La présente invention concerne des écrans matriciels à affichage électroluminescent composés d'un ensemble de diodes électroluminescentes. Il s'agit par exemple d'écrans composés de diodes organiques ("OLED" de l'anglais Organic Light Emitting Display) ou polymère ("PLED" de l'anglais Polymer Light Emitting Display). La présente invention concerne plus particulièrement la régulation de la tension d'alimentation des circuits de commande des diodes électroluminescentes de tels écrans.

La figure 1 représente un écran matriciel comportant n colonnes C₁ à C_n et k lignes L₁ à L_k permettant d'adresser n*k diodes électroluminescentes d dont les anodes sont connectées à une colonne et les cathodes à une ligne.

Des circuits de commande de lignes CL₁ à CL_k permettent de polariser respectivement les lignes L₁ à L_k. Seule une ligne est activée à la fois, et est polarisée à la masse. Les lignes non activées sont polarisées à une tension Vligne.

Des circuits de commande de colonnes CC₁ à CC_n permettent de polariser respectivement les colonnes C₁ à C_n. Les colonnes adressant les diodes électroluminescentes que l'on souhaite activer sont polarisées par un courant à une tension V_col supérieure à la tension de seuil des diodes électroluminescentes de l'écran. Les colonnes que l'on ne souhaite pas activer sont mises à la masse.

Une diode électroluminescente reliée à la ligne activée et à une colonne polarisée à V_col est alors passante et émet de la lumière. La tension V_ligne est prévue suffisamment élevée afin que les diodes électroluminescentes reliées aux lignes non activées et aux colonnes à la tension V_col ne soient pas conductrices et n'émettent pas de lumière.

La figure 2 représente un circuit de commande de colonne CC et un circuit de commande de ligne CL adressant respectivement une colonne C et une ligne L reliées à une diode électroluminescente d de l'écran. Le circuit de commande de ligne CL comprend un inverseur de puissance 1 commandé par un signal de commande de ligne φ_L. L'inverseur de puissance 1 comprend un transistor NMOS 2 permettant de décharger la ligne L quand φ_L est au niveau haut et un transistor PMOS 3 permettant de charger la ligne L à la tension de polarisation V_ligne quand φ_L est au niveau bas.

Le circuit de commande de colonne CC comprend un miroir de courant réalisé dans le présent exemple avec deux transistors 4, 5 de type PMOS. Le transistor 4 constitue la branche de référence du miroir et le transistor 5 constitue la branche de duplication. Les sources des transistors 4 et 5 sont connectées à une tension de polarisation V_pol de l'ordre de 15 V pour des écrans OLED. Les grilles des transistors 4 et 5 sont reliées l'une à l'autre. Le drain et la grille du transistor 4 sont reliés l'un à l'autre. Le transistor 4 est donc monté en diode, la tension source-grille (Vsg₄) étant égale à la tension source-drain (Vsd₄). Le courant traversant le transistor 4 est fixé par une source de courant 6 connectée au drain du transistor 4. La source de courant 6 fournit un courant I_l dit de "luminance". Le drain du transistor 5 est relié à la colonne C par l'intermédiaire d'un circuit de sélection de colonne composé d'un transistor PMOS 7 et d'un transistor NMOS 8. La source du transistor PMOS 7 est reliée au drain du transistor 5 et le drain du transistor 7 est relié à la colonne C. La source du transistor 8 est à la masse et son drain est connecté à la colonne C. Un signal de commande de colonne φ_C est relié à la grille du transistor PMOS 7 et à la grille du transistor NMOS 8. Quand le signal de commande de colonne φ_C est au niveau haut, le transistor 8 décharge la colonne C. Quand il est au niveau bas, le transistor 7 est passant et la colonne C se charge jusqu'à atteindre la tension V_col. Quand la ligne L et la colonne C sont activées, les signaux de commande de ligne φ_L et de colonne φ_C sont respectivement haut et bas, la diode électroluminescente d est passante et le courant traversant la diode est égal au courant de luminance I_l.

Cependant, pour que le circuit de commande de colonne CC fonctionne tel que décrit précédemment, il est nécessaire que la tension V_pol soit suffisamment élevée pour que la recopie du courant I_l soit correcte. La tension de polarisation V_pol est égale à la somme de la tension source-drain Vsd₂ du transistor 2, de la tension V_d aux bornes de la diode électroluminescente d, de la tension source-drain Vsd₇ du transistor 7 et de la tension source-drain Vsd₅ du transistor 5.

Quand la recopie du courant I_l est correcte, le transistor 5 est en régime de saturation et la tension Vsd₅ est au minimum égale à la tension source-drain Vsd₄ du transistor 4. Une recopie correcte impose donc que la tension de polarisation V_pol soit au moins égale à la somme précédemment mentionnée quand le courant la traversant est égal au courant de luminance I_l. Si la tension de polarisation V_pol est trop faible, le courant traversant la diode électroluminescente d est inférieur au courant I_l et la luminance des diodes est insuffisante.

Le courant de luminance I_l fourni par la source de courant 6 peut de façon générale varier en fonction de la luminance souhaitée pour l'écran. Quand le courant de luminance I_l augmente, la tension source-drain Vsd₄ du transistor 4 monté en diode augmente et la tension V_d de la diode électroluminescente d augmente aussi. Il s'ensuit que la tension de polarisation V_pol doit être suffisamment importante pour que le transistor 5 soit en saturation quel que soit le courant de luminance.

Toutefois, par souci d'économie d'énergie électrique, on cherche à réduire la tension de polarisation V_pol, ce qui permet ensuite de réduire la tension V_ligne des circuits de commande de ligne.

Il existe des circuits de commande qui ont une tension de polarisation V_pol fixe et déterminée en fonction du courant de luminance Il maximum souhaité. L'inconvénient de tels circuits est leur forte consommation d'énergie électrique.

Il existe d'autres circuits de commande pour lesquels la tension de polarisation V_pol varie en fonction du courant de luminance I₁ souhaité. Si le courant I₁ est faible, la tension V_pol est faible et inversement. Toutefois, il est nécessaire de prévoir une marge de sécurité pour tenir compte du vieillissement des diodes électroluminescentes de l'écran. En effet, à courant égal dans la diode électroluminescente d, la tension V_d aux bornes de la diode augmente avec le temps. Pour une même luminance, correspondant à un courant de luminance donné, la tension de polarisation minimale V_pol nécessaire augmente donc progressivement avec le temps. Les économies d'énergie obtenues pour ces circuits ne sont donc pas optimales.

Le document US5594463A décrit un écran matriciel à diodes électroluminescentes dans lequel la différence de tension sur une des diodes électroluminescentes est mesurée et la tension de polarisation du miroir de courant est adaptée en conséquence.

Les documents JP2000347613A et JP11272223A décrivent des écrans matriciels à diodes électroluminescentes dans lesquels la tension à la sortie de la source de courant pour une ou plusieurs diodes électroluminescentes est mesurée et la tension de polarisation des sources de courant est adaptée en conséquence.

Un objet de la présente invention est de prévoir un circuit de commande de colonne dont la tension de polarisation V_pol est la plus faible possible quel que soit le vieillissement des diodes électroluminescentes de l'écran.

Un autre objet de la présente invention est de prévoir un circuit de commande de conception simple.

Pour atteindre ces objets, la présente invention prévoit un dispositif de régulation de la tension de polarisation de circuits de commande de colonnes d'un écran matriciel composé de diodes électroluminescentes reliées chacune à une des lignes et à une des colonnes de l'écran, tel qu'énoncé en revendication 1.

La présente invention prévoit aussi un procédé de régulation de la tension de polarisation de circuits de commande de colonnes d'un écran matriciel composé de diodes électroluminescentes reliées chacune à une des lignes et à une des colonnes de l'écran, tel qu'énoncé en revendication 7.

Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :

• la figure 1, précédemment décrite, représente un écran électroluminescent matriciel ;
• la figure 2, précédemment décrite, représente un circuit de commande de colonne et un circuit de commande de ligne adressant une diode électroluminescente d'un écran ;
• la figure 3 illustre un exemple de réalisation du dispositif de régulation selon la présente invention ;
• la figure 4 illustre un exemple de réalisation plus détaillé d'un élément du dispositif de la figure 3 ;
• la figure 5 illustre un autre exemple de réalisation du dispositif de régulation selon la présente invention ; et
• la figure 6 est un exemple de réalisation plus détaillé d'un élément du dispositif de la figure 4.

La figure 3 est un schéma d'un mode de réalisation de circuits de commande de colonne et du dispositif de régulation de la tension de polarisation V_pol selon la présente invention. Les circuits de commande de colonne comprennent un miroir de courant 9 composé d'une branche de référence b_ref et de n branches de duplication b₁ à b_n. Chaque branche est composée d'un transistor PMOS, P_ref pour la branche de référence et P₁ à P_n pour les branches b₁ à b_n. Les sources des transistors de chacune des branches sont connectées à la tension de polarisation V_pol et les grilles sont reliées les unes aux autres. Le drain et la grille du transistor P_ref de la branche de référence sont reliés à une source de courant de référence 10 en un point C_ref. La source de courant de référence 10 fournit un courant de luminance I_l. Le drain de chaque transistor P_i, i étant compris entre 1 et n, est relié à une colonne C_i de l'écran par l'intermédiaire d'un circuit de sélection de colonne tel que décrit en relation à la figure 2. L'ensemble des circuits de sélection de colonne sont représentés par un dispositif de sélection 11 commandé par un signal de colonne φ_C.

Chaque colonne C₁ à C_n est connectée à l'anode d'une diode respectivement D₁ à D_n. Les cathodes des diodes D₁ à D_n sont reliées à une source de courant 15 en un point C_o. La source de courant 15 fournit un courant dit d'observation I_ob choisi faible par rapport au courant de luminance minimal. Par ailleurs, le point de connexion C_ref est relié à l'anode d'une diode D_ref identique aux diodes D₁ à D_n, la cathode de la diode D_ref est connectée en un point C_oref à une source de courant 16 fournissant un courant égal au courant d'observation I_ob. Les points C_ref et C_oref sont reliés à deux entrées d'un circuit d'ajustement CR qui fournit la tension de polarisation V_pol.

Comme on l'a indiqué précédemment, les diodes électroluminescentes peuvent, même quand elles sont traversées par un même courant, présenter à leurs bornes des chutes de tension différentes. Notamment, cette chute de tension tend à augmenter quand les diodes électroluminescentes vieillissent. La présente invention vise à ajuster la tension V_pol pour tenir compte de ces variations de tension et assurer que le courant de luminance I_l choisi circule dans toutes les colonnes sélectionnées, V_pol restant aussi petit que possible.

Les diodes D₁ à D_n correspondant aux colonnes sélectionnées tendent à être conductrices. Toutefois, la diode reliée à la colonne ayant la tension la plus élevée impose la tension V_o sur les cathodes des diodes D₁ à D_n. Les autres diodes ne sont donc pas conductrices car la tension à leurs bornes est inférieure à leur tension de seuil. La tension V_o est l'image de la tension sur la colonne au potentiel le plus élevé décalée d'une tension de seuil de diode. De même, la tension V_oref au point de connexion C_oref est l'image de la tension Vref décalée d'une tension de seuil de diode.

Quand la tension V_o est supérieure à la tension V_oref, ceci signifie que le courant dans au moins une des colonnes de l'écran est inférieur au courant de luminance I_l choisi. Le circuit d'ajustement CR rehausse alors la tension de polarisation V_pol jusqu'à ce que les tensions V_o et V_oref soient égales.

Inversement, quand la tension V_o est inférieure à V_oref, ceci implique que le courant de luminance I_l choisi circule bien dans toutes les colonnes sélectionnées mais que la tension V_pol est trop élevée, ce qui entraîne une surconsommation d'énergie. Afin de réaliser des économies d'énergie électrique, le circuit d'ajustement diminue la tension de polarisation V_pol jusqu'à la tension V_pol minimale assurant une circulation du courant de luminance I_l dans toutes les colonnes sélectionnées.

La figure 4 est un schéma du circuit d'ajustement de la tension de polarisation V_pol en fonction de la différence entre les tensions V_o et V_oref.

Le circuit d'ajustement comprend un amplificateur d'erreur 20, un amplificateur opérationnel 21 et une bascule RS 22 fonctionnant avec une tension d'alimentation faible, par exemple 3,3 V. L'amplificateur d'erreur 20 reçoit sur une entrée positive, la tension V_o et sur une entrée négative, la tension V_oref. Dans le cas où les niveaux des tensions V_o et V_oref sont très élevés pour l'amplificateur d'erreur 20, on pourra prévoir un convertisseur de tension fournissant des tensions proportionnelles aux tensions V_o et V_oref, sur une plage de tension plus faible.

L'amplificateur d'erreur 20 amplifie la différence entre V_o et V_oref et fournit un signal d'erreur er qui varie par exemple entre 1 et 2 V. Quand les tensions V_o et V_oref sont égales, le signal d'erreur vaut par exemple 1,5 V. Plus la tension V_o est élevée par rapport à V_oref, et plus le signal d'erreur er est élevé et inversement. Le signal er est appliqué à l'entrée positive de l'amplificateur différentiel 21. La sortie de l'amplificateur différentiel 21 est reliée à la borne de réinitialisation R (reset) de la bascule RS 22. La sortie d'un oscillateur osc est reliée à la borne d'activation S (set) de la bascule RS 22. La sortie Q est au niveau logique haut (par exemple 3,3 V) quand la borne d'activation S est au niveau haut et au niveau logique bas (par exemple 0V) quand la borne de réinitialisation R est au niveau haut. Quand les deux bornes d'activation S et de réinitialisation R sont au niveau bas, la sortie Q conserve le dernier niveau positionné.

La sortie de la bascule RS 22 est reliée à la grille d'un transistor NMOS Tf. Une résistance R est placée entre la source du transistor Tf et la masse. Une bobine L est placée entre le drain du transistor Tf et la borne d'alimentation à une tension V_bat, par exemple à 3,3 V. L'anode d'une diode D_f est reliée au drain du transistor Tf et sa cathode est reliée à une première électrode d'un condensateur C. La seconde électrode du condensateur C est reliée à la masse. La première électrode du condensateur C fournit la tension V_pol. La source du transistor Tf est reliée à l'entrée négative de l'amplificateur différentiel 21.

Sur un front montant du signal de l'oscillateur osc, la sortie Q de la bascule RS 22 passe au niveau haut. Le transistor Tf se ferme et la tension aux bornes de la bobine L passe rapidement de 0 à V_bat. La tension V_R aux bornes de la résistance R et le courant dans la bobine L sont initialement nuls. Le courant dans la bobine L augmente progressivement, la tension V_R augmente donc également. Quand la tension V_R atteint le signal er de l'amplificateur différentiel 20, l'amplificateur 21 change d'état et passe au niveau haut. La sortie Q de la bascule RS 22 passe au niveau bas et le transistor Tf s'ouvre. La tension sur le drain du transistor Tf augmente brutalement. La diode Df devient passante et le condensateur C se charge. Le courant de charge est d'autant plus élevé que le courant traversant la bobine L est élevé au moment où le transistor Tf s'ouvre.

Lors du front montant suivant de l'oscillateur osc, la sortie Q de la bascule RS 22 passe à nouveau au niveau haut et un cycle identique à celui précédemment décrit recommence.

Quand la tension V_o est supérieure à la tension V_oref, le signal er est relativement élevée. En conséquence, le transistor Tf reste passant plus longtemps et le courant circulant dans la bobine L au moment de l'ouvertur du transistor Tf est important. Le condensateur C se charge et la tension V_pol augmente. Inversement, quand la tension V_o est inférieure à la tension V_oref, la tension V_pol diminue.

La tension de polarisation V_pol est donc ajustée en fonction des variations temporelles de la tension aux bornes des diodes électroluminescentes de l'écran.

Un avantage du dispositif de régulation selon la présente invention est que la tension de polarisation est toujours minimale, ce qui permet de réaliser des économies d'énergie.

Un autre avantage d'un tel dispositif est que sa conception est très simple.

La figure 5 est un schéma de circuits de commande de colonne identiques à ceux de la figure 3 ainsi qu'un schéma d'une variante de réalisation du dispositif de régulation de la tension de polarisation V_pol qui permet de pallier au problème suivant. Quand une ligne de l'écran est "noire", c'est-à-dire qu'aucune diode électroluminescente de la ligne sélectionnée n'est conductrice, la tension V_o au point C_o du circuit de régulation de la figure 3 diminue car aucune des diodes D₁ à D_n n'est passante. La tension V_o diminuant, le circuit d'ajustement CR diminue la tension de polarisation V_pol. Dans le cas où un grand nombre de lignes consécutives de l'écran sont noires, la tension de polarisation V_pol peut fortement diminuer. Les diodes électroluminescentes conductrices des lignes "éclairées" risquent alors de recevoir un courant inférieur au courant de luminance. La luminosité globale de l'écran diminue.

Dans cette variante de réalisation, le dispositif de régulation de la tension de polarisation V_pol est identique à celui de la figure 3 excepté que le point C_o est relié au circuit d'ajustement CR par l'intermédiaire d'un interrupteur 31. De plus, un condensateur 32 est placé entre l'entrée du circuit d'ajustement CR et la masse. L'interrupteur 31 est commandé de façon à être non passant quand une ligne de l'écran est noire, c'est-à-dire quand aucune diode électroluminescente de la ligne sélectionnée n'est conductrice. Le condensateur 32 conserve la valeur de la tension V_o correspondant à la dernière ligne non noire. Le dispositif de commande de l'interrupteur, non représenté, analyse le signal de colonne φ_C pour savoir si au moins une colonne est sélectionnée et donc qu'au moins une diode est conductrice. De plus, selon un mode de réalisation plus perfectionné, le dispositif de commande de l'interrupteur analyse les signaux de commande des circuits de commande de ligne de façon à rendre passant l'interrupteur 31 une fois que les tensions des colonnes sélectionnées sont passées de leurs tensions de précharge à leurs tensions de "fonctionnement" correspondant aux tensions induites par chacune des diodes électroluminescentes conductrices.

Un avantage d'un tel dispositif de régulation est qu'il permet d'ajuster la tension de polarisation V_pol en fonction des caractéristiques des diodes électroluminescentes de l'écran quel que soit le nombre de lignes noires consécutives de l'écran

La figure 6 est un schéma d'un mode de réalisation de l'amplificateur d'erreur 20 du circuit d'ajustement CR de la figure 4 qui permet de pallier au problème suivant. Lorsque l'écran ou les circuits de commande de colonnes ou de lignes comprennent un défaut de fabrication ou un défaut "d'usure" correspondant à une coupure entre une diode électoluminescente et une colonne ou une ligne, la tension V_o peut être très proche de la tension de polarisation V_pol. Un tel défaut conduit non seulement à une augmentation démesurée de la tension de polarisation V_pol mais aussi à des surtensions susceptibles entre autre de détériorer le circuit d'ajustement CR. Dans le cas d'un défaut d'usure, il peut être intéressant de détecter le défaut afin d'éviter de détériorer le reste du circuit et d'éviter d'augmenter la consommation électrique pour fournir une tension V_pol élevée. La détection d'un défaut de fabrication permet de détecter les circuits défaillant avant leur commercialisation.

L'amplificateur d'erreur représenté en figure 6 comprend deux transistors PMOS 40 et 41 dont les grilles reçoivent respectivement les tensions V_o et V_oref du dispositif de régulation représenté en figure 3. Deux sources de courant identiques 42 et 43 sont placées entre la tension de polarisation V_pol et les sources des transistors 40 et 41. Une résistance R1 est placée entre les sources des transistors 40 et 41. Les drains des transistors 40 et 41 sont reliés à un dispositif de conversion 44 qui fournit le signal d'erreur er. Un transistor PMOS 45 est placé en parallèle sur le transistor 40. La source du transistor 45 est connectée à la source du transistor 40 et le drain du transistor 45 est connecté au drain du transistor 40. La grille du transistor 45 reçoit une tension "de protection" V_protect qui est fournie par un dispositif non représenté. La tension de protection V_protect correspond à la tension V_o maximale correspondant à un fonctionnement correct de l'écran et des circuits de commande de colonne et de ligne.

En fonctionnement normal, sans défaut du circuit, la tension V_o est inférieure à la tension de protection V_protect. Les transistors 40, 41 et 45 sont tels que lorsqu'ils conduisent un courant égal à celui fourni par les sources de courant 42 et 43, leurs tensions grille-source est sensiblement égale à la tension de seuil d'un transistor PMOS. Ainsi, quand la tension V_o est inférieure à la tension V_protect, le transistor 45 est non conducteur. De même, lorsque les tensions V_o et V_oref sont différentes les tensions sur les sources des transistors 40 et 41 sont différentes. La résistance R1 est alors traversée par un courant qui est d'autant plus élevé que l'écart entre les tensions V_o et V_oref est élevé. Le dispositif de conversion 44 analyse les différences de courant dans les transistors 40 et 41 et fournit un signal d'erreur er d'autant plus élevé que le courant dans le transistor 40 est faible par rapport au courant dans le transistor 41 et inversement.

Dans le cas où le circuit présente un défaut, la tension V_o peut être très proche de la tension de polarisation V_pol. Lorsque la tension V_o dépasse la tension de protection V_protect, le transistor 45 devient conducteur et le transistor 40 non conducteur. La tension de polarisation V_pol est alors maximale. La valeur maximale de la tension V_pol dépend du choix de la tension V_protect et de la tension V_oref qui est fonction du courant de luminance souhaité. La présence du transistor 45 permet d'assurer que la tension de polarisation V_pol ne dépasse pas une valeur maximale donnée et permet en outre de supprimer des surtensions éventuelles susceptibles d'endommager le circuit d'ajustement CR.

Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, on pourra prévoir d'autres dispositifs d'évaluation du courant circulant dans les diodes électroluminescentes de l'écran ainsi que d'autres dispositifs d'ajustement de la tension de polarisation V_pol en fonction des différences entre le courant de luminance souhaité et le plus petit courant traversant les diodes électroluminescentes de l'écran. On pourra notamment utiliser d'autres convertisseurs de tension DC-DC capables de fournir une tension de polarisation V_pol élevée quand le signal d'erreur er est élevé et inversement. En outre, l'homme de l'art saura réaliser un miroir de courant différent de celui décrit, en utilisant par exemple deux transistors par branche.