Die Erfindung bezieht sich auf eine Antennenanordnung in der im wesentlichen rechteck-bzw. trapezförmigen Apertur 1 einer elektrisch leitenden Fahrzeugkarosserie im Meterwellenbereich z. B. für den UKW-Empfang.

Die Erfindung geht aus von einem Antennensystem, wie sie z.B. in der DE 195 35 250 A1 in Bild 4a am Beispiel eines Dachsegments für ein kleines Fahrzeug beschrieben ist. Die dort angegebenen Antennen (5,6) für Frequenzen bis zum Meterbereich sind vorzugsweise als Leiterstrukturen aus dünnem Draht ausgebildet. Aufgrund der im Fahrzeugbau beschränkt verfügbaren Bauräume kommen für die dort beschriebenen Segmente in erster Linie Dachsegmente oder Segmente im leitenden Kofferraumdeckel in Frage wobei die Aperturlänge L durch die Fahrzeugbreite und ihre Aperturbreite B durch andere fahrzeugtechnisch vorgegebene Rahmenbedingungen, wie z.B. das Schiebedach, die Überrollsicherheit etc. eingeschränkt ist. Dies führt insbesondere im Bereich der Meterwellen dazu, dass die Aperturlänge L oft kleiner als die halbe Betriebswellenlänge ist und die Aperturbreite B kleiner als 1/10 der Betriebswellenlänge gewählt werden muß. In diesem Fall kann mit den in der DE 195 35 250 A1 in Bild 4a vorgeschlagenen Antennen (5,6) die Aufgabe einer verlustarmen Anpassung bei größtmöglicher Bandbreite nicht realisiert werden. Auch bei größeren Personenkraftfahrzeugen steht für die Aperturlänge L mehr als 90 cm kaum zur Verfügung. Dies bedeutet im UKW-Bereich bei einer Mittenfrequenz von f_m = 97 MHz eine auf die Wellenlänge dieser Frequenz bezogene relative Aperturlänge L von L/λ, = 0,3 bei einer relativen Bandbreite des UKW-Bereichs von (f_max-f_min)/f_m = 0,211. Für das FM-Band in Japan mit seiner Mittenfrequenz von f_m = 83 MHz bedeutet dies eine auf die Wellenlänge dieser Frequenz bezogene relative Aperturlänge L von L/λ = 0,25 bei einer relativen Bandbreite des UKW-Bereichs von (f_max-f_min)/f_m = 0,17. Die vorgeschlagenen Antennen haben bei Anpassung an die in der Antennentechnik üblichen Impedanzen den Nachteil der Schmalbandigkeit oder die Bandbreite der Anpassung kann nur über Verluste erzielt werden. Z.B. können die Betriebsfrequenzbereiche in Form der o.g. Frequenzbänder bei der vorgegebenen kleinen relativen Aperturlänge L von L/λ = 0,3 bzw von L/λ = 2,5 nicht hinreichend verlustarm abgedeckt werden; d.h. das Produkt aus Wirkungsgrad und Bandbreite ist zu klein

Eine Antennenanordnung zur Abstimmung einer leitend berandeten Apertur ist bekannt aus der US 3,210,766. Eine Resonanzabstimmung kann dort nur herbeigeführt werden, wenn eine variable Kapazität zwischen einander gegenüberliegenden Punkten ausschließlich in der Mitte der Längsränder der Apertur eingebracht ist. Die dort angegebene Anordnung zielt ausschließlich auf die Erzeugung einer Resonanz der Struktur - ohne Betrachtung der sich dabei ergebenden Bandbreite der Resonanz ab. Die damit verbundenen Nachteile ergeben sich aus der Einschränkung, das abstimmende Element in der Mitte der Längsrichtung der Apertur einzubringen und keine Gestaltungsvielfalt der leitenden Verbindung zwischen den zentralen, einander gegenüberliegenden Punkten zu ermöglichen. Nachteilig ist ebenso, dass die dort angegebene Lösung ausschließlich auf die Erzeugung von Resonanzen mit Hilfe eines variablen kapazitiven Elements für diskrete variable Resonanzfrequenzen abzielt und somit eine breitbandige Resonanz zur Überdeckung eines ganzen Frequenzbereichs, wie z.B. des UKW-Frequenzbereichs nicht möglich ist.

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, bei solchen Aperturantennen den Nachteil der bei verlustarmer Anpassung der Antenne gegebenen Schmalbandigkeit zu vermeiden.

Diese Aufgabe wird mit Hilfe der Merkmale des Hauptanspruchs bewirkt.

Nachfolgend ist die Erfindung anhand einiger Ausführungsbeispiele in den Figuren weiter erläutert. Es zeigen:

Fig. 1a)

Aussparung mit der Aperturlänge L und der Aperturbreite B im leitenden Dach eines Kfz zur Bildung einer Antenne nach der Erfindung

Fig. 1b)

azimutales Strahlungsdiagramm bei Horizontalpolarisation bei Frequenzen unterhalb der Apertur-Eigenresonanz

Fig. 2a)

Frequenzverlauf der Leerlauf-Empfangsspannung am Ankoppelelement 3 zum Nachweis der Eigenresonanzfrequenz f_s der Apertur

Fig. 2b)

Anordnung zur Feststellung der Eigenresonanzfrequenz f_s

Fig. 2c)

Frequenzverlauf der Leerlauf Empfangsspannung einer Antenne nach der Erfindung am Ankoppelelement 3 zum Nachweis der durch Verstimmung reduzierten Resonanzfrequenz f_o

Fig. 2d)

Antenne nach der Erfindung mit einer auf die niedrigere Resonanzfrequenz f_o abgestimmten Apertur mit dem kapazitiven Abstimmelement 5

Fig. 3

1. a) Ersatzschaltbild zur Erläuterung der die Bandbreite reduzierenden Wirkung einer induktiven Komponente im kapazitiven Abstimmelement 5.
2. b) verlustlose Impedanztransformation auf das gewünschte Impedanzniveau bei Frequenzen unterhalb der Eigenresonanz der Apertur.

Fig. 4

Reduzierung der Bandbreite in Abhängigkeit von der Verstimmung fo/fs bei verschiedenen unerwünschten induktiven Effekten im kapazitiven Abstimmelement 5 als Parameter

1. a) Verhältnis von b_ro mit induktivem Effekt zu b_ropt ohne induktiven Effekt jeweils bei f_o
2. b) Verhältnis von b_ro bei f_o mit induktivem Effekt zu b_rs bei der Apertur-Eigenresonanz f_s

Fig. 5

1. a) Realisierung eines kapazitiven Abstimmelements 5 mit induktivitätsarmem Leiter 9 und Ankoppelelement 3 mit kapazitiver Ankopplung 23 und Parallelresonanzkreis 21 zur Gestaltung eines Zweikreis- Resonanzbandfilter -Verhaltens
2. b) Antennenimpedanz an der Antennenanschlußstelle 4 in a) für den FM-Bereich in Japan

Fig. 6

Nachweis der Breitbandigkeit auch bei größerer Bedeckung der Aperturlänge L mit einem induktivitätsarmen Leiter

1. a) Anordnung des induktivitätsarmen Leiters 9 mit kapazitiven Bauelementen 12 und von ihm getrenntem kapazitiven Koppelelement 3 mit Antennenanschlussstelle 4
2. b) Impedanzverlauf für die Anordnung in a) an der Antennenanschlussstelle 4
3. c) wannenartig ausgebildeter induktivitätsarmer Leiter 9 mit Dielektrikum ε_r zur Ausbildung der zur Abstimmung benötigten verteilten Kapazität zwischen Wannenrand 19 und Aperturrand 13. Die Mikrowellenantenne 24 nutzt die Wanne als Grundfläche

Fig. 7

1. a) Anordnung wie in Fig. 6a, jedoch mit kapazitivem Ankoppelelement 3 mit einer einfachen Transformationsschaltung
2. b) Impedanzverlauf für die Anordnung in a) an der Antennenanschlussstelle 4 für das UKW-Band als Betriebsfrequenzbereich

Fig. 8

1. a) Anordnung mit galvanisch mit der Fahrzeugkarosserie verbundenen flächigem Leiter 22 als mögliche leitende Grundfläche 25 für eine Mikrowellenantenne bei einem kombinierten Antennensystem
2. b) Impedanzverlauf für die Anordnung in a) an der Antennenanschlussstelle 4 für das FM- Band in Japan als Betriebsfrequenzbereich

Fig. 9

Grundformen für die Ausbildung von Ankoppelelementen 3

1. a) als magnetischer Dipol 20
2. b) als elektrischer Dipol 26

Fig. 10

Nachweis der Breitbandigkeit auch bei nahezu über die gesamte Aperturlänge L eingebrachte leitende Fläche 17 als induktivitätsarmer Leiter 9 bei kombinierter Verwendung als Ankoppelelement 3 mit Antennenanschlussstelle 4

1. a) Anordnung
2. b) Impedanzverlauf für die Anordnung in a) zur anschließend breitbandigen Transformation für den UKW-Bereich

Die mit einer Antenne in einer Apertur der vorgegebenen Art verbundene Strahlung ist bei Aperturlängen merklich unter der Halbwellenresonanz in der Hauptsache durch die Ströme am Aperturrand bestimmt. Mit einer Antenne dieser Art, z.B. im Dach eines Kraftfahrzeugs (Fig. 1a), ergibt sich deshalb für Frequenzen unterhalb der Aperturresonanz ein horizontales Strahlungsdiagramm, wie es in Bild 1b) dargestellt ist. Dieses für die Horizontalpolarisation zutreffende Richtdiagramm ist in seiner Form für beliebige Anregung der Apertur unabhängig von der Frequenz, sofern diese die Aperturresonanz nicht überschreitet. Antennenstrukturen, welche in die Apertur eingebracht sind, unterliegen somit bei diesen Frequenzen hinsichtlich ihres eigenen Strahlungsbeitrags der durch die Berandung der Apertur gegebenen Dominanz der Randströme. Aus diesem Grund ist es notwendig, die in die Apertur eingebrachten Antennenstrukturen derart zu gestalten, dass eine möglichst verlustarme und die mögliche Bandbreite so wenig wie möglich reduzierende Anregung der Randströme der Apertur gegeben ist.

Eine Apertur der beschriebenen Art besitzt hinsichtlich ihrer Strahlungseigenschaften einen hochpaßähnlichen Charakter, wobei bei Frequenzen oberhalb der Apertur-Eigenresonanz insbesondere auch bei größerer Breite der Apertur mit unterschiedlichen Antennenstrukturen und Positionierungen unterschiedliche Strahlungsdiagramme und auch relativ große Bandbreiten bei gutem Wirkungsgrad mit relativ schlanken Antennenleitern erreichbar sind. Dies wurde in der Vergangenheit anhand zahlreicher Formen von Fensterscheibenantennen in Kraftfahrzeugen gezeigt.

Zur Erläuterung der mit der Erfindung gegebenen Lehre wird in der folgenden Beschreibung das Beispiel einer Apertur mit der Länge L = 0,9 m und B = 0,2 m angenommen. In Fig. 2b wird diese Apertur mit der Ankoppelleitung 3 mit Anschlußstelle 4 betrachtet. Aufgrund der verteilten Wirkung aller Einflüsse treffen die im folgenden angegebenen mathematischen Beziehungen nicht genau zu. Sie beschreiben jedoch die auftretenden Phänomene mit hinreichender Genauigkeit und ermöglichen anhand der daraus ablesbaren Tendenzen die Umsetzung der angegebenen Lehre in die Praxis.

