Die Erfindung betrifft eine aktive Breitband-Fahrzeugempfangsantenne, bestehend aus einem passiven Antennenteil 1 mit einer frequenzabhängigen effektiven Länge I_o, dessen Ausgangsanschlüsse mit den Eingangsanschlüssen einer Verstärkerschaltung 21 verbunden sind. Elektrisch lange Antennen oder Antennen, die sich in direkter Kopplung mit elektrisch großen Körpern befinden, besitzen bei Erregung mit einer über der Frequenz konstant gehaltenen elektrischen Feldstärke eine frequenzabhängige Leerlaufspannung, die sich durch die effektive Länge l_c(f) ausdrückt. Insbesondere im Frequenzbereich oberhalb 30 MHz ist die Antennenrauschtemperatur T_A bei tetrestrischer Umgebung - von tiefen Frequenzen kommend - soweit abgesunken, dass für Bipolartransistoren von Seiten des passiven Antennenteils eine Quellimpedanz in der Nahe der für den Transistor optimalen Impedanz Z_opt für Rauschanpassung zu fordern ist, um keinen wesentlichen Empfindlichkeitsverlust durch das Transistorrauschen zu erleiden. Die Grundform einer aktiven Antenne dieser Art ist in Fig. 2b dargestellt und ist bekannt z.B. aus der DE 23 10 616. Bei aktiven Breitbandantennen, welche nicht kanalselektiv, sondern auf ein Frenquenzband, wie z.B. dem UKW-Rundfunkfrequenzbereich breitbandig abgestimmt sind, ist es notwendig, die Antennenimpedanz Z_s(f) eines kurzen Strahlers in Z_A(f) in die Nähe von Z_opt zu transformieren. Dies führt sowohl bei elektrisch großen als auch bei elektrisch kleinen Antennen zu einer frequenzabhängigen Leerlaufspanmmg am Transistoreingang, welche sich als stark frequenzabhängige effektive Länge l_c(f) des passiven Antennenteils ausdrückt, woraus sich in Verbidung mit der Frequenzabhängigkeit des Spannungsteilungsfaktors zwischen Z_opt und dem davon abweichenden Eingangswiderstand des Transistors die Notwendigkeit ergibt, den daraus resultierenden Frequenzgang des Empfangssignals am Lastwiderstand Z_L mit Hilfe einer Anpassungsschaltung am Ausgang der aktiven Schaltung zu glätten. Dies ist auch zum Schutz der nachfolgenden Empfangsanlage gegen nichtlineare Effekte durch Pegelüberlastung notwendig.

Die Grundform einer aktiven Antenne dieser Art ist in Fig. 2b dargestellt und ist bekannt z.B. aus der DE 23 10 616. Aktive Antennen nach diesem Stand der Technik werden z.B. in großem Umfang oberhalb des Hochfrequenzbereichs mit Antennenanordnungen in einer Kraftfahrzeugfensterscheibe zusammen mit einem Heizfeld für die Scheibenheizung angebracht, wie z.B. in EP 0 396 033, EP 0 346 591 und in EP 0 269 723 beschrieben. Bei den als passiver Antennenteil 1 verwendeten Strukturen der Heizfelder handelt es sich um ursprünglich nicht für die Nutzung als Antenne vorgesehene Fahrzeugteile, welche aufgrund ihrer Funktion zur Heizung nur wenig veränderbar sind. Wird an einem derartigen Antennenelement eine aktive Antenne nach dem Stande der Technik wie in Fig. 2b realisiert, so ist die am Heizfeld vorliegende Impedanz mit Hilfe einer primären Anpassschaltung in die Nähe der Impedanz Z_opt für Rauschanpassung zu transformieren und der Frequenzgang der aktiven Antenne mit Hilfe eines ausgangsseitigen Anpassungsnetzwerks zu glätten. Dieses Vorgehen bedingt die relativ umständliche Dimensionierung zweier Filterschaltungen, welche für ein vorteilhaftes Gesamtverhalten der aktiven Antenne aufgrund der gegenseitigen Abhängigkeit voneinander nicht für jedes Filter getrennt erfolgen kann. Hinzu kommt, dass die Verstärkerschaltung zur Erzielung hinreichender Linearitätseigenschaften nicht als einfaches verstärkendes Element wie in Fig. 2b gestaltet werden kann, wodurch die gestalterische Freiheit der beiden Anpassnetzwerke nennenswert eingeengt ist. Zusätzlich ist mit der Gestaltung von zwei Filtern ein erhöhter Aufwand verbunden. Als weiterer nennenswerter Nachteil einer aktiven Antenne dieser Art zeigt sich die Belastung der an das Heizfeld angeschlossenen Anpassschaltung mit nachgeschaltetem Verstärker, wenn aus demselben Heizfeld mehrere aktive Antennen zur Bildung eines Antennendiversitysystems bzw. einer Gruppenantenne mit besonderen Richteigenschaften oder anderen Zwecken gestaltet sind. Dieser nachteilige Sachverhalt liegt bei allen Antennenanordnungen vor, deren passive Antennenteile in nennenswerter elektromagnetischer Strahlungskopplung zueinander stehen. Beispielsweise werden nach dem Stand der Technik bei einem aus dem Heizfeld gebildeten Mehrantennen-Scanning-Diversitysystem an den am Heizfeld gebildeten Anschlussstellen für die Antennenverstärker Schaltdioden angebracht, welche jeweils nur diejenige Anpassungsschaltung mit Verstärker anschaltet, deren Signal zum Empfänger durchgeschaltet wird und welche die übrigen Anschlussstellen freischalten. Dies führt in solchen Systemen zu einem erheblichen Aufwand und zu der zusätzlichen Forderung der genau mit der Antennenauswahl synchronen Umschaltung der Dioden.

Eine aktive Breitband-Fahrzeugempfangsantenne mit einem passiven Antennenteil, dessen Ausgangsanschlüsse mit der Steuerelektrode eines eingangsseitig kapazitiven Feldeffekttransistors verbunden ist und bei der das hochfrequente Empfangssignal zur Ansteuerung einer nachfolgenden Empfängerschaltung bezüglich der Wirkung unmittelbar an den Source-Anschluß des Feldeffekttransistors ausgekoppelt ist, ist bekannt aus der DE 43 03 072 für den Empfang von LMK-Signalen. Das Antennenteil ist für den niederfrequenten LMK-Frequenzbereich elektrisch extrem kurz und damit kapazitiv hochohmig. Die für Breitbandempfang mit einer aktiven Antenne notwendige Frequenzunabhängikeit der Übertragungsfunktion der aktiven LMK-Antenne wird dabei dadurch erreicht, dass die dem Feldeffekttransistor nachfolgende Schaltung bezüglich der Wirkung in diesem Frequenzbereich direkt mit dem Sourceanschluss des Feldeffekttransistors verbunden ist Für den UKW-Frequenzbereich ist ein passiver Übertragungsvierpol vorgesehen, der zum Zweck der Anpassung vor dem ersten verstärkenden gegebenfalls auch aktiver Element in der Empfangslage platziert ist und der als gesonderter Übertragungsweg für UKW-Signale dem LMK-Übertragungsweg in der Antenne parallel geschaltet ist. Zum Zweck der Unterdrückung von unerwünschten UKW-Signalen im LMK-Pfad ist dem Feldeffekttransistor eine im LMK-Bereich unwirksame, jedoch UKW-Signale unterdrückende Filterschaltung nachgeschaltet.

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, eine aktive Breitband-Fahrzeug-Empfangsantenne wie im Anspruch 1 definiert, so zu gestalten, dass bei vorgegebenem passiven Antennenteil unter Sicherstellung einer hohen Rauschempfindlichkeit eine weitgehend unabhängig von der Frequenzabhängigkeit der effektiven Länge und der Impedanz des passiven Antennenteils frei wählbare Frequenzabhängigkeit der Empfangsleistung erreicht wird.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen im Besonderen in der Reduzierung des Aufwands und in der Einfachheit zur Erzielung eines hinsichtlich des Signalrauschverhältnisses und hinsichtlich der Gefährdung durch nichtlineare Effekte optimalen Empfangssignals. Aufgrund des Wegfallens eines primären Anpassnetzwerkes in Verbindung mit der eingangsseitigen Hochohmigkeit der Verstärkerschaltung ergibt sich eine äußerst vorteilhafte Freiheit bei der Gestaltung komplizierter Mehrantennensysteme, deren passive Antennenteile in Strahlungskopplung zueinander stehen. Die im Zusammenhang mit der Diversityanordnung oben erwähnten Schaltdioden zur Freischaltung von Anschlussstellen, an denen jeweils kein Signal zur Durchschaltung zum Empfänger verwendet ist, sind demnach vorteilhaft nicht notwendig.

Ausführungsbeispiele erfindungsgemäßer aktiver Breitband-Fahrzeugempfangsantennen und Antennensysteme sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Im einzelnen zeigt:

• Fig. 1:
  • Aktive Breitband-Fahrzeugempfangsantenne nach der Erfindung mit einer direkt an den passiven Antennenteil 1 angeschlossenen Verstärkerschaltung 21 mit einem Feldeffekttransistor 2, mit in der Sourceleitung befindlicher Eingangsadmittanz 7 der verlustarmen Filterschaltung 3 und ausgangsseitig wirksamem Wirkwiderstand 5.
• Fig. 2:
  • a) Elektrisches Ersatzschaltbild einer aktiven Breitband-Fahrzeugempfangsantenne nach der Erfindung mit Serienrauschspannungsquelle u_r und in ihrer Wirkung vernachlässigbarer Parallelrauschstromquelle i_r des Feldeffekttransistors 2 mit einer außerhalb des Übertragungsbereichs eingangsseitig hochohmigen verlustarmen Filterschaltung 3.
  • b) Elektrisches Ersatzschaltbild einer aktiven Breitband-Fahrzeugempfangsantenne nach dem Stand der Technik mit Rauschanpassungsnetzwerk und frequenzabhängiger effektiver Länge des passiven Antennenteils 1 am Anschlusspunkt des Transistors und ausgangsseitigem Anpassungsnetzwerk zur Glättung des Frequenzgangs.
• Fig. 3
  1. a) Elektrisches Ersatzschaltbild wie in Fig. 2a, jedoch mit ausgangsseitigem Abschluß der verlustarmen Filterschaltung 3 mit einer Hochfrequenzleitung 10 und einer daran angeschlossenen Verstärkereinheit 11 mit Beitrag des Eigenrauschens der Verstärkereinheit 11 zum Gesamtrauschen.
  2. b) Elektrisches Ersatzschaltbild wie in Fig. 3a mit einer Verstärkereinheit 11 am Ausgang der verlustarmen Filterschaltung 3 mit einer Hochfrequenzleitung 10 und einer weiterführenden Verstärkerschaltung.
• Fig. 4
  Gestaltung eines erweiterten Feldeffekttransistors 2 mit Hilfe eines Eingangs-Feldeffekttransistors 13 und eines durch die Source angesteuerten Bipolartransistors 14 in Emitterfolgerschaltung
• Fig: 5
  Beispiel einer aktiven Breitband-Fahrzeugempfangsantenne nach der Erfindung mit einem miniaturisiert ausgeführten Frontend der aktiven Antenne, einer Hochfrequenzleitung 10 und einer ergänzenden Filterschaltung 3 zur Anbringung auf der Heckfensterscheibe eines Kraftfahrzeugs.
• Fig. 6
  1. a) Verlauf der seriellen Blindwiderstände X₁ und X₃ sowie des parallelen Blindleitwerts B₂ einer T-Filteranordnung in Fig. 6b über der Frequenz am Beispiel der breitbandigen Abdeckung der Rundfunkbereiche UKW-Hörrundfunk sowie VHF- und UHF-Fernsehrundfunk.
  2. b) Elektrisches Ersatzschaltbild einer Antenne nach der Erfindung für die unter a) genannten Frequenzbereiche.
• Fig. 7
  Aktive Antenne nach der Erfindung mit zwei Übertragungswegen für unterschiedliche Übertragungsfrequenzbereiche und Aufspaltung der Signalwege am Ausgang des Eingangs-Feldeffekttransistors 13 mit jeweils einem Bipolartransistor 14 und nachgeschalteter verlustarmer Filterschaltung 3 für den betreffenden Übertragungsfrequenzbereich und Zusammenschaltung der Ausgangssignale am gemeinsam wirksamen Wirkwiderstand 5.
• Fig. 8
  1. a) Scanningdiversity-Antennenanlage gebildet aus auf die Fensterscheibe gedruckten Heizfeldern mit diversitätsmäßig geeignet positionierten Anschlussstellen 18 zur Erreichung diversitätsmäßig unabhängiger Empfangssignale 8.
  2. b) Scanningdiversity-Antennenanlage wie unter a), jedoch mit einer auf die Fensterscheibe angebrachten leitenden Fläche mit hinreichend kleinem Oberflächenwiderstand und Gestaltung von Anschlussstellen 18 mit Hilfe galvanisch oder kapazitiv angekoppelter Sammelelektroden.
• Fig. 9
  1. a) und b): Beispielhafte Antennenkonfigurationen möglicher passiver Antennenteile 1
  2. c) Impedanzverläufe der Antennenstrukturen A1, A2 und A3 in der Impepanzebene im Frequenzbereich von 76 bis 108 MHz und schraffierte Bereiche für R_A < R_Amin und R_A > R_Amax
  3. d) Realteile der Antennenimpedanzen nach c) mit zulässigem Wertebereich R_Amin < R_A < R_Amax

In Fig. 1 ist eine Antenne nach der Grundform der Erfindung dargestellt. Am Beispiel des auf eine Fensterscheibe gedruckten Heizfeldes eines Kraftfahrzeugs ist ersichtlich, dass der passive Antennenteil 1 nicht in einer Form gestaltet werden kann, dass sie hinsichtlich der Verwendung als Antenne im Meter- und Dezimeterwellenbereich besondere gewünschte Eigenschaften besitzt und somit eine entsprechend ihrer geometrischen Struktur und der metallischen Umrandung des Fensters eine zufällige Frequenzabhängigkeit sowohl der effektiven Länge l_e als auch ihrer Impedanz besitzt. Das Wesen der vorliegenden Erfindung besteht nun darin, eine aktive Antenne zu realisieren, welche es erlaubt, diese Zufälligkeit der Frequenzabhängigkeit des vorgegebenen passiven Antennenteils 1 mit Hilfe einer wenig aufwändigen und einfach zu ermittelnden und einfach zu realisierenden aktiven Antenne aufzufangen und bezüglich Eigenrauschen, Linearität und Frequenzgang frei zu gestalten und zwischen der einfallenden Welle mit der elektrischen Feldstärke E und dem hochfrequenten Empfangssignal 8 einen vorgegebenen Frequenzgang zu erreichen. Erfindungsgemäß wird die an einer Anschlussstelle 18 vorliegende Empfangsspannung der Verstärkerschaltung 21 zugeführt, wobei diese einen Feldeffekttransistor 2 aufweist, welcher in seiner Sourceleitung mit der Eingangsadmittanz 7 einer verlustarmen Filterschaltung 3 gegengekoppelt ist, welche an ihrem Ausgang mit einem wirksamen Wirkwiderstand 5 abgeschlossen ist. Die Eingangsadmittanz 7 ist derart zu gestalten, dass die starke Frequenzabhängigkeit, welche die Empfangsleerlaufspannung, ausgedrückt durch die wirksame Länge l_e des so gestalteten passiven Antennenteils 1 im hochfrequenten Empfangssignal 8 hat, weitgehend ausgeglichen ist.

Die Funktionsweise und der Gestaltungsgrundsatz einer Antenne nach der Erfindung werden an Hand der elektrischen Ersatzschaltbilder der Figuren 2a und 3a erläutert:

• Die Eignung eines vorgegebenen passiven Antennenteils 1 für die Gestaltung einer hinreichend rauschempfindlichen aktiven Antenne kann anhand der im Übertragungsfrequenzbereich herrschenden Antennenrauschtemperatur abgeschätzt werden. Feldeffekttransistoren besitzen in der Regel eine extrem kleine Parallelrauschstromquelle i_r, so dass deren Beitrag i_r*Z_A bei vernachlassigbar kleinen Gate-Source- und Gate-Drain-Kapazitäten C₂ und C₁ und den in der Praxis auftretenden Antennenimpedanzen Z_A im Vergleich zur Serienrauschspannungsquelle u_r des Feldeffekttransistors, ausgedrückt durch seinen äquivalenten Rauschwiderstand R_äF , stets vernachlässigbar klein ist. Die Empfindlichkeitsforderung reduziert sich somit darauf, dass die Rauschspannungsquelle u_r² = 4kT_oBR_äF im Verhältnis zur empfangenen Rauschspannungsquelle u_rA² = 4kT_AB R_A, welche durch die Antennenrauschtemperatur T_A und dem Realteil R_A der Antennenimpedanz Z_A gegeben ist, kleiner oder höchstens gleich groß ist. To ist hierbei die Umbungstemperatur. Bei gleich großen Rauschbeiträgen ist somit als hinreichendes Empfindlichkeitskriterium bei vernachlässigbar kleinen Kapazitäten C₁, C₂ lediglich die einfach zu prüfende Forderung$${\mathrm{R}}_{\mathrm{A}}\mathrm{>}{\mathrm{R}}_{\mathrm{lF}}\mathrm{*}{\mathrm{T}}_{\mathrm{0}}\mathrm{/}{\mathrm{T}}_{\mathrm{A}}$$ zu erfüllen. Moderne Gallium-Arsenid-Transistoren besitzen im Vergleich zur übrigen Beschaltung vernachlässigbare Kapazitäten C₁ und C₂ und eine im Hinblick auf die vorgesehene Anwendung vernachlässigbare Wirkung von i_r als Ursache für die bei Rauschanpassung solcher Transistoren extrem kleinen Rauschtemperatur T_N0. Der äquivalente Rauschwiderstand ist vom Ruhestrom abhängig und kann oberhalb 30 MHz breitbandig mit 30 Ohm und weniger angesetzt werden. Für das Beispiel einer Antenne für den UKW-Frequenzbereich und einer dort vorherrschenden Antennenrauschtemperatur von ca. 1000 K ist somit im Hinblick auf die Rauschempfindlichkeit für den Realteil der komplexen Antennenimpedanz, welcher bei verlustarmem Feldeffekttransistor 2 den Strahlungswiderstand darstellt, innerhalb des Übertragungsfrequenzbereichs ausschließlich R_A(f) > ca. 10 Ohm als hinreichende Bedingung zu fordern.

In Fig. 3a wird der Rauschbeitrag einer Verstärkereinheit 11 am Ende der an die verlustarme Filterschaltung 3 ausgangsseitig angeschlossenen Hochfrequenzleitung 10 betrachtet. Bei hinreichender Verstärkung in der Verstärkerschaltung 21 wird dieser Beitrag entsprechend klein gehalten. Zum Schutz der nachgeschalteten Verstärkereinheit 11 vor nichtlinearen Effekten ist es notwendig, diese Verstärkung innerhalb des Übertragungsfrequenzbereichs weitgehend frequenzunabhängig zu gestalten. Dies wird durch entsprechende vorzugsweise verlustfreie Transformation des wirksamen Wirkwiderstands 5 am Ausgang der verlustarmen Filterschaltung 3 in eine geeignet frequenzabhängige Eingangsadmittanz 7 erreicht. Ist die aufgrund der Frequenzabhängigkeit der effektiven Länge l_e(f) für die Eingangsadmittanz 7 geforderte Frequenzabhängigkeit bekannt, so kann eine Schaltung aus Blindwiderständen für die verlustarme Filterschaltung 3 gefunden werden, welche dieser Forderung weitgehend entspricht.

Das Kriterium für die beispielhafte Gestaltung einer notwendigen und frequenzunabhängigen Empfangsleistung innerhalb des Übertragungsfrequenzbereichs wird für den terrestrischen Rundfunkempfang einer aktiven Fahrzeugantenne im Hinblick auf die Empfangsleistung in der nachgeschalteten Empfangsanordnung an Hand von Fig.3a erläutert. Das weitgehend frequenzunabhängige Empfangsverhalten ist zu fordern, um einerseits die Empfindlichkeit des Gesamtsystems durch den Rauschbeitrag des der aktiven Antenne nachgeschalteten Empfangssystems nicht nennenswert zu reduzieren und andererseits, um nichtlineare Effekte durch Verstärkungsüberhöhungen als Folge des frequenzabhängigen Empfangsverhaltens innerhalb eines Übertragungsfrequenzbereichs zu vermeiden. Das der aktiven Antenne nachgeschaltete Empfangssystem wird in Fig.3a durch die Verstärkereinheit 11 mit der Rauschzahl F_v repräsentiert. Sein Rauschbeitrag zum Gesamtrauschen ist in Fig.3b als äquivalenter Rauschwiderstand Räv am Eingang der Verstärkerschaltung 21 dargestellt, wobei gilt:$$R_{\partial V}=\frac{\left(F_V-1\right)}{4\cdot G\left(f\right)}$$

Hierin ist mit G(f) der frequenzabhängige Realteil der Eingangsadmittanz 7 der verlustarmen Filterschaltung 3 bezeichnet. Dieser Rauschbeitrag ist dann unwesentlich gegenüber dem unvermeidlichen empfangenen Rauschen des mit T_A rauschenden R_A, wenn gilt:$$G\left(f\right)\succ \frac{\left(F_V-1\right)\cdot T_0}{4\cdot T_A}\cdot \frac{1}{R_A\left(f\right)}$$

Um die Empfindlichkeitsbedingung zu erfüllen, ist in einer aktiven Antenne nach der Erfindung die Frequenzabhängigkeit des Realteils G(f) der Eingangsadmittanz 7 der verlustarmen Filterschaltung 3 reziprok zum Frequenzgang des Realteils R_A(f) der komplexen Antennenimpedanz zu wählen. Für das Beispiel eines UKW-Rundfunkempfängers mit F_v ∼ 4 wäre demnach angenähert G(f) < 1/(3*R_A(f)) zu wählen. Zum Schutz des Empfängers vor zu großen Empfangspegeln ist es andererseits zweckmäßig, die Leistungsverstärkung der aktiven Antenne nicht wesentlich größer als für optimale Empfindlichkeit des Gesamtsystems und somit G(f) etwa so groß zu wählen wie im rechten Teil der Gleichung (3) angegeben.

Mit der Erfindung ist der große Vorteil verbunden, dass der aus R_A(f) vorgegebene Frequenzgang für G(f) deshalb leicht erfüllbar ist, weil weder die eingangsseitig ansteuernde Quellimpedanz der verlustarmen Filterschaltung 3, welche mit 1/g_m des Feldeffekttransistors 2 gegeben ist, noch der wirksame Wirkwiderstand 5 am Ausgang der verlustarmen Filterschaltung 3 nicht vermeidbare wesentliche Blindkomponenten besitzen, wobei g_m die Steilheit der Eingangskennlinie des Feldeffekttransistors 2 ist. Hieraus resultiert die vorteilhaft freie Gestaltbarkeit des Frequenzverhaltens der aktiven Antenne nach der vorliegenden Erfindung. Im Gegensatz hierzu ist bei einer aktiven Antenne nach dem Stand der Technik in Fig. 2b die frequenzabhängige Strahlerimpedanz Z_s(f) zwangsweise und untrennbar als Quellimpedanz des primärseitigen Transformationsnetzwerks vorhanden. Ihr Frequenzverhalten begrenzt die erreichbare Bandbreite der in die Nähe von Z_opt transformierten Impedanz und damit die Bandbreite des Signal-Rauschverhältnisses am Ausgang der aktiven Schaltung.

Im folgenden wird die beispielhafte Gestaltung des Frequenzverlaufs von G(f) einer aktiven Fahrzeugantenne nach der Erfindung beschrieben, wenn die Forderung besteht, dass die Empfangsleistung P_a am Eingang des der aktiven Antenne nachgeschalteten Empfangssystems um einen Faktor V größer ist als mit einer passiven Referenzantenne, z.B. einer passiven Stabantenne am Fahrzeug bei deren Resonanzlänge. Aufgrund der zwangsweise unterschiedlichen Richtdiagramme wird dieser Faktor bezogen auf die azimutalen Mittelwerte unter einem definierten konstanten Elevationswinkel θ des Welleneinfalls. Durch vergleichende azimutale Richtfaktormessungen mit Hilfe einer Antennenmessstrecke mit Fahrzeugdrehstand am passiven Antennenteil 1 und an der Vergleichsantenne ergeben sich bei N Winkelschritten für eine volle Umdrehung und mit dem Richtfaktor D_a(φ_n, θ) des vorgegebenen passiven Antennenteils 1 und entsprechend dem Richtfaktor D_p(φ_n, θ) der passiven Referenzantenne jeweils für den n-ten Winkelschritt die folgende azimutalen Mittelwerte für die Richtfaktoren:$$D_{\mathit{am}}\left(f\right)=\frac{1}{N}{\displaystyle \sum _{n=1}^N}{D}_a\left({\mathrm{\Phi }}_n,\mathrm{\Theta },f\right)$$ bzw. für die Referenzantenne bei der Bezugsfrequenz:$$D_{\mathit{pm}}=\frac{1}{N}{\displaystyle \sum _{n=1}^N}{D}_p\left({\mathrm{\Phi }}_n,\mathrm{\Theta }\right)$$

Das der aktiven Antenne nachgeschaltete Empfangssystem, welches in Fig.3a durch die Verstärkereinheit 11 repräsentiert wird, ist in der Regel auf den Leitungswellenwiderstand Z_L des Hochfrequenz-Leitungssystem bezogen. Die mittlere azimutale Empfangsleistung im Lastwiderstand 9 ergibt sich bei hinreichend großer Steilheit g_m der Eingangskennlinie des Feldeffekttransistors 2 zu: $$P_{\mathit{am}}=\frac{1}{2}\cdot E^2\cdot {l_{\mathit{am}}}^2\left(f\right)\cdot G\left(f\right)$$ wobei l_em²(f) den bei jeder Frequenz auftretenden azimutalen Mittelwert der quadratischen effektiven Länge des passiven Antennenteils 1 unter Berücksichtigung der sich mit D_am(f) gem. Gleichung (4a) ergebenden effektiven Fläche des passiven Antennenteils 1 wie folgt darstellt:$${l_{\mathit{am}}}^2\left(f\right)=\frac{1}{N}{\displaystyle \sum _{n=1}^N}{l_{\mathit{am}}}^2\left(f\right)=\frac{{\lambda }^2}{\pi }\cdot \frac{R_A\left(f\right)}{Z_0}\cdot D_{\mathit{ma}}\left(f\right)$$

Die mittlere azimutale Empfangsleistung der passiven Referenzantenne beträgt mit D_pm aus Gleichung (4b):$$P_{\mathit{pm}}=\frac{{\lambda }^2}{8\cdot \pi }\cdot \frac{E^2}{Z_0}\cdot D_{\mathit{pm}}$$

Unter Berücksichtigung der Verstärkungsforderung P_am/P_pm = V ergibt sich der erfindungsgemäß zu fordernde Frequenzverlauf für G(f) zu:$$G\left(f\right)=\frac{1}{R_A\left(f\right)}\cdot \frac{D_{\mathit{pm}}}{D_{\mathit{am}}\left(f\right)}\cdot V\cdot \frac{1}{4}$$

Für den Fall eines verlustbehafteten passiven Antennenteils 1 mit dem Wirkungsgrad η ist in Gleichung (8) der Richtfaktor D_am(f) durch D_am(f)* η zu ersetzen. Die übrigen Dimensionierungsregeln sind dadurch nicht geändert.

Für den Fall etwa gleicher azimutaler Mittelwerte D_pm und D_am(f) ist die Frequenzabhängigkeit von G(f) proportional zu 1/R_a(f) zu gestalten. Ist V so groß gewählt, dass $$\frac{D_{\mathit{pm}}}{D_{\mathit{am}}\left(f\right)}\cdot V\gg \frac{\left(F_V-1\right)\cdot T_0}{4\cdot T_A}$$ gilt, dann ist der Rauschbeitrag des der aktiven Antenne nachgeschalteten Empfangssystems zum Gesamtrauschen vernachlässigbar klein. Ist zusätzlich die in Gleichung (1) angegebene Bedingung erfüllt, dann ist die Empfindlichkeit ausschließlich von der Richtwirkung des passiven Antennenteils 1 und der herrschenden Störeinstrahlung abhängig. Die minimal notwendige mittlere azimutale Strahlungsdichte S_am für ein Signal-Störverhältnis = 1 lautet dann:$$S_{\mathit{am}}\left(f\right)=\frac{k\cdot T_A\cdot B}{D_{\mathit{am}}\left(f\right)}$$ und steigt mit 1/η an, wenn D_am(f) durch D_am(f)* η zu ersetzen ist.

Unter Berücksichtigung der vom Fahrzeug selbst ausgehenden Störstrahlung kann die Auswahl eines für eine erfindungsgemäße Antenne geeigneten passiven Antennenteils 1 als am Fahrzeug befindliche Struktur in Verbindung mit der in Gleichung (1) angegebenen und im folgenden näher diskutierten Bedingung für R_A(f) deshalb treffsicher dadurch erfolgen, dass das Verhältnis T_A/D_am(f) für den Übertragungsfrequenzbereich als hinreichend groß festgestellt wird.

In Fig. 9a und 9b sind beispielhaft Antennenkonfigurationen möglicher passiver Antennenteile 1 aktiver Antennen nach der Erfindung angegeben. An den Anschlussstellen 18 liegen die in der komplexen Impedanzebene in Fig.9c dargestellten Impedanzverläufe Z_A(f) in Abhängigkeit von der Frequenz vor. Der im linken Randbereich des Diagramms durch Schraffur gekennzeichnete Bereich ist einseitig durch den Wert R_Amin=const. berandet. Impedanzverläufe, die außerhalb des so gekennzeichneten Bereich verlaufen, erfüllen somit die gemäß Gleichung (1) vorgegebene Bedingung des vernachlässigbaren Rauschens des Feldeffekttransistors 2 bei Vorliegen einer bestimmten Störeinstrahlung gemäß T_A. Das Diagramm zeigt überzeugend den Vorteil einer erfindungsgemäßen aktiven Antenne gegenüber einer aktiven Antenne gemäß Fig. 2b nach dem Stand der Technik, der darin liegt, dass ohne eingangsseitige Anpassungsmittel sämtliche Antennenstrukturen diese Bedingung ohne eingangsseitige Transformationsmittel erfüllen. In der Fig. 9d sind die Realteile der in Figuren 9a und b dargestellten passiven Antennenteile 1 über der Frequenz von 76 bis 108 MHz aufgetragen. Der Frequenzverlauf des Realteils der erfindungsgemäß zu gestaltenden Eingangsadmittanz 7 am Eingang der verlustarmen Filterschaltung 3 ist deshalb jeweils invertiert zu den in Fig. 9d dargestellten Kurvenverläufen nach Gesichtspunkten, wie sie im Zusammenhang mit den Gleichungen (3) und (8) erörtert wurden, zu gestalten.

Bei der Verstärkerschaltung 21 besteht naturgemäß aufgrund möglicher nichtlinearer Effekte, wie Intermodulation, auch eine obere Grenze für die Größe der am Eingang wirksamen tolerierbaren Spannung, welche sich im Empfangsfeld über die wirksame Länge l_e ergibt. Die maximal tolerierbare Spannung kann durch Auswahl eines geeigneten Feldeffekttransistors 2 und durch Wahl eines geeigneten Arbeitspunkts sowie durch andere an sich bekannte Schaltungsmaßnahmen gesteigert werden. Gleichung (6) kann einem maximal tolerierbaren azimutalen Mittelwert l_em bei bekanntem azimutalen Richtfaktor D_am(f) ein maximal tolerierbarer Wirkanteil R_Amax zugeordnet werden. Der für die Dimensionierung unzulässige Wertebereich mit R_A>R_Amax ist in den Figuren 9c und 9d ebenfalls schraffiert gekennzeichnet. Die Strahlungswiderstände R_A der Impedanzwerte besonders günstiger Strukturen für die Verwendung als passiver Antennenteil 1 befinden sich demnach außerhalb des schraffierten Wertebereichs mit R_Amin<R_A<R_Amax.

Die Linearitätsforderung wird durch eine hinreichend große Gegenkopplung, durch die in der Sourceleitung befindliche Eingangsadmittanz 7 erfüllt. Dies erfordert eine im Übertragungsbereich vergleichsweise niedrige Gegenkopplung, welche gemäß der Verstärkungsforderung z.B. entsprechend Gleichung (8) dimensioniert ist, die jedoch außerhalb des Übertragungsbereichs so groß wie möglich ist. In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung werden zur Realisierung solcher verlustarmer Filterschaltungen 3 bevorzugt T-Halbfilter oder T-Filter bzw.

Kettenschaltungen solcher Filter eingesetzt. Solche Filter sind in ihrer Grundstruktur in den Figuren dargestellt. Zur Entsprechung eines komplizierteren Frequenzverlaufs des G(f) können die Einzelelemente durch weitere Blindelemente ergänzt werden. Im Interesse der eingangsseitigen Hochohmigkeit und der Sperrwirkung im Sperrbereich ist es zweckmäßig, Serien- bzw. Parallelzweig jeweils aus einer Kombination von Blindwiderständen derart zu bilden, dass sowohl der Absolutwert eines Blindwiderstands im Serienzweig 28 als auch der Absolutwert eines Blindleitwerts im Parallelzweig 29 jeweils innerhalb eines Übertragungsfrequenzbereichs hinreichend klein und außerhalb eines solchen hinreichend groß ist (Fig. 6b).

In einer weiteren vorteilhaften Anwendung wird vorgeschlagen, für verschiedene charakteristische Verläufe von G(f) entsprechende Grundstrukturen für verlustarme Filterschaltungen 3 mit zunächst unbekannten Werten für die Blindelemente in einem modernen Digitalrechner abzulegen und sowohl die Impedanz Z_A des passiven Antennenteils 1 messtechnisch als auch den azimutalen Mittelwert D_am des Richtfaktors messtechnisch oder rechnerisch zu ermitteln und ebenfalls im Digitalrechner abzulegen. Der somit anhand von Gleichung (8) ermittelte Frequenzverlauf von G(f) ermöglicht die anschließende konkrete Ermittlung der Blindelemente der verlustarmen Filterschaltung 3 für eine geeignet ausgewählte Filtergrundstruktur mit Hilfe bekannter Strategien der Variationsrechnung für die vorgegebene Verstärkung V der aktiven Antenne.

Insbesondere bei solchen Antennensystemen, bei denen mehrere Antennen gebildet sind, wie z.B. bei Antennendiversitysystemen, Gruppenantennenanlagen oder Mehrbereichsantennenanlagen, ist es hilfreich, wie in Fig. 3b angegeben, die Verstärkereinheit 11 als aktive Ausgangsstufe der Verstärkerschaltung 21 zu gestalten. Diese kann mit einem Ausgangswiderstand gleich dem Wellenwiderstand Z_L üblicher Koaxialleitungen versehen werden. Der wirksame Wirkwiderstand 5 wird dabei durch die Eingangsimpedanz der Verstärkereinheit 11 gebildet. G(f) ist sinngemäß nach den o.g. Ausführungen mit Hilfe einer mit dieser Impedanz abgeschlossenen verlustarmen Filterschaltung 3 zu gestalten.

Um eine Vergrösserung der inneren Steilheit und damit besondere Linearitätseigenschaften des Feldeffekttransistors 2 zu erreichen, kann in einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung, wie in Fig. 4 gezeigt, ein erweiterter Feldeffekttransistor 2 mit Hilfe eines Eingangs-Feldeffekttransistors 13 und eines von dessen Source angesteuerten Bipolartransistor 14 in Emitterfolgerschaltung gestaltet werden.

Bei der Verwendung einer Antenne nach der Erfindung als eine aktive Fensterscheibenantenne ist es auf vorteilhafte Weise möglich, wie in Fig. 5 gezeigt, die Verstärkerschaltung 21 im sehr schmalen Randbereich des Fahrzeugfensters unsichtbar unterzubringen. Deshalb ist es wünschenswert, den an der Anschlussstelle 18 anzubringenden Teil miniaturisiert auszuführen und nur die dort funktionell notwendigen Teile der Verstärkerschaltung 21 anzubringen. Die weiteren Teile der verlustarmen Filterschaltung 3 sind abgesetzt platziert und über die Hochfrequenzleitung 10 angeschaltet.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird die aktive Antenne als Mehrbereichsantenne für mehrere Frequenzbereiche ausgerührt. Hierfür sind in Fig. 6a für die Frequenzbereiche UKW-Hörrundfunk sowie VHF- und UHF-Fernsehrundfunk die prinzipiellen Frequenzverläufe von Blindwiderständen X₁, X₃ bzw. des Blindleitwerts B₂ einer T-Filteranordnung der in Fig. 6b angegebenen verlustarmen Filterschaltung 3 beispielhaft angegeben. Die T-Filterkonfiguration stellt hierbei die eingangsseitige Hochohmigkeit der verlustarmen Filterschaltung 3 zur Erreichung einer hinreichend großen Gegenkopplung des Feldeffekttransistors 2 in den Sperrbereichen sicher.

Die Schaffung mehrerer Frequenzbereiche kann in einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung anhand getrennter Übertragungswege für die betreffenden Übertragungsfrequenzbänder erfolgen. Hierbei werden, wie in Fig. 7 gezeigt, zur Gestaltung von mehreren Übertragungsfrequenzbändern mehrere Bipolartransistoren 14 zur Erweiterung des Feldeffekttransistors 2 eingesetzt, deren Basiselektroden an die Source-Elektrode des Eingangs-Feldeffekttransistors 13 angeschlossen sind und welche jeweils in Emitterfolger-Schaltung mit dem Eingang einer getrennten verlustarmen Filterschaltung 3 zur Bildung getrennter Übertragungswege für die betreffenden Frequenzbänder verbunden sind.

Die Effizienz von Antennendiversitysystemen wird von der Anzahl der verfügbaren, voneinander diversitätsmäßig unabhängiger Antennensignale geprägt. Diese Unabhängigkeit drückt sich im Korrelationsfaktor zwischen den in einem Rayleigh-Wellenfeld während der Fahrt auftretenden Empfangsspannungen auf. In einer vorteilhaften Weiterbildung sind mehrere aktive Empfangsantennen nach der Erfindung in einer Antennendiversityanlage für Fahrzeuge verwendet, wobei die passiven Antennenteile 1 derart gewählt sind, dass ihre in einem Rayleigh-Empfangsfeld im Leerlauf an den Anschlussstellen 18 vorliegenden Empfangssignale E*l_e diversitätsmäßig möglichst unabhängig voneinander sind. Solche Systeme, bei denen die Anschlussstellen 18 unter diesem Gesichtspunkt und unter Berücksichtigung von fahrzeugtechnischen Aspekten gewählt sind, sind beispielhaft in den Figuren 8a und 8b dargestellt. Aufgrund der zwischen den Anschlussstellen 18 bestehenden elektromagnetischen Strahlungskopplungen trifft diese Unabhängigkeit dann nur für die im Leerlauf betriebenen Anschlussstellen 18 zu. Durch Beschaltung der Anschlussstellen 18 mit den Verstärkerschaltungen 21 werden aufgrund von deren vernachlässigbar kleinen kapazitivem Eingangsleitwert die hochfrequenten Empfangssignale 8 rückwirkungsfrei an den Antennenausgängen abgegriffen. Die diversitätsmäßige Unabhängigkeit der Empfangssignale an den Anschlussstellen 18 wird somit durch diese Maßnahme in vorteilhafter Weise nicht beeinflusst und diese Unabhängigkeit besteht folglich in gleicher Weise für die Empfangssignale 8 an den Antennenausgängen. Somit stehen an den Antennenausgängen voneinander unabhängige Empfangssignale 8 zur Auswahl in einem Scanningdiversity-System bzw. zur Weiterverarbeitung in einem der weiteren bekannten Diversityverfahren zur Verfügung.

Im Gegensatz hierzu würde die Beschaltung der Anschlussstelle 18 mit einer Transformationsschaltung nach dem Stand der Technik gemaß Fig. 2b über die an der Anschlussstelle 18 fließenden Ströme eine Abhängigkeit der Antennensignale am Antennenausgang verursachen. Dieser Zusammenhang wird im folgenden für einen passiven Antennenteil 1 mit zwei Anschlussstellen 18 näher erläutert:

Sind U01 und U02 die Leerlaufspannungsamplituden an den Anschlussstellen 18 einer passiven Antennenanordnung 27 im Empfangsfeld und Z11, Z22 die dort gemessenen Antennenimpedanzen und ist ferner Z12 die Wechselwirkungsimpedanz aufgrund der Verkopplung der Anschlussstellen 18 und sind Y1 und Y2 die Eingangsadmittanzen der Verstärker, mit denen die Anschlussstellen 18 belastet sind, so ergibt sich für die unter dieser Belastung auftretenden Spannungsamplituden an den Anschlussstellen 18 folgende Beziehung: $$\left(\begin{array}{c}U1\\ U2\end{array}\right)=\frac{1}{N}\cdot \left(\begin{array}{cc}1-Z22\cdot Y2& Z12\cdot Y2\\ Z12\cdot Y1& 1-Z11\cdot Y1\end{array}\right)\cdot \left(\begin{array}{c}U10\\ U20\end{array}\right)$$ mit$$N=1-Z11\cdot Y1-Z22\cdot Y2+Z11\cdot Z22\cdot Y1\cdot Y2-Z{12}^2\cdot Y1\cdot Y2$$

Der Korrelationsfaktor zwischen den Spannungsamplituden U1 und U2 und somit auch zwischen den Antennenausgangsspannungen ergibt sich mit Hilfe der zeitlichen Mittelwerte der Spannungen U1 und U2 zu:$$\rho =\frac{\overline{U1\cdot U2}}{\sqrt{\overline{U{1}^2}\cdot \overline{U{2}^2}}}$$

Für den hier vorausgesetzten Fall ergeben sich bei einer Fahrt im Rayleigh-Empfangsfeld voneinander unabhängige Leerlauf-Empfangsspannungsamplituden U10 und U20. Dies drückt sich durch einen verschwindenden Korrelationsfaktor aus, d.h.:$$\rho =\frac{\overline{U10\cdot U20}}{\sqrt{\overline{U{10}^2}\cdot \overline{U{20}^2}}}=0$$

Sind die Eingangsadmittanzen der Verstärker, mit denen die Anschlussstellen 18 belastet sind vernachlässigbar klein, d.h. Y1=0 und Y2=0, dann ergeben sich die Spannungen U1 und U2 aus Gleichung (11) wie folgt:$$\left(\begin{array}{c}U1\\ U2\end{array}\right)=\frac{1}{N}\cdot \left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right)\cdot \left(\begin{array}{c}U10\\ U20\end{array}\right)$$

Die mit der Zahl 0 besetzten Wechselwirkungen in der Einheitsmatrix in Gleichung (13) zeigen, dass die in Gleichung (13) beschriebene verschwindende Dekorrelation in den Spannungen U1 und U2 bei einer Verstärkerschaltung 21 erhalten bleibt. Die Auswertung von Gleichung (11) dagegen ergibt eine Verknüpfung der beiden Leerlaufspannungen über die Wechselwirkungsparameter Z12*Y2 bzw. Z12*Y1 mit den jeweiligen Spannungen bei Belastung, denn es gilt dann:$$U1=\left(1-Z22\cdot Y2\right)\cdot U10+Z12\cdot Y2\cdot U20$$ bzw.$$U2=\left(1-Z11\cdot Y1\right)\cdot U20+Z12\cdot Y1\cdot U10$$

Es ist offensichtlich, dass bei nicht verschwindender Verkopplung der Anschlussstellen 18, d.h. nicht verschwindendem Z12, der Korrelationsfaktor nur dann verschwindet, wenn Y1 = Y2 = 0 beträgt.

Andererseits zeigen die vorangegangenen Betrachtungen, dass bei bestehender gegenseitiger Abhängigkeit der Leerlaufspannungen U10 und U20 spezielle Werte für Y1 und Y2 gefunden werden können, welche über die in Gleichung (15) beschriebene Transformation die gegenseitige Abhängigkeit in den Verstärkereingangsspannungen U1 und U2 reduzieren oder verschwinden lassen.