ZÜNDSCHALTUNG MIT GEREGELTER ZÜNDSPANNUNG

Beschreibung

[0001] Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Schaltungen zur Erzeugung von Zündimpulsen für eine Lampe, wie beispielsweise eine Hochdruck-Gasentladungslampe, sowie auf Verfahren zur Erzeugung von Zündimpulsen für eine Lampe. Schließlich bezieht sich die Erfindung auch auf Lampen-Vorschaltgeräte, die derartige Zündschaltungen aufweisen.

[0002] Generell ist es die Aufgabe von gattungsgemässen Zündschaltungen, sogenannte Zündspannungs-Impulse an die Lampe abzugeben, die eine sichere Lampenzündung während einer bestimmten Phasenlage der Netzspannung gewährleisten.

[0003] Aus der WO 97/08921 ist die in Fig. 6 dargestellte Zündschaltung bekannt. Die in Fig. 6 schematisch gezeigte Zündschaltung weist eine als magnetisches Vorschaltgerät dienende Drossel 3, einen Impulstransformator 5, dessen Sekundärwicklung 6 in Serie mit der Drossel 3 und der Hochdruck-Gasentladungslampe 4 geschaltet ist, und dessen Primärwicklung 8 in Serie mit einem Schaltelement 9 geschaltet ist, sowie einen Stoßkondensator 7 auf, wobei der Stoßkondensator 7 einerseits sowie die Serienschaltung aus der Primärwicklung 8 und dem Schaltelement 9 andererseits eine Parallelschaltung bilden, die ihrerseits in Serie mit einem Ladewiderstand 13 zu einem steuerbaren Schalter 10 geschaltet ist. Der steuerbare Schalter 10 ist beispielsweise ein in einer Gleichrichterbrücke angesteuerter Bipolartransistor oder Feldeffekttransistor.

[0004] Des weiteren ist ein Zündhilfskondensator 11 sowie eine Steuerschaltung 12 vorhanden, die zur Ansteuerung des steuerbaren Schalters 10 dient. Die Steuerschaltung 12 steuert den steuerbaren Schalter 10 zeitlich abhängig von dem Auftreten eines Zündimpulses für die Hochdruck-Gasentladungslampe 4, wobei ein Zündimpuls durch eine Zündimpulserkennung 15 erfasst wird, welche mit dem Impulstransformater 5 durch eine spezielle Wicklung 14 verbunden ist.

[0005] Die Funktion der in Fig. 6 gezeigten Schaltung ist dabei wie folgt:

Zunächst ist der steuerbare Schalter 10 offen, so dass die aus dem Stoßkondensator 7, der Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 und dem Sidac 9 gebildete Parallelschaltung von der an den Anschlüssen 1 anliegenden Wechselspannungsversorgung getrennt ist. Die Steuerschaltung, bspw. ein Asic, enthält vorzugsweise einen Zähler, der in Betrieb gesetzt wird, wenn ein Nulldurchgang der Netzspannung erfolgt oder die Netzspannung eine bestimmte Höhe erreicht hat, was einem bestimmten Schaltwinkel entspricht. Durch Abzählen kann festgestellt werden, wann der geforderte Schaltwinkel, d. h. die Phasenlage die durch die Hersteller von Lampen gefordert zwischen 60° EL bis 90° EL bzw. 240° EL bis 270° EL, erreicht ist. Ist die gewünschte Phasenlage erreicht, so wird der steuerbare Schalter 10 geschlossen, wobei die an dem Zündhilfskondensator 11 anliegende Spannung kurzzeitig reduziert wird, da durch das Schließen des steuerbaren Schalters 10 der Stoßkondensator 7 dem Zündhilfskondensator 11 parallel geschaltet wird. Die Sekundärwicklung 6 des Impulstransformators 5 selbst ist niederohmig.

[0006] Nach dem Schließen des steuerbaren Schalters 10 kommt es zu dem normalen Zündverhalten, d. h. die an dem Stoßkondensator 7 anliegende Spannung steigt durch das Aufladen des Stoßkondensators 7 über den Ladewiderstand 13 an, so dass auch die an der Lampe 4 bzw. den Zündhilfskondensator 11 anliegende Spannung ansteigt. Ist die Schaltspannung des Sidac 9 erreicht, so schließt dieses kurz und der Stoßkondensator 7 wird über die Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 und das Sidac 9 entladen, wodurch an der Hochdruck-Gasentladungslampe 4 ein Zündimpuls gezeugt wird, der über die gekoppelte Wicklung 14 und die Zündimpulserkennung 15 der Steuerschaltung 12 mitgeteilt wird.

[0007] Mit Erfassen eines Zündimpulses öffnet die Steuerschaltung 12 sofort den steuerbaren Schalter 10, so dass der aus dem Stoßkondensator 7, dem Sidac 9 und der Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 gebildete Schwingkreis sehr schnell ausschwingt, da diesem Schwingkreis keine neue Energie zugeführt wird. Dadurch wird der Haltestrom des Sidac 9 sehr schnell unterschritten, was erlaubt, dass kurz nach dem Öffnen des Schalters 10 der Schalter 10 wieder geschlossen werden kann, so dass eine schnelle Zündimpulsfolge erreicht werden kann.

[0008] Ein Nachteil dieser Schaltung ist es, dass sie nicht berücksichtigt, dass die Zündspannung mit der Leitungskapazität sinkt.

[0009] Aus der EP 479351 A1 ist eine selbst anpassende Zündschaltung bekannt, die tendenziell versucht, diesem Problem abzuhelfen.

[0010] Gemäß dieser Schrift sind zwei parallel zueinander schaltbare Stoßkondensatoren vorgesehen. Wenn nunmehr eine Schaltung (IV in Fig. 1) erfasst, dass die an der Lampe selbst anliegenden Zündimpulse keine ausreichende Amplitude aufweisen, wird der zweite Stoßkondensator durch Betätigung eines Schalters zu dem eigentlichen ersten Stoßkondensator parallel geschaltet, was bekanntlich die Kapazität erhöht, wodurch in einem folgenden Zündvorgang die Zündimpulsamplitude entsprechend erhöht wird.

[0011] Der Ablauf gemäß dieser EP 479 351 A1 ist also derart, dass immer mit einem Zündvorgang unter Verwendung eines einzigen Stoßkondensators begonnen wird und für den Fall, dass die Amplitude der Zündimpulse an der Lampe nicht ausreichend sein sollte, ein zweiter Kondensator parallel geschaltet wird. Vorgesehen ist also eine diskrete Erhöhung der Kapazität und somit der Zündimpulsamplitude. Eine Verringerung der Kapazität ist dagegen nicht vorgesehen.

[0012] Auch wenn gemäß der EP 479 351 A1 somit ein Versuch unternommen wird, eine ausreichende Zündimpulsamplitude in der Lampe sicherzustellen, so ermöglicht dies noch keine effiziente Ausregelung der zulässigen Toleranzen des gesamten Zündsystems bezüglich

• Netzspannungsbereich,
• Leitungskapazität,
• Umgebungstemperatur,
• Einsatz von Vorschaltgeräten (verschiedene Hersteller) mit unterschiedlichen Anzapfungen und unterschiedlichem Aufbau (derzeit muss für jedes Impulszündgerät ein genaues abgestimmtes Vorschaltgerät gebaut werden), und
• dem Unterschied zwischen geerdeten und nicht geerdeten Vorschaltgeräten.

[0013] Aus der EP 1 196 012 A ist eine Steuereinheit bekannt, die in einer Zündvorrichtung für Gasentladungslampen vorgesehen ist, wobei diese Schaltung eine von einem TRIAC ausgehende Zündimpulsübertragung vorsieht.

[0014] Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es dementsprechend, eine Technik für ein verbessertes Zündystem anzugeben, die in effizienter Weise eine ausreichende Zündimpulsamplitude an der Lampe sicherstellt.

[0015] Genauer gesagt hat die vorliegende Erfindung eine Technik zur (kontinuierlichen) Regelung der Zündimpulsamplitude zum Ziel, derart, dass aufgrund der Regelung der Zündimpulsamplitude der Sollwert für die Zündspannung nahe an die untere Grenze des vom Lampenhersteller geforderten Leistungsfensters gelegt werden kann, wodurch die Belastung des Vorschaltgeräts swie der übrigen Bauteile verringert und somit deren Lebensdauer erheblich erhöht werden kann.

[0016] Genauer gesagt wird die oben angeführte Aufgabe durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Die abhängigen Ansprüche bilden in zentralen Gedanken der vorliegenden Erfindung in besonders vorteilhafter Weise weiter.

[0017] Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Schaltung zur Erzeugung von Zündimpulsen für eine Lampe vorgesehen, die aufweist:

• einen Zündimpulstransformator,
• eine Einrichtung zur Zeugung von Zündimpulsen an einer Primärwicklung des Zündimpulstransformators, die in die Sekundärwicklung des Zündimpulstransformators transformiert werden, wobei die Einrichtung eine Serienschaltung bestehend aus einem Stoßkondensator und einem Schalter parallel zu der Sekundärwicklung des Zündimpulstransformators und der Lampe aufweist, wobei bei geöffnetem Schalter die Ladung in dem Stoßkondensator im Wesentlichen erhalten bleibt und bei geschlossenem Schalter sich der Stoßkondensator auf den aktuellen Momentanwert der Netzspannung auflädt. Schließlich ist noch eine Steuereinheit vorgesehen, mittels der die Ein- und Ausschaltzeitpunkte des Schalters beliebig einstellbar sind.

[0018] Die Steuereinheit kann die Einschaltzeitdauer des Schalters steuern, wobei der Einschaltzeitpunkt gegebenenfalls fest synchron zu einer vorgegebenen Phasenlage der Netzspannung gewählt ist.

[0019] Zur Strombegrenzung kann ein Ohm'scher Widerstand und/oder eine Induktivität in Serie zu dem Schalter geschaltet sein.
der Zündimpulstransformators kann nach erfolgreicher Zündung einer angeschlossenen Lampe als Drossel zur Begrenzung des Lampenstrom dienen.

[0020] Die Erfindung bezieht sich auch auf ein Vorschaltgerät, das eine Schaltung wie oben beschrieben aufweist.

[0021] Die Erfindung bezieht sich ebenfalls auf eine Leuchte, die ein Vorschaltgerät wie oben beschrieben aufweist.

[0022] Gemäss einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zur Erzeugung von Zündimpulsen für eine Lampe vorgesehen, aufweisend die folgenden Schritte:

• Erzeugung von Zündimpulsen an einer Primärwicklung des Zündimpulstransformators, die in die Sekundärwicklung des Zündimpulstransformators transformiert werden, wobei die Zündimpulse mittels einer Serienschaltung bestehend aus einem Stosskondensator und einem Schalter parallel zu der Sekundärwicklung des Zündimpulstransformators und der Lampe erzeugt werden, und
• durch Öffnung des Schalters die Ladung in dem Stosskondensator im Wesentlichen erhalten bleibt und bei geschlossenem Schalter sich der Stosskondensator auf den aktuellen Momentanwert der Netzspannung auflädt,

dadurch gekennzeichnet, dass
die Öffnungs- bzw. Schliesszeitpünkte des Schalters beliebig einstellbar sind.

[0023] Die Einschaltdauer des Schalters ausgehend von einem Netzphasen-synchronen Einschalten des Schalters kann dabei gesteuert werden.

[0024] Der Einschaltzeitpunkt des Schalters kann synchron zu einer vorgegebenen Phasenlage der Netzspannung erfolgen.

[0025] Weitere Merkmale, Vorteile und Eigenschaften der vorliegenden Erfindung werden nun anhand der beigefügten Figuren der Zeichnungen und anhand eines exemplarischen Ausführungsbeispiels näher erläutert.

[0026] Dabei zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer erfindungsgemässen Zündschaltung,

Fig. 2 und 3 Diagramme, die die Regelung der Zündimpulsamplitude durch Wahl der Einschaltdauer eines Schalters der Zündschaltung illustrieren,

Fig. 4 eine detailliertere Ansicht der Zündschaltung in Fig. 1,

Fig. 5 eine detaillierte Ansicht der Steuereinheit einer erfindungsgemäßen Zündschaltung, und

Fig. 6 eine aus der WO 97/08921 bekannte Schaltung.

[0027] In Fig. 1 ist schematisch ein Vorschaltgerät beispielsweise für eine Hochdruck-Gasentladungslampe gezeigt. Die Netzspannung wird dabei an die Anschlüsse L, N(L2) angelegt, wobei zwischen diesen Netzspannungsanschlüsse L, N ein optionaler Kompensationskondensator geschaltet sein kann (es kann auch eine Zentralkompensation im Vorschaltgerät vorgesehen sein). Weiterhin ist ein Impulstransformator VG des Vorschaltgeräts mit einer Zündwicklung ZW und einer dazu in Serie geschalteten Hauptwicklung HW ersichtlich, wobei der Impulstransformator VG nach dem Zünden der schematisch dargestellten Lampe als Drossel für den Lampenstrom dient. Zwischen der Zündwicklung ZW des Impulstransformators VG und einem Anschluss für die Netzspannung N(L2) ist ein allgemein mit ZG bezeichnetes Zündgerät (Zündschaltung) vorgesehen.

[0028] Der Zündimpulstransformator VG dient also nach erfolgtem Lampenstart als Strombegrenzungsdrossel. Die Zündwicklung ZW und die Hauptwicklung HW dienen dabei, sobald die Lampe brennt, in an sich bekannter Weise zur Strombegrenzung für die Lampe.

[0029] Das Zündgerät ZG weist einerseits eine Serienschaltung (Serienschwingkreis) bestehend aus einem Strombegrenzungswiderstand R1, einer Induktivität L1 sowie einem Stoßkondensator C1 auf. Weiterhin weist das Zündgerät ZG einen Schalter S1 (beispielsweise einen Bipolar- und MOSFET-Transitor) auf, durch dessen Ansteuerung die Lade-/Entladevorgänge des Stoßkondensators C1 gesteuert werden können.

[0030] Der Schalter S1 wird dabei durch eine Steuereinheit betätigt, die die Ein-/Ausschaltvorgänge des Schalters abhängig von einer durch einen Komparator erfassten Differenz zwischen einer Referenzspannung U_Z-REF sowie einer erfassten der tatsächlichen Amplitude der Zündimpulse an der Lampe LA ansteuert.

[0031] In bekannter Weise wird zum Zünden der Schalter S1 (vorzugsweise ein Halbleiter in einer Dioden-Gleichrichterbrücke) geschlossen, so dass ein Zünd-Stoßstrom über die Serienschaltung bestehend aus der Zündwicklung ZW, dem Stoßkondensator C1, Induktivität L1 sowie dem Strombegrenzungswiderstand R1 fließt. Dieser Stoßstrom wird in die Hauptwicklung HW des Zündimpulstransformators VG zu einem Zündspannungsimpuls transformiert, mit welchem die Hochdruck-Gasentladungslampe gezündet werden kann.

[0032] Hinsichtlich Fig. 1 ist also zu beachten, dass einerseits die Ansteuerung des Schalters S1 abhängig von einer erfassten Differenz zwischen einem Sollwert U_Z-REF und dem der der tatsächlichen Amplitude der Zündimpulse an der Lampe ausgeführt wird. Andererseits kann diese Ansteuerung natürlich kontinuierlich verändert werden, d.h. im Gegensatz zum Stand der Technik kann der Schalter S1 derart angesteuert werden, dass er während einer Netzhalbwelle beliebig ein- und ausgeschaltet werden kann.

[0033] Das Einschalten stellt dabei bekanntlich den Zündzeitpunkt dar.

[0034] Im Folgenden wird bezugnehmend auf Fig. 2 und Fig. 3 dargestellt, wie durch das Ein- und Ausschaltverhalten des Schalters S1 die Spannung im Stoßkondensator C1 und dementsprechend auch die Zündspannung an der Klemme LA im wesentlichen beliebig und kontinuierlich verändert werden kann. Diese beliebige Einstellung der Zündimpulsspannungen der Klemme LA ermöglicht die effiziente Ausregelung der bereits angeführten Toleranzen des Zündsystems (Netzspannung, Leitungskapazität, Umgebungstemperaturbereich, geerdetes oder nicht geerdetes Vorschaltgerät etc.). Dies wiederum erlaubt es, den Sollwert für die Zündimpulsamplitude U_Z-REF knapp über die untere Grenze des vom Lampenhersteller geforderten Leistungsfensters für den Zündvorgang zu legen, wodurch die Belastung des Vorschaltgeräts verringert und somit die Lebensdauer erheblich erhöht werden kann.

[0035] In Fig. 2 ist der Fall gezeigt, dass wie üblich kurz vor dem Erreichen des Scheitels einer Netzhalbwelle (Zeitpunkt t₁) der Schalters S1 geschlossen wird, wodurch wenigstens ein Zündimpuls zu dieser definieren Phasenlage der Netzspannung ausgelöst wird. Die Serienschaltung (Serienschwingkreis) des Zündkreises reagiert auf dises Schliessen des Schalters S1 mit einem Stosstrom, um die Ladungsdifferenz an dem Stosskondensator C1 auszugleichen. Während der Schalter S1 geschlossen bleibt, schwingt der Serienschwingkreis R1, L1, C1 aus und die Spannung an dem Stosskondensator passt sich laufend dem aktuellen Wert der anliegenden Netzspannung an.

[0036] In dem Szenario von Fig. 2 bleibt der Schalter S1 dann verhältnismäßig lange bis zu einem Zeitpunkt t₂ geschlossen. Die an dem Stoßkondensator C anliegende Spannung folgt während dieser gesamten Einschaltzeit tx im wesentlichen dem aktuellen Wert der anliegenden Netzspannung. Zu dem Zeitpunkt t₂ wird der Schalter S1 wieder geöffnet, so dass an dem Stoßkondensator C1 im Wesentlichen eine Spannung anliegt und während der Öffnungszeit des Schalter S1 gehalten wird, die dem Wert der Netzspannung zum Zeitpunkt t₂ entspricht.

[0037] Da der Ausschaltzeitpunkt t₂ nur sehr kurz vor dem nächstfolgenden Einschaltzeitpunkt (Zündzeitpunkt) t₃ liegt, ist die Differenz zwischen der Spannung an dem Stoßkondensator C1 und dem Wert der Netzspannung zum Zündzeitpunkt t₃ verhältnismäßig gering, was also eine verhältnismäßig geringe Stosspannung an dem Stosskondensator C1 und entsprechend eine geringe Zündimpulsamplitude an der Klemme LA ergeben wird. Je näher also der Ausschaltzeitpunkt t₂ an den nächstfolgenden Zündzeitpunkt t₃ herangeschoben wird (mit anderen Worten, je länger bei feststehendem Zündzeitpunkt die Einschaltzeitdauer tx des Schalters S1 ist), desto niedriger wird die sich ergebende Zündimpulsamplitude an der Klemme LA sein. Die Zündimpulsamplitude kann somit gegebenenfalls bis auf Null gesetzt werden, wenn t₂ im Wesentlichen dem Einschalt- und Zündzeitpunkt t₃ entspricht bzw. der Schalter S1 ständig eingeschaltet bleibt.

[0038] Fig. 3 zeigt andererseits das Szenario, dass der Schalter S1 nach einem Einschalt- und Zündzeitpunkt t₁ nach verhältnismäßig kurzer Einschaltdauer tx zu einem Zeitpunkt t₂, bereits wieder geöffnet wird und somit an dem Stoßkondensator C1 dieser verhältnismäßig hohe Wert der Netzspannung zu diesem Zeitpunkt t₂, gehalten wird. Wenn nunmehr bei einem folgenden Zünden (gleich Einschalten des Schalters S1) zu einem Zeitpunkt t₃ ein oder mehrere Zündimpulse erzeugt werden, so weisen diese eine große Amplitude (im Vergleich zum Szenario von Fig. 2) auf, da die Stossspannung, d.h. die Differenz zwischen der am Stoßkondensator C1 gehaltenen Spannung (im wesentlichen gleich dem Wert der Netzspannung zum Zeitpunkt t₂,) und der zum Zündzeitpunkt t₃ vorliegenden Wert der Netzspannung sehr groß ist.

[0039] Im Extremfall, d.h. wenn das Ausschalten des Schalters S1 im Bereich des Scheitels einer ersten Netzhalbwelle erfolgt und das Zünden andererseits im Bereich des Scheitels der folgenden Netzhalbwelle erfolgt, nimmt die Stoßspannung an dem Kondensator C1 den Maximalwert ein, d.h. etwa das Doppelte des Spitzenwerts der Netzspannung. Durch Verringerung der Einschaltauer des Schalters S1 kann somit kontinuierlich die Amplitude der Zündimpulsspannung an der Klemme LA erhöht werden.

[0040] In jedem Fall kann die Stosspannung gemäss der Erfindung durch entsprechendes Umladen des Stosskondensators den Scheitelwert der Netzspannung überschreiten (Spannungsüberhöhung).

[0041] Die Erfindung geht also den Weg, dass die Spannung an dem Stoßkondensator C1 einstellbar ist, um somit letztendlich die Zündimpulsamplitude einzustellen. Die Kapazität im Zündgerät ZG muss dagegen nicht verändert werden. Die Stosspannung wird dabei gemässe dem Ausführungsbeispiel durch die Wahl der Einschalt- und Ausschaltzeitpunkte des Schalters innerhalb einer Netzhalbwelle festgelegt.

[0042] Üblicherweise ist der Zündzeitpunkt und somit der Einschaltzeitpunkt t1, t3 gemäß den Anforderungen des Lampenherstellers vorgegeben. Dagegen kann gemäß der Erfindung der Ausschaltzeitpunkt t2, t2' und somit die Einschaltdauer tx beliebig verändert werden.

[0043] Unter Bezugnahme auf Fig. 4 soll nunmehr erläutert werden, wie mit einem Microcontroller oder ASIC U1 ein derartiger Regel-/Steuervorgang für die Zündimpulsamplitude ausgeführt werden kann.

[0044] Der Schalter, in diesem Fall ein MOSFET-Transistor M1, ist in einer Halbleiterbrücke mit einer Diode D1 geschaltet. Der Sollwert für die Zündimpulsamplitude Uz_ref wird durch entsprechende Wahl eines Widerstands R6 vorgegeben. An einem Anschluß Uz_in des ASICS U1 wird über einen Meßwiderstand R2 die Zündimpulsspannung an der Klemme LA erfasst.

[0045] Der Eingang U_br-in dient internen Funktionen des ASIC.

[0046] Mittels einer (an sich bekannten) externen Bandgap-Referenz werden die Spannungen V_dd für die Steuerlogik selbst sowie die Spannung V_ss für einen Ausgangstreiber für das Ansteuersignal OUT für den Schalter S1, M1 geregelt.

[0047] Am Eingang U_z-in kann auch die Lampenbrennspannung erfasst werden.

[0048] Weiterhin kann mittels des Eingangs Uz_in der Nulldurchgang der Netzspannung erfasst werden. Jeder Nulldurchgang kann in der Steuerlogik einen Zählvorgang auslösen, wobei der aktuelle Zählwert dann die momentan vorliegende Phasenlage der Netzspannung wiedergibt. Dies ist insbesondere wichtig für die ordnungsgemäße Taktung der Einschaltpunkte und somit Zündzeitpunkte gemäß den Anforderungen von Leuchtenherstellern.

[0049] In der Steuerlogik ist beispielsweise mittels einer sogenannten Look-Up-Tabelle die eigentliche Regellogik implementiert. Das heisst, abhängig von dem Ergebnis des Zündspannungsvergleichs U_zref - U_zin) ist in der Steuerlogik mittels einer Funktion bzw. einer solchen Tabelle vorgegeben, zu welchem Zeitpunkt bzw. nach welcher Einschaltzeitdauer tx der Schalter S1, M2 durch Ausgabe eines entsrpechenden Signals OUT geschlossen und/oder wieder geöffnet werden muß.

Ansprüche

1. Schaltung zur Erzeugung von Zündimpulsen für eine Lampe,
aufweisend:

- einen Zündimpulstransformator (VG),

- eine Einrichtung (ZG) zur Erzeugung von Zündimpulsen an einer Primärwicklung des Zündimpulstransformators (VG), die in die Sekundärwicklung des Zündimpulstransformators (VG) transformiert werden, wobei die Einrichtung (ZG) eine Serienschaltung bestehend aus einem Stosskondensator (C1) und einem Schalter (S1, M1) parallel zu der Sekundärwicklung des Zündimpulstransformators (VG) und der Lampe aufweist, wobei

- bei geöffnetem Schalter (S1, M1) die Ladung in dem Stosskondensator (C1) im wesentlichen erhalten bleibt und bei geschlossenem Schalter (S1, M1) sich der Stosskondensator (C1) auf den aktuellen Momentanwert der Netzspannung (L, N(L2)) auflädt,

dadurch gekennzeichnet, dass
eine Steuereinheit vorgesehen ist, mittels der die Ein- und Ausschaltzeitpunkte des Schalters beliebig einstellbar sind.

2. Schaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Steuereinheit die Einschaltzeitdauer des Schalters steuert, wobei der Einschaltzeitpunkt synchron zu einer vorgegebenen Phasenlage der Netzspannung gewählt ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass zur Strombegrenzung ein Ohm'scher Widerstand (R1) und/oder eine Induktivität (L1) in Serie zu dem Schalter (S1, M1) geschaltet sind.

4. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Zündimpulstransformators (VG) nach erfolgreicher Zündung einer angeschlossenen Lampe als Drossel zur Begrenzung des Lampenstrom dient.

5. Vorschaltgerät für eine Lampe
dadurch gekennzeichnet,
dass es eine Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche aufweist.

6. Leuchte,
aufweisend ein Vorschaltgerät nach Anspruch 5.

7. Verfahren zur Erzeugung von Zündimpulsen für eine Lampe,
aufweisend die folgenden Schritte:

- Erzeugung von Zündimpulsen an einer Primärwicklung des Zündimpulstransformators (VG), die in die Sekundärwicklung des Zündimpulstransformators (VG) transformiert werden, wobei die Zündimpulse mittels einer Serienschaltung bestehend aus einem Stosskondensator (C1) und einem Schalter (S1, M1) parallel zu der Sekundärwicklung des Zündimpulstransformators (VG) und der Lampe erzeugt werden, und

- durch Öffnung des Schalters (S1, M1) die Ladung in dem Stosskondensator (C1) im wesentlichen erhalten bleibt und bei geschlossenem Schalter (S1, M1) sich der Stosskondensator (C1) auf den aktuellen Momentanwert der Netzspannung auflädt,

dadurch gekennzeichnet, dass
die Öffnungs- bzw. Schliesszeitpunkte des Schalters (S1, M1) beliebig einstellbar sind.

8. Verfahren nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Einschaltdauer (tx) des Schalters (S1, M1) ausgehend von einem Netzphasen-synchronen Einschalten des Schalters (S1) gesteuert wird.

9. Verfahren nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Einschaltzeitpunkt des Schalters (S1, M1) synchron zu einer vorgegebenen Phasenlage der Netzspannung erfolgt.

Claims

1. Circuit for generating starting pulses for a lamp, having:

- a starting pulse transformer (VG),

- a device (ZG) for generating starting pulses at a primary winding of the starting pulse transformer (VG) which are transformed into the secondary winding of the starting pulse transformer (VG), wherein the device (ZG) has a series circuit comprising a surge capacitor (C1) and a switch (S1, M1) in parallel with the secondary winding of the starting pulse transformer (VG) and the lamp, wherein

- when a switch (S1, M1) is open, the charge in the surge capacitor (C1) is substantially maintained and, when the switch (S1, M1) is closed, the surge capacitor (C1) is charged to the present instantaneous value for the system voltage (L, N (L2)),

characterized in that
a control unit is provided, by means of which the making and breaking times of the switch can be adjusted as desired.

2. Circuit according to Claim 1, characterized in that the control unit controls the making time period of the switch, wherein the making time is selected in synchronism with a predetermined phase angle of the system voltage.

3. Circuit according to Claim 1 or 2, characterized in that, for current limitation, a nonreactive resistor (R1) and/or an inductance (L1) are connected in series with the switch (S1, M1).

4. Circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the starting pulse transformer (VG), after successful starting of a connected lamp, acts as inductor for limiting the lamp current.

5. Ballast for a lamp, characterized in that said ballast has a circuit according to one of the preceding claims.

6. Luminaire, having a ballast according to Claim 5.

7. Method for generating starting pulses for a lamp, having the following steps:

- generating starting pulses at a primary winding of the starting pulse transformer (VG) which are transformed into the secondary winding of the starting pulse transformer (VG), wherein the starting pulses are generated by means of a series circuit comprising a surge capacitor (C1) and a switch (S1, M1) in parallel with the secondary winding of the starting pulse transformer (VG) and the lamp, and

- by opening of the switch (S1, M1), the charge in the surge capacitor (C1) is substantially maintained and, when the switch (S1, M1) is closed, the surge capacitor (C1) is charged to the present instantaneous value for the system voltage,

characterized in that
the opening or closing times of the switch (S1, M1) can be adjusted as desired.

8. Method according to Claim 7, characterized in that the making period (tx) of the switch (S1, M1) is controlled starting from making of the switch (S1) in synchronism with the system phases.

9. Method according to Claim 8, characterized in that the making time of the switch (S1, M1) is in synchronism with a predetermined phase angle of the system voltage.

Revendications

1. Circuit destiné à générer des impulsions d'allumage pour une lampe,
présentant :

- un transformateur à impulsions d'allumage (VG),

- un dispositif (ZG) destiné à générer des impulsions d'allumage en un enroulement primaire du transformateur à impulsions d'allumage (VG), lesquelles sont transformées dans l'enroulement secondaire du transformateur à impulsions d'allumage (VG),

le dispositif (ZG) présentant un circuit série composé d'un condensateur de choc (C1) et d'un commutateur (S1, M1) en parallèle de l'enroulement secondaire du transformateur à impulsions d'allumage (VG) et de la lampe,
dans lequel

- en cas de commutateur (S1, M1) ouvert, la charge dans le condensateur de choc (C1) est sensiblement maintenue et, en cas de commutateur (S1, M1) fermé, le condensateur de choc (C1) se charge sur la valeur instantanée actuelle de la tension de réseau (L, N(L2)),

caractérisé en ce
qu'une unité de commande est prévue, au moyen de laquelle les moments de mise en circuit et de mise hors circuit du commutateur sont ajustables de manière quelconque.

2. Circuit selon la revendication 1,
caractérisé en ce que
l'unité de commande commande la durée de mise en circuit du commutateur, la durée de mise en circuit étant choisie de manière synchrone à une position de phase prédéterminée de la tension de réseau.

3. Circuit selon la revendication 1 ou 2,
caractérisé en ce que,
pour une limitation de courant, une résistance ohmique (R1) et/ou une inductance (L1) est connectée en série avec le commutateur (S1, M1).

4. Circuit selon l'une des revendications précédentes,
caractérisé en ce que,
après un allumage réussi d'une lampe connectée, le transformateur à impulsions d'allumage (VG) fait office d'inductance destinée à limiter le courant à travers la lampe.

5. Ballast pour une lampe
caractérisé en ce qu'il présente un circuit selon l'une des revendications précédentes.

6. Luminaire,
présentant un ballast selon la revendication 5.

7. Procédé destiné à générer des impulsions d'allumage pour une lampe,
présentant les étapes suivantes :

- génération d'impulsions d'allumage en un enroulement primaire du transformateur à impulsions d'allumage (VG), lesquelles sont transformées dans l'enroulement secondaire du transformateur à impulsions d'allumage (VG), les impulsions d'allumage étant générées au moyen d'un circuit série composé d'un condensateur de choc (C1) et d'un commutateur (S1, M1) en parallèle de l'enroulement secondaire du transformateur à impulsions d'allumage (VG) et de la lampe, et

- par une ouverture du commutateur (S1, M1), la charge dans le condensateur de choc (C1) est sensiblement maintenue, et en cas de commutateur (S1, M1) fermé, le condensateur de choc (C1) se charge sur la valeur instantanée actuelle de la tension de réseau,

caractérisé en ce que
les moments d'ouverture ou de fermeture du commutateur (S1, M1) sont ajustables de manière quelconque.

8. Procédé selon la revendication 7,
caractérisé en ce que
la durée de mise en circuit (tx) du commutateur (S1, M1) est commandée à partir d'une mise en circuit du commutateur (S1) de manière synchrone à la phase de réseau.

9. Procédé selon la revendication 8,
caractérisé en ce que
le moment de mise en circuit du commutateur (S1, M1) a lieu de manière synchrone à une position de phase prédéterminée de la tension de réseau.

Zeichnung