOFF anliegt, auf. Der Ausgang des Komparators 30 ist über einen Pull-up-Widerstand R1 mit + 5 Volt verbunden und ist unmittelbar an den Status-Eingang ST des Treibers 28 angeschlossen. Er zieht den ST Eingang runter, wenn VSENSE unter VSHUTOFF liegt. Der Ausgang des Komparators 30 erzeugt ein Statussignal, welches an einen digitalen Eingang des Mikroprozessors MP angelegt wird. Damit kann der Mikroprozessor Fehler in der Schaltung feststellen, sofern die Führungsspannung V-PU größer als ein Wert ist, der einem Spulenstrom von 150 mA entspricht. Das Statussignal wird ignoriert, sofern das Führungssignal nicht größer als 150 mA ist.

Vorzugsweise ist der Treiber ein Profet von Siemens oder ein Äquivalent hierzu, welches in der Lage ist, eine Leitungsunterbrechung oder einen Kurzschluß in der Spule L1 festzustellen. Wenn der Treiber 28 einen Fehler feststellt, zieht es seine Statusleitung ST nach unten.

Der Komparator 16 zieht seinen Ausgang nach Erde, wenn VSENSE zu klein wird (kleiner als V-PL). Der Komparator 14 zieht seinen Ausgang nach Erde, wenn VSENSE zu groß wird (größer als V-PU). In dem vorliegenden Beispiel sind die Widerstände R8 und R9 so ausgewählt, daß V-PL 78,5% von V-PU beträgt. Wenn VSENSE unter V-PL liegt, wird der Treiber 28 eingeschaltet (gesetzt) und bleibt eingeschaltet bis VSENSE über V-PU ansteigt. Wenn VSENSE den Wert V-PU erreicht, wird der Treiber ausgeschaltet (zurückgesetzt) bis VSENSE wieder unter V-PL fällt.

Um sicherzustellen daß der Treiber 28 ausgeschaltet ist, wenn die Führungsspannung zu tief liegt (um beispielsweise Haftreibungen des Elektromagneten zu überwinden), werden V-PU und eine kleine konstante Spannung VSHUTOFF in den Komparator 24 eingespeist. Wenn die Führungsspannung des Mikroprozessors MP kleiner ist als ein Wert, der mit einem Spulenstrom von 150 mA korrespondiert, zieht der Komparator 24 den Eingang des Treibers 28 nach tief, schaltet den Treiber 28 aus und verhindert, daß der Flipflop 18 den Treiber 28 einschaltet.

Mit dieser Schaltung folgt der Durchschnittsstrom durch die Spule L1 linear dem Grenzstrom, weil der untere Grenzstrom immer in einem konstanten Verhältnis zum oberen Grenzstrom steht. Mit ansteigendem Führungswert steigt auch die Spitzen-zu-Spitzen-Amplitude an, das Verhältnis zwischen unterem Grenzwert und oberem Grenzwert bleibt jedoch konstant. Die Linearität bleibt sogar dann bestehen, wenn sich die Induktivität und/oder der Widerstand der Spule L1 ändern und/oder wenn die Versorgungsspannung schwankt.

Diese Schaltung arbeitet bei einer veränderlichen Frequenz. Die Frequenz variiert als Funktion der Führungsspannung, des Widerstands und der Induktivität der Spule sowie der Versorgungsspannung. Da jedoch die Spitzen-zu-Spitzen-Amplitude in gleicher Weise ansteigt wie der Durchschnittsstrom, ist die Frequenzvariation viel geringer als wenn die Spitzen-zu-Spitzen-Amplitude konstant wäre. Durch die Einstellung des Verhältnisses des Spannungsteilers R8, R9 kann die Frequenz des nominalen Betriebspunktes (nominaler Strom, Widerstand und Induktivität der Spule und Versorgungsspannung) optimiert werden.

Für mehrere Treiber kann lediglich eine dieser Steuerschaltungen verwendet werden, sofern die Treiber niemals zur selben Zeit eingeschaltet sind. Beispielsweise können ein Vorwärtstreiber und ein Rückwärtstreiber auf eine gemeinsame Ansteuer- und Strommeßschaltung zurückgreifen. Auf einfache Weise kann der Eingang des Vorwärtstreibers über eine UND-Glied mit einem Vorwärtsschalter und der Rückwärtstreiber über ein UND-Glied mit einem Rückwärtsschalter verknüpft werden. Der Mikroprozessor treibt dann die selbe Führungssignalschaltung an ohne Rücksicht darauf, welches Ventil (Vorwärts- oder Rückwärtsventil) tatsächlich angesteuert wird.

Die Schaltung ist einfach aufgebaut und besteht aus preiswerten Komponenten. Die Belastung des Mikroprozessors ist extrem gering, da er lediglich das PWM Führungssignal erzeugen muß. Seine A/D-Eingänge sind nicht unnötig belegt, weil der Durchschnittsstrom nicht durch den Mikroprozessor gemessen wird. Es sind keine Gleichungen oder Tabellen erforderlich, um Schaltpausenverhältnisse in Stromwerte umzuwandeln, da der Zusammenhang linear ist. Das PWM Signal sollte jedoch eine ziemlich hohe Frequenz haben, so daß die Zeitkonstante des R14-C5-Filters minimiert werden kann oder auch D/A-Konverter verwendet werden können. Es sei betont, daß der Widerstand R2 so groß wie möglich gewählt werden und vorzugsweise eine Toleranz von ± 1% haben sollte. Ebenso sollten die Widerstände R8, R9, R10, R11 und R14 vorzugsweise eine Toleranz von ± 1% haben. Der Erdungspfad zwischen dem Strommeßwiderstand R2 und den Komparatoren 14, 16, 24 und 30 sollte eine sehr geringe Impedanz aufweisen. Die Genauigkeit der 5 Volt Regelversorgungsspannung für den Inverter 12 ist ebenfalls wichtig.

In folgender Tabelle sind konkrete Komponenten angegeben, die in der in der Figur dargestellten elektrischen Schaltung verwendet werden können. Diese Komponenten sind lediglich beispielhaft angegeben. Es können auch andere Komponenten verwendet werden, ohne daß der Schutzumfang vorliegender Erfindung verlassen wird.

R1, R6, R7, R15

10 kOhms

R2

1.0 kOhms

R3, R5

4.7 k

R4

2.7 k

R8

13 k

R9

47.5 k

R10

10.2 k

R11

23.7 k

R12

27.4 k

R13

1.0 k

R14

6.04 k

C1

47 pf

C2, C3, C4, C6, C7

.047 Mf

C5

.33 Mf

D1

GI S2G

D2

BAV99

12

74HC14 (Sechsfach-Schmidt-Trigger-Inverter)

14, 16, 24, 30

LM2901 (Vierfach-Komparator)

20, 22

74HC132 (Vierfach-Schmidt-Trigger-NAND-Gitter)

28

BTS410F

Auch wenn die Erfindung lediglich anhand eines Ausführungsbeispiels beschrieben wurde, erschließen sich für den Fachmann im Lichte der vorstehenden Beschreibung sowie der Zeichnung viele verschiedenartige Alternativen, Modifikationen und Varianten, die unter die vorliegende Erfindung fallen.

Beispielsweise könnte anstelle der invertierten Leistungsschalteinrichtung eine invertierte Einrichtung mit einer invertierenden Treiberzwischenstufe verwendet werden.