Zunächst wird die Frequenzabhängigkeit der Empfangsspannung bei Anstrahlung in Hauptempfangsrichtung als effektive Höhe h_eff im Fig. 2a betrachtet. Hierbei stellt sich die maximale Strombelegung bei der Eigenresonanzfrequenz f_s der Apertur ein, welche sich in einem Maximalwert der an der Ankoppelstelle gemessenen Leerlaufspannung - gemessen als effektive Höhe - ausdrückt. Hierbei wird eine durch die Strahlungsdämpfung und die Blindleistungsverhältnisse bestimmte relative Bandbreite b_rs gemäß folgender Beziehung $$b_{\mathit{rs}}=\frac{f_1-f_2}{\sqrt{f_1{f}_2}}=\frac{f_1-f_2}{f_s}$$ festgestellt. Die Resonanzfrequenz ergibt sich bei Gleichheit der elektrischen, das ist die durch die elektrischen Felder in der Apertur verursachte Blindleistung mit der magnetischen, das ist die durch die magnetischen Felder in der Apertur hervorgerufenen Blindleistung. Bei Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz, also bei den hier zutreffenden kurzen Aperturlängen, ist die elektrische Blindleistung in der Apertur zu klein, um die gewünschten resonanzartigen Randströme hervorzurufen. Erfindungsgemäß wird dieses Defizit an elektrischer Blindleistung durch ein kapazitives Abstimmelement 5 aufgehoben, so dass die resonanzartigen Ströme nunmehr bei einer niedrigeren Frequenz f_o erzeugt sind, welche durch die resonanzartige Überhöhung der effektiven Höhe in Fig. 2c nachgewiesen ist. Aufgrund der bei der niedrigeren Frequenz f_o kleineren auf die Blindleistung bezogenen Strahlungsdämpfung der Apertur ist die relative Aperturbandbreite $$b_{\mathit{ro}}=\frac{f_1-f_2}{\sqrt{f_1{f}_2}}=\frac{f_1-f_2}{f_o}$$ kleiner als bei der Eigenresonanz f_s der Apertur. Bezeichnet man mit P_ma die magnetische Blindleistung bei der neuen Resonanzfrequenz f_o, so ist die für die Verstimmung notwendige elektrische Blindleistung AP_e gegeben durch: $$\frac{\mathrm{\Delta }{P}_e}{P_{\mathit{ma}}}=1-{\left(\frac{f_o}{f_s}\right)}^2$$ welche mit größer werdender Verstimmung anwächst. Die optimale relative Bandbreite, welche bei dieser Maßnahme für die Resonanzüberhöhung der Aperturströme bei f_o erreicht werden kann, ist gegeben durch das Verhältnis aus der gesamten magnetischen Blindleistung P_ma zur abgestrahlten Leistung P im Sendefall. $$b_{\mathit{ropt}}=\frac{P_{\mathit{ma}}}{P}$$ Erfindungsgemäß wirkt das kapazitive Abstimmelement 5 mit seiner wirksamen Kapazität AC in Fig. 3a zwischen den Berandungspunkten A und A', wobei der an dieser Stelle gestrichelt angegebene Leitwert G_A die wirksame Strahlungsdämpfung der Anordnung repräsentiert. Der Zusammenhang zwischen den die Strahlungsdämpfung repräsentierenden Leitwerten ergibt sich aus dem Spannungsverhältnis Uc zu U_A wie folgt: $$G_A\approx G_c{\left(\frac{U_c}{U_A}\right)}^2$$ und der Zusammenhang zwischen den wirksamen Kapazitäten ist gegeben aus: $$\mathrm{\Delta }C=\mathrm{\Delta }{C}_c\frac{G_A}{G_c}$$

Mit größer werdendem Abstand d_A nimmt die Spannung U_A im Verhältnis zur Spannung U_C zum Ende der Apertur 1 hin stark ab, so dass sowohl die wirksame Kapazität ΔC als auch der die Strahlung an dieser Stelle repräsentierende Leitwert gemäß den Gleichungen (4) und (5) stark zunimmt. In den Anordnungen in Fig. 3 sind die wirksamen Kapazitäten jeweils durch die Serienschaltung einer Induktivität L_p bzw. L_pc und einer Kapazität C_p bzw. C_pc dargestellt.

Ein wesentliches Element der vorliegenden Erfindung besteht darin, die wirksame Kapazität an der gewählten Stelle in der Apertur extrem induktionsarm, das heißt, mit möglichst kleinem induktiven Einfluss zu gestalten. Ist der Einfluss der Serieninduktivität vernachlässigbar, so ist die Bandbreite der Resonanzüberhöhung der elektrischen und magnetischen Felder in der Apertur in weiten Grenzen praktisch unabhängig von der Position d_A für die Anbringung des kapazitiven Abstimmelements. In diesem Fall ergibt sich bei der Frequenz f_o die maximale relative Bandbreite b_ropt. Kann die induktive Blindleistung P_mp im Element L_p nicht vernachlässigt werden im Vergleich zu der von den Randströmen der Apertur erzeugten magnetischen Blindleistung P_ma, so reduziert sich die relative Bandbreite bei der Frequenz f_o auf den Wert b_ro annähernd nach folgendem Zusammenhang: $$b_{\mathit{ro}}=\frac{P}{\mathrm{\Sigma }{P}_m}=\frac{P}{P_{\mathit{ma}}+P_{\mathit{mp}}}=\frac{{}^P{/}_{P_{\mathit{ma}}}}{\left(1+{}^{P_{\mathit{mp}}}{/}_{P_{\mathit{ma}}}\right)}=\frac{b_{\mathit{ropt}}}{1+{}^{P_{\mathit{mp}}}{/}_{P_{\mathit{ma}}}}$$

Mit $$\frac{P_{\mathit{mp}}}{P_{\mathit{ma}}}=\frac{\mathrm{\Delta }{P}_{\mathit{e}}}{P_{\mathit{ma}}}\frac{P_{\mathit{mp}}}{\mathrm{\Delta }{P}_{\mathit{e}}}$$ ergibt sich zusammen mit Gleichung (2) eingesetzt in Gleichung (6) für die relative Bandbreite $$\begin{array}{ll}{b}_{\mathit{ro}}& =\frac{b_{\mathit{ropt}}}{1+\left[1-{\left({}^{f_o}{/}_{f_s}\right)}^2\right]\frac{P_{\mathit{mp}}}{\mathrm{\Delta }{P}_e}}\\ & =\frac{b_{\mathit{ropt}}}{1+\left[1-{\left({}^{f_o}{/}_{f_s}\right)}^2\right]{\omega }_o^2\mathrm{\Delta }{\mathit{CL}}_p}\end{array}$$

Damit reduziert sich die Bandbreite durch den Einfluss von L_p beträchtlich, wobei dieser Einfluss mit wachsender Verstimmung anwächst. Je näher die Resonanzfrequenz f_p $$f_p=\frac{1}{\sqrt{C_p{L}_p}}$$ des aus 4 und C_p bestehenden Resonanzkreises der Frequenz f_o kommt, umso stärker wird die Bandbreite bei f_o eingeengt. Damit gilt ferner: $$\begin{array}{c}{b}_{\mathit{ro}}\end{array}=\frac{b_{\mathit{ropt}}}{1+\frac{\left[1-{\left({}^{f_o}{/}_{f_s}\right)}^2\right]}{\left[{\left(\frac{f_p}{f_o}\right)}^2-1\right]}}$$

In Fig. 4a ist die Bandbreitenreduktion in Abhängigkeit vom Einfluss der in L_p auftretenden unerwünschten magnetischen Blindleistung in Abhängigkeit vom Frequenzverhältnis f_o/f_s für verschiedene Werte von C_p/ΔC bzw. P_mp/P_ma dargestellt. Zusätzlich ist in Fig. 4b der Einfluss der unerwünschten magnetischen Blindleistung auf das Verhältnis der relativen Bandbreite b_ro bei der Frequenz f_o zur relativen Aperturbandbreite b_rs bei Eigenresonanzfrequenz f_s dargestellt, wobei berücksichtigt ist, dass bei niedrigen Frequenzen die optimal erreichbare Bandbreite für die Stromresonanz mit der dritten Potenz der Frequenz kleiner wird. Umso wichtiger ist es, die Bandbreite der Antennenanordnung nicht durch weitere nachteilige Ankopplung an die Apertur zu verringern. Mit größer werdendem Abstand d_A von der Mitte ist die Einhaltung der Bedingung Pmp/OP_e << 1 immer schwieriger. Dies geht aus der folgenden Gleichung (11) in Verbindung mit Gleichung (4) hervor. Denn für gleich großen Einfluss der Induktivität L_p gilt: $$L_p=L_{\mathit{pc}}\cdot \frac{G_c}{G}$$

Aus diesem Grund muss das kapazitive Abstimmelement insbesondere bei Abstimmung außerhalb der Aperturmitte erfindungsgemäß besonders induktionsfrei gestaltet sein. Aus den obigen Ausführungen geht klar hervor, dass ein in die Apertur eingelegter dünner Antennenleiter nicht geeignet ist um der Apertur 1 die für die Abstimmung notwendige Blindleistung AP_e zuzuführen da dies aufgrund seiner Eigeninduktivität ohne die Bandbreite reduzierende magnetische Blindleistung P_mp nicht möglich ist.

Die Erfindung wird am Beispiel einer Apertur 1 in einer Fahrzeugkarosserie 2 mit einer Aperturlänge L von 90 cm und einer Aperturbreite B von 20 cm weiter erläutert. Ziel ist es in diesem Beispiel dabei, eine Antenne für einen Betriebsfrequenzbereich gemäß dem UKW-Bereich in Europa bzw. gemäß dem FM-Frequenzbereich in Japan zu schaffen. Wird das kapazitive Abstimmelement 5 wie in Fig. 2d in der Mitte der Aperturlänge L in die Apertur 1 eingebracht, so genügt an dieser hochohmigen Stelle eine Kapazität C_pc von 5 pF, um die Eigenresonanzfrequenz f_s = 116 MHz der Apertur 1 auf f_o = 90 MHz herabzusetzen. Dies geht aus Fig. 2c hervor. Dabei reduziert sich die relative Bandbreite der Aperturresonanz von b_rs = 0,2 auf bro = 0,08. Der an dieser Stelle wirksame Leitwert G_c (Fig. 3b) beträgt ohne kapazitive Verstimmung im Falle der Apertureigenresonanz f_s ca. 1 mS und wird mit der betrachteten Verstimmung auf die Resonanzfrequenz f₀ auf ca. 0,54 mS reduziert. Zusammen mit den bei der niedrigeren Frequenz geänderten Blindleistungsverhältnissen ergibt sich für die angegebene Verstimmung die relativ starke Reduzierung der relativen Bandbreite b_ro der Aperturresonanz. Für die Positionierung des Ankoppelelements 3 mit Antennenanschlußstelle 4 ist der Leitwert von 0,54 mS entsprechend einem Widerstand von 1,86 kΩ ein zu hoher Wert, um eine einfache verlustlose Anpassschaltung zu realisieren. Aus diesem Grund ist es technisch wesentlich günstiger, das Ankoppelelement 3 derart zu positionieren, dass das dort verfügbare Impedanzniveau in der Größenordnung der gewünschten Antennenimpedanz liegt, wobei mit wachsendem Abstand d_D von der Mittellinie der Apertur 1 der Leitwert G in den Figuren 3a und 3b stark zunimmt. Dieses Impedanzniveau wird durch den Leitwert G in Fig. 3c bestimmt, welcher an den Punkten D und D' die gesamte Strahlungsdämpfung der Apertur repräsentiert, wobei in Analogie zu Gleichung (3) gilt, dass das Impedanzniveau gemäß folgender Beziehung zum Aperturende hin stark abnimmt und durch Wahl eines geeigneten Abstands d_D auf den gewünschten Wert eingestellt werden kann. Für den Leitwert G ergibt sich angenähert: $$G\approx G_c{\left(\frac{U_c}{U_D}\right)}^2$$

Diese als praktisch verlustfreie Maßnahme anzusehende Transformation ermöglicht z.B. die Gestaltung eines äquivalenten Resonanzbandfilters mit zwei Resonanzkreisen, wie dies in Fig. 5a dargestellt ist. Hierbei wirkt die Apertur 1 als ein auf die Frequenz f_o abgestimmter Resonanzkreis. Mit Hilfe der in Fig. 5a dargestellten Ankoppelkapazität 23 im Ankoppelelement 3 zusammen mit den verlustarmen Blindelementen 21, welche als zweiter Resonanzkreis der Antennenanschlussstelle 4 parallel geschaltet sind, lässt sich die in Fig. 5b dargestellte breitbandige Impedanzkurve verlustarm erzeugen.

Diese überdeckt mit einer breitbandigen Schleife in der Umgebung der für Rauschanpassung an einen Transistor optimalen Impedanz das im Vergleich zur Eigenresonanzfrequenz der Apertur 1 niedrige FM-Band in Japan (76 bis 90 MHz, Betriebsfrequenzbereich). Im folgenden wird gezeigt, dass die Aperturresonanz auf unterschiedliche Weise gleichwertig hergestellt werden kann, ohne dass hierbei das Ankoppelelement 3, abgesehen von Feinabstimmungsmaßnahmen, geändert werden müsste. Der induktivitätsarme Leiter 9 kann als flächiger Leiter mit einer hinreichend großen Leiterbreite 11 ausgeführtwerden. Hierbei können zur Überbrückung der Unterbrechungsstelle 6 konzentrierte kapazitive Bauelemente 12 eingesetzt werden, wobei es zur Vermeidung von unerwünschter induktiver Wirkung vorteilhaft ist, mehrere solcher kapazitiver Bauelemente 12 verteilt über die Leiterbreite 11 einzusetzen.

Eine weitere Möglichkeit der Gestaltung des kapazitiven Abstimmelements 5 mit der gewünschten wirksamen Kapazität ΔC ist die Ausgestaltung der Unterbrechungsstelle 6 als eine Schlitzkapazität, welche durch Wahl einer geeigneten Leiterschlitzweite 14 eingestellt werden kann.

Eine weitere vorteilhafte Möglichkeit der Gestaltung des kapazitiven Abstimmelements 5 ist in Fig. 5a dargestellt. Hierbei ist das kapazitive Abstimmelement 5 in einem nennenswerten Abstand d_A in die Apertur 1 eingebracht. Dort ist aus Gründen der wesentlich größeren Kapazität C_p als der bei Mittenanbringung erforderlichen Kapazität C_pc der Einfluss der Induktivität L_p wesentlich größer als die einer Induktivität L_pc gleicher Größe bei Mittenanbringung (sh. Gl. 11). Deshalb ist eine flächige Ausgestaltung des induktivitätsarmen Leiters 9 vorteilhaft. Bei geeigneter Wahl des kapazitiven Bauelements 7 bei Einbringung von konzentrierten kapazitiven Bauelementen 12 bei vorgegebenem Randabstand 10 bzw. bei geeigneter Wahl einer Leiterschlitzweite 14 bei der hinreichend groß gewählten Leiterbreite 11 lässt sich die in Fig. 5b dargestellte Impedanzkurve erzielen. Sämtliche in den Figuren dargestellten Möglichkeiten zur Abstimmung der Aperturresonanz sind praktisch gleichwertig.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird das kapazitive Abstimmelement 5 als eine größere leitende Fläche 17 mit einer Längsabmessung bis zu einer halben Aperturlänge L als induktivitätsarmer Leiter 9 in die Apertur 1, wie in Fig. 6a, eingebracht. Die gewünschte kapazitive Gesamtwirkung wird durch den Randabstand 10 zwischen der Berandung dieser leitenden Fläche 17 und den Aperturrändern 13 in Verbindung mit geeigneten verteilt angeordneten konzentrierten kapazitiven Bauelementen 12 gestaltet. Insbesondere für die Gestaltung von kombinierten Antennensystemen in der Apertur 1 ist es vorteilhaft, die leitende Fläche 17 des kapazitiven Abstimmelements 5 zur Aufnahme weiterer Antennen für andere Frequenzbereiche wannenartig auszubilden. Diese Wanne kann vorteilhaft als leitende Grundfläche 25 von Mikrowellenantennen 24 gestaltet werden (Fig. 6c). Zur Herausführung der Anschlussleitungen aus der Apertur 1 werden diese für den Meterwellenfrequenzbereich durch Verdrosselung hochohmig gestaltet.

Hierbei ist zu berücksichtigen, dass aufgrund des verbleibenden kleinen Randabstands 10 der Beitrag des mit der Wanne überbrückten Bereichs der Apertur zur Bildung der Eigeninduktivität weniger beiträgt und der Kapazitätsbelag entsprechend erhöht werden muß; dass jedoch die grundsätzlichen Eigenschaften der abgestimmten Apertur erhalten bleiben. Ähnlich wie die als leitende Wanne ausgeprägte leitende Fläche 17 ist es selbstverständlich nicht notwendig, das Ankoppelelement 3 in der Ebene der die Apertur 1 umgebenden Fahrzeugkarosserie anzubringen. Dieses kann vielmehr ebenso vertieft auf einem dielektrischen Trägermaterial in der Apertur 1 platziert sein.

Das Ankoppelelement 3 mit ihrer Antennenanschlußstelle 4 zur Ankopplung an das resonanzartig überhöhte magnetische Feld bzw. an das resonanzartig überhöhte elektrische Feld in der Apertur 1, kann mit einem Ankoppelelement 3 mit dem Charakter eines magnetischen Dipols 20 bzw. mit einem Ankoppelelement 3 mit dem Charakter eines elektrischen Dipols 26 erfolgen (Fig. 9a, Fig. 9b). Magnetisch wirkende Ankoppelelemente 3 zur Auskopplung der starken magnetischen Felder am Ende der Apertur 1 sind zusätzlich in den Figuren 2b, 2d und 3a, 3b dargestellt. Die Auskopplung mit einem elektrischen Monopol geht aus Fig. 8a hervor. Die zugehörige Impedanzkurve in Fig. 6a zeigt die Breitbandigkeit dieser Anordnung an der Antennenanschlussstelle 4, welche vorteilhaft die Transformation in die gewünschte Impedanzkurve in Fig. 7b mit den in Fig. 7a angedeuteten einfachen verlustarmen Blindelementen zulässt.

Eine besonders vorteilhafte Ankopplung an die Apertur 1 ist die oben erwähnte kapazitive Ankopplung zur Gestaltung eines äquivalenten Resonanzbandfilters mit zwei Kreisen, wie dies z.B. in Figur 5a dargestellt ist. Eine besonders vorteilhafte Variante der Ausgestaltung des Ankoppelelements 3 im Hinblick auf die Gestaltung von Kombinationsantennen ist in Fig. 8a dargestellt. Dort ist der im wesentlichen gestreckte Leiter 22 an seinem einen Ende mit dem Aperturrand 13 galvanisch verbunden. Bei flächiger Ausgestaltung des gestreckten Leiters 22 kann dieser vorteilhaft als leitende Grundfläche 25 von Mikrowellenantennen 24 in einem kombinierten Antennensystem verwendet sein. Aufgrund der galvanischen Kopplung kann dabei die Herausführung der Anschlussleitungen der Mikrowellenantennen 24 problemlos erfolgen.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist das kapazitive Abstimmelement 5 mit dem Ankoppelelement 3 dadurch kombiniert, dass in die Apertur 1 über einen großen Teil der Aperturlänge L eine leitende Fläche 17 als induktivitätsarmer Leiter 9 eingebracht ist. Die Abstimmung erfolgt durch geeignete Gestaltung des Randabstands 10 in Verbindung mit der verteilten Einbringung von konzentrierten kapazitiven Bauelementen 12. Aufgrund der erhöhten Konzentration der magnetischen Felder in unmittelbarer Randnähe ist bei nicht zu kleinem Randabstand 10 kaum eine nachteilige Abnahme der Eigeninduktivität als magnetischer Energiespeicher der Apertur verbunden. Die gewünschte Antennenimpedanz kann bei geeigneter Positionierung der Antennenanschlussstelle 4 eingestellt werden. Diese Impedanz ist in Fig. 10b dargestellt und zeigt eine breitbandige Schleife im Frequenzbereich von 80 bis 110 MHz. Durch übliche Schaltungsmaßnahmen kann eine derart breitbandige Impedanz in eine gewünschte Impedanzkurve z.B. für den UKW-Bereich transformiert werden.

• Apertur 1
• Fahrzeugkarosserie 2
• Ankoppelelement 3
• Antennenanschlußstelle 4
• kapazitive Abstimmelement 5
• Unterbrechungsstelle 6
• kapazitives Bauelement 7
• Distanz 8
• induktivitätsarmer Leiter 9
• Randabstand 10
• Leiterbreite 11
• kapazitive Bauelemente 12
• Aperturrand 13
• Leiterschlitzweite 14
• LMK-Empfangsantennenelement 15
• LMK-Anschlußstelle 16
• leitende Fläche 17
• isolierter Spalt 18
• Wannenrand 19
• magnetischen Dipols 20
• verlustarme Blindelemente 21
• gestreckter Leiter 22
• Ankoppelkapazität 23
• Mikrowellenantennen 24
• leitende Grundfläche 25
• elektrischer Dipol 26
• Serieninduktivität 27
• wirksame Kapazität ΔC
• Aperturlänge L
• Eigenresonanzfrequenz fs
• Blindleistung Pmp
• erzeugten Blindleistung Pma
• Resonanzfrequenz fo
• Abstand dA
• Abstand dD