Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Lampen. Die Erfindung bezieht sich hauptsächlich auf den Betrieb von Niederdruck-Gasentladungslampen. Bis auf Aspekte, die die Vorheizung betreffen, ist die Erfindung auch auf Betriebsgeräte für LEDs anwendbar.

Aus der gattungsgemäßen Druckschrift DE 10 2005 007 346 ist eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Betreiben von Lampen bekannt. Die Schaltungsanordnung enthält eine Stopp-Einrichtung, die das Einschalten der elektronischen Schalter des Halbbrückenwechselrichters unterbinden kann und nur während einer Ein-Zeit freigibt. Die Ein-Zeit ist abhängig von einem Lampenparameter, wodurch sich ein Regelkreis schließen lässt. Nachteilig an dieser Schaltung ist, dass der Zündburst für die Lampe von den Toleranzen der Lastkreisbauteile abhängt. Darüber hinaus bestehen Probleme, wenn eine magnetisch stark sättigende Lampendrossel eingesetzt wird, weil sich dann auch die effektive Resonanzfrequenz verschiebt.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht somit darin, ein Verfahren zum Steuern einer Halbbrückenschaltung bereitzustellen, bei dem ein Zündburst für die Entladungslampe verhältnismäßig unabhängig von den Toleranzen der Lastkreisbauteile ist. Auch soll der Zündburst mit relativ magnetisch stark sättigender Lampendrossel generierbar sein. Darüber hinaus soll eine entsprechende Halbbrückenschaltung bereitgestellt werden.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Lampen mit folgenden Merkmalen:

• Halbbrückenanordnung, die einen oberen und einen unteren elektronischen Schalter aufweist, die in Serie geschaltet sind, jeweils einen Steueranschluss aufweisen und an ihrem Verbindungspunkt einen Mittelpunkt bilden,
• am Mittelpunkt ist ein Lastkreis angeschlossen, in den ein Lastkreisstrom fließt,
• der Lastkreis enthält ein Reaktanznetzwerk mit einer Resonanzfrequenz, an das eine Lampe anschließbar ist,
• der Lastkreis ist so bemessen, dass in einem Normalbetrieb für eine angeschlossene Lampe nach dem Öffnen eines der elektronischen Schalter die Spannung am jeweils anderen der elektronischen Schalter nach einer Umschwing-Zeit zu Null wird,
• die Schaltungsanordnung umfasst eine Rückkoppeleinrichtung, die eine Rückkoppelgröße aus dem Lastkreis derart mit den Steueranschlüssen der elektronischen Schalter koppelt, dass die elektronischen Schalter abwechselnd eingeschaltet werden,
• die Schaltanordnung umfasst eine Stopp-Einrichtung, die mit den Steueranschlüssen der elektronischen Schalter gekoppelt ist und einen Eingang aufweist, an den ein Stoppsignal anlegbar ist, wobei die Stopp-Einrichtung ein Einschalten der elektronischen Schalter verhindert, solange das Stoppsignal einen Aus-Zustand aufweist,
• die Schaltungsanordnung einen Timer aufweist, der mit dem Eingang der Stopp-Einrichtung gekoppelt ist und das Stoppsignal bereitstellt, das einen Ein-Zustand und einen Aus-Zustand annehmen kann,
• die Schaltungsanordnung umfasst eine Triggereinrichtung, die jeweils nach Ablauf der Umschwing-Zeit ein Triggersignal an den Timer abgibt, spätestens jedoch, wenn der Lastkreisstrom zu Null wird,
• der Timer schaltet das Stoppsignal in den Ein-Zustand für die Dauer einer Ein-Zeit, wobei
• durch eine Ablaufsteuerung zunächst eine Ein-Zeit während der Vorheizzeit der Elektroden der Lampen durch den Timer vorgegeben ist, die kleiner als ein Viertel der Periodendauer der Resonanzfrequenz des Reaktanznetzwerkes ist und nach der Vorheizzeit der Elektroden der Lampen diese Ein-Zeit kontinuierlich erhöht wird, bis sie mindestens einem Viertel der Periodendauer der Resonanzfrequenz des Reaktanznetzwerkes entspricht. Unter Ein-Zeit ist hier eine Einschaltzeit der Schalter zu verstehen.

In vorteilhafter Weise ist damit eine stabile Erzeugung von quasi resonanten Zündbursts mit geringer Toleranzabhängigkeit und ohne spezielles Timing bei magnetisch sättigender Lampendrossel möglich. Außerdem ist eine thermische Optimierung der Gesamtschaltung erreichbar.

Entsprechend einer besonderen Ausführungsform ist eine aktive Ein-Zeit der Schalter der Halbbrückenