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DIM360 (Ver 1.5 21 Nov 2005) - 1100000/0
1067473
EUROPÄISCHE PATENTANMELDUNG
A1
20010110
EP
00107682.7
20000410
de
de
de
19931879
19990709
DE
20010110
200102
20010110
200102
7
7G 06G 7/186 A
de
Integrator
en
Integrator
fr
Intégrateur
3
Micronas GmbH
00209965
mic028ep
Hans-Bunte-Strasse 19
79108 Freiburg
DE
Bidenbach, Reiner
Marchstrasse 13
79279 Vörstetten
DE
Theus, Ulrich, Dr.
Schönbergstrasse 56
79194 Gundelfingen
DE
Patentanwälte Westphal, Mussgnug & Partner
00100411
Waldstrasse 33
78048 Villingen-Schwenningen
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Bei einem Integrator, der den analogen Fotostrom einer Fotodiode (PD) integriert, ist das Verstärkungsbandbreite-produkt wegen der parasitären Parallelkapazität (Cp) der Fotodiode (PD) verhältnismäßig klein. Bei Ausführung mit einer geschalteten Kapazität (C1) muß aber die Bandbreite und gleichzeitig auch die Gleichstromverstärkung groß sein, damit die Integratorfunktion auch bei kleinen Frequenzen gewährleistet ist. Um die beiden sich widersprechenden Forderungen nach großer Bandbreite und hoher Gleichstromverstärkung gleichzeitig zu erfüllen, liegt an einem aus einem Widerstand (R2) und einem hierzu in Reihe geschalteten Schaltungsteil (R1) sowie der Fotodiode (PD) eine Referenzspannung (V1). Der Verbindungspunkt des Spannungsteilers ist mit dem invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers (V) verbunden. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der der Schaltungsteil (R1) als geschaltete Kapazität (C1) und der Widerstand (R2) als MOS-Transistor (T1) realisiert. Die Erfindung ist als integrierter Schaltkreis besonders für Sigma-Delta-Analog-Umsetzer geeignet.
Die Erfindung betrifft einen Integrator aus einem Transkonduktanzverstärker, dessen Ausgang über eine Integrationskapazität auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt ist, und einer ersten Stromquelle mit einer parasitären Parallelkapazität.
Derartige Integratoren können beispielsweise in einem Analog-Digital-Umsetzer eingesetzt werden. In den Fig. 4 und 5 sind bekannte Analog-Digital-Umsetzer gezeigt, die im folgenden bebeschrieben und erläutert werden.
Der in der Fig. 4 abgebildete Integrator ist aus einem Transkonduktanzverstärker V aufgebaut, dessen Ausgang über eine Integrationskapazität Ci auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt ist und an dessen nichtinvertierendem Eingang eine Referenzspannung V2 anliegt. An einer Reihenschaltung aus einem verstellbaren Widerstand R1 und einer Stromquelle Q1 mit einer parasitären Parallelkapazität Cp liegt eine Referenzspannung V1. Der gemeinsame Verbindungspunkt des einsteilbaren Widerstandes R1 und der Stromquelle Q1 ist mit dem invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers V verbunden.
In der Fig. 5 ist ein Integrator gezeigt, bel dem der einstellbare Widerstand als geschaltete Kapazität C1 realisiert ist. Dieser Integrator ist daher platzsparend integrierbar.
Die in den Fig. 4 und 5 dargestellten Integratoren werden beispielsweise als Analog-Digital-Umsetzer eingesetzt. Der einstellbare Widerstand R1 bzw. die geschaltete Kapazität C1 werden in Abhängigkeit der Spannung Vo am Ausgang des Transkonduktanzverstärkers so eingestellt, daß der den einstellbaren Widerstand durchfließende Strom den Eingangsstrom aus der Stromquelle aufnimmt.
Wenn der Analog-Digital-Umsetzer zum Beispiel den analogen Strom einer integrierten Fotodiode PD in digitale Werte umsetzen soll, so tritt der ungünstige Fall auf, daß sich in Folge der großen parasitären Parallelkapazität Cp der Fotodiode und in Folge des niederen Eingangsstromes ein ungünstiges Verhältnis von parasitärer Parallelkapazität Cp zu Integrationskapazität Ci von Cp/Ci von etwa 100 ergibt, wodurch das Verstärkungsbandbreitenprodukt um etwa diesen Faktor - also um etwa zwei Zehner-Potenzen - vermindert wird. Jedoch sollte insbesondere bei Einsatz einer geschalteten Kapazität als steuerbarer Widerstand die Bandbreite groß genug sein, während gleichzeitig die Gleichstromverstärkung ebenfalls groß sein sollte, um die Integratorfunktion auch bei kleinen Frequenzen zu gewährleisten. Weil diese beiden Forderungen aber gegenläufig sind, ist ein Kompromiß zwischen den beiden Forderungen nötig, um sowohl eine akzeptable Bandbreite als auch eine tolerable Gleichstromverstärkung zu erzielen.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen Integrator mit einem Transkonduktanzverstärker und einer Integrationskapazität so zu gestalten, daß die Forderungen nach großer Bandbreite und hoher Gleichstromverstärkung gleichzeitig möglichst optimal erfüllt werden.
Die Erfindung löst diese Aufgabe gemäß Anspruch 1 dadurch, daß an einem Spannungsteiler aus einem ersten und einem zweiten Widerstand und der Stromquelle mit der parasitären Parallelkapazität eine zweite Referenzspannung liegt und daß der Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Widerstandes mit dem invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers verbunden ist.
Der zweite nicht beim Stand der Technik vorgesehene Widerstand ist so dimensioniert, daß die Verhältnisse des Rückkoppelnetzwerkes jωCi/(R2 + jωCp) so geändert sind, daß ein wesentlich höheres Verstärkungsbandbreiteprodukt erzielt wird. Es zeigen:
Fig. 1
ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 2
ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 3
den Einsatz der Erfindung in einem Meßumsetzer,
Fig. 4
ein erstes Ausführungsbeispiel eines bekannten Integrators, und
Fig. 5
ein zweites Ausführungsbeispiels eines bekannten Integrators.
Der Ausgang eines Transkonduktanzverstärkers V, an dem eine Ausgangsspannung Vo abnehmbar ist, ist gemäß dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1 über eine Integrationskapazität Ci mit seinem invertierenden Eingang verbunden. Der gemeinsame Verbindungspunkt zweier Widerstände R1 und R2, die zusammen mit einer in Reihe geschalteten Stromquelle Q1 mit einer parasitären Parallelkapazität Cp einen Spannungsteiler bilden, ist ebenfalls mit dem invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers V verbunden. An den Enden des als Reihenschaltung aus den Widerständen R1 und R2 sowie der Stromquelle Q1 gebildeten Spannungsteilers liegt eine Referenzspannung V1. Am nichtinvertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers V liegt eine Referenzspannung V2. Wie bereits erwähnt, ist es durch den zusätzlichen Widerstand R2 möglich, ein wesentlich höheres Verstärkungsbandbreiteprodukt zu erzielen, wenn der Widerstand R2 entsprechend dimensioniert wird. Der zusätzliche Widerstand R2 wirkt als Entkopplungswiderstand.
Der Widerstand R2 wird mindestens so groß dimensioniert, wie das Verstärkungsbandbreitenprodukt multipliziert mit dem Kapazitätswert des Integrationskondensators Ci ist. Die Formel hierfür lautet:R2 ≥ 2 · π · f · Ci wobei
- Ci = Kapazitätswert der Integrationskapazität,
- f = Bandbreite (z.B. 10 MHz).
Bei einem Kapazitätswert des Integrationskondensators Ci von etwa 30.10^{-15} F ergibt sich für den Widerstand R2 ein Wert von etwa 450 KΩ, wenn 10 MHz Bandbreite angenommen wird. Zweckmäßigerweise wird R2 etwas größer dimensioniert.
In Fig. 2 ist ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung gezeigt, das sich vom ersten in der Fig. 1 abgebildeten Ausführungbeispiel dadurch unterscheidet, daß der zusätzliche Widerstand R2 durch einen MOS-Transistor ersetzt ist, der im Bereich schwacher Inversion arbeitet. Hierzu wird eine Spannung an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors T1 gelegt, die niedriger als die Referenzspannung V2 gemäß
V
G
> V2 + V
TH
gewählt ist, wobei V_G. die Gatespannung an dem Tranwssitor T1 und V_{TH} die Schwellspannung des Transsitors T1 ist.
Sowohl bei dem ersten in der Fig. 1 gezeigten als auch bei dem zweiten in der Fig. 2 abgebildeten Ausführungsbeispiel der Erfindung kann der Widerstand R1 durch eine schaltbare Kapazität ersetzt sein.
Bei dem in Fig. 3 gezeigten Beispiel handelt es sich um einen Sigma-Delta-Analog-DigitalUmsetzer erster Ordnung, der als MeßUmsetzer mit einem Fotodiodeneingang analoge optische Signale in digitale elektrische Signale umsetzt.
Der Ausgang des Transkonduktanzverstärkers V, an dem die Ausgangsspannung Vo abgreifbar ist, ist über die Integrationskapazität Ci mit seinem invertierenden Eingang verbunden. Am nichtinvertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers V liegt eine Referenzspannung V2. An den beiden Enden eines Spannungsteilers, der als Reihenschaltung aus einer geschalteten Kapazität C1, der Source-Drain-Strecke eines MOS-Transistors T1 und einer Fotodiode PD aufgebaut ist, liegt eine Referenzspannung V1. Die Source des MOS-Transistors T1 ist mit dem invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkes V verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Schwellwertdetektors D verbunden ist. Die Gate-Elektrode des MOS-Transistors T1 ist mit der Gate-Elektrode und der Drain-Elektrode eines MOS-Transistors T2 verbunden. An der Source des MOS-Transistors T2 liegt die Referenzspannung V2, während der Kollektor des MOS-Transistors T2 über eine Stromquelle Q2 an ein Bezugspotential angeschlossen ist. Der Ausgang des Schwellwertdetektors D ist mit dem Eingang einer Steuerschaltung S verbunden, deren erster Ausgang mit dem Eingang eines Zählers Z und deren zweiter Ausgang mit dem Schalteingang der geschalteten Kapazität C1 verbunden ist. Die Fotodiode PD ist durch ihr Ersatzschaltbild dargestellt, das als Stromquelle Q1 mit einer parasitären Parallelkapazität Cp gezeichnet ist, deren Kapazitätswert in der Großenordnung von 3.10^{-12} F liegt. Des weiteren ist es zweckmässig, für die Integrationskapazität CI einen Wert von beipielsweise etwa 30.10^{-15} F zu wählen. Dieser Wert hängt vom Kapazitätswert des Kondensators C1 und dieser wiederum vom Photostrom und der Auflösung des A/D-Umsetzers ab.
Die Steuerschaltung S steuert in Abhängigkeit von der Spannung Vo am Ausgang des Transkonduktanzverstärkers V die geschaltete Kapazität C1 sowie den Zählerstand des Zählers Z.
Wenngleich im Zusammenhang mit dem Ausführungsbeispiel von Fig. 3 der als ohmscher Widerstand R2 wirkende Transistor T1 in Reihe zu einer geschalteten Kapazität C1 geschaltet gezeigt ist, so ist die Erfindung hierauf nicht beschränkt. Vielmehr kann die geschaltete Kapazität C1 auch durch eine geschaltete Stromquelle, einen geschalteten Widerstand oder einen Widerstand selbst realisiert sein. Mit "ohmscher Einrichtung" ist im Sinne der oben beschriebenen Erfindung immer die Reihenschaltung eines ohmschen Widerstandes (R2 oder T1) mit einem weiteren Schaltungsteil gemeint, wobei der Schaltungsteil ein ohmscher Widerstand R2, eine geschaltete Kapazität C1 oder eine geschaltete Stromquelle sein kann.
Die Erfindung ist für Integratoren geeignet, die ihr Eingangssignal von einer analogen Signalquelle mit einer verhältnismässig hohen parasitären Parallelkapazität erhalten. Sie ist daher insbesondere für Sigma-Delta-Analog-Digital-Umsetzer geeignet, die häufig auch als Delta-Sigma-Analog-Digital-Umsetzer bezeichnet werden und deren Eingangssignale von einer Fotodiode geliefert werden.
Sigma-Delta-Analog-Digital-Umsetzer sind beispielsweise in Herbert Bernstein, Analoge Schaltungstechnik mit diskreten und integrierten Bauelementen, Hüthig Verlag, Heidelberg 1997 (ISBN 3-7785-2296-5) auf Seite 480 bis 485 und in David A. Jons, Ken Martin, Analog Integrated Circuit Design, John Wiley and Sons, New York, Toronto 1997 (ISBN 0-471-14448-7) auf Seite 531 bis 551 beschrieben. Zum Zwecke der Offenbarung wird auf diese Veröffentlichung vollinhaltlich Bezug genommen.

Bezugszeichenliste
R1
Widerstand
R2
Widerstand
Ci
Integrationskapazität
C1
geschaltete Kapazität
Cp
parasitäre Parallelkapazität
V
Transkonduktanzverstärker
V1
Referenzspannung
V2
Referenzspannung
Vo
Ausgangsspannung
Q1
Stromquelle
Q2
Stromquelle
PD
Fotodiode
D
Schwellwertdetektor
S
Steuerschaltung
Z
Zähler
T1
Transistor
T2
Transistor
1. Integrator mit einem Transkonduktanzverstärker (V), dessen Ausgang über eine Integrationskapazität (Ci) auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt ist und an dessen nichtinvertierendem Eingang eine erste Referenzspannung (V2) anlegbar ist, und mit einer eine parasitäre Parallelkapazität (Cp) aufweisenden ersten Stromquelle (Q1), die mit einer Klemme an Bezugspotential und mit einer anderen Klemme über eine ohmsche Einrichtung an eine zweite Referenzspannung (V1) geschaltet ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß die ohmsche Einrichtung ein Spannungsteiler mit einem Widerstand (R2) und einem weiteren Schaltungsteil (R1) ist, und daß der Verbindungspunkt des Widerstandes (R2) und des Schaltungsteils (R1) mit dem invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers (V) verbunden ist.
2. Integrator nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Stromquelle (Q1) mit der parasitären Parallelkapazität (Cp) eine Fotodiode (PD) ist.
3. Integrator nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß für der Widerstand (R2) ein erster MOS-Transistor (T1) vorgesehen ist, der im Bereich schwacher Inversion betrieben wird.
4. Integrator nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Schaltungsteil (R1) als geschaltete Kapazität (C1), als geschaltete Stromquelle oder als steuerbarer Widerstand ausgeführt ist.
5. Integrator nach Anspruch 3 und 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Gate-Elektrode des ersten MOS-Transistors (T1) mit der Gate-Elektrode und der Drain-Elektrode eines zweiten MOS-Transistors (T2) verbunden ist, an dessen Source die erste Referenzspannung (V2) liegt und dessen Drain über eine zweite Stromquelle (Q2) an ein Bezugspotential angeschlossen ist,
daß der Ausgang des Transkonduktanzverstärkers (V) mit dem Eingang eines Schwellwertdetektors (D) verbunden ist, dessen Ausgang mit dem Eingang einer Steuerschaltung (S) verbunden ist, deren erster Ausgang mit dem Eingang eines Zählers (Z) und deren zweiter Ausgang mit dem Steuereingang der geschalteten Kapazität (C1) oder dem steuerbaren Widerstand verbunden ist.
6. Integrator nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß der zweite Widerstand (R2) mindestens annähernd so groß dimensioniert wird, wie das 2π-fache des Verstärkungsbandbreiten-produkt multipliziert mit dem Kapazitätswert der Integrationskapazität (Ci) ist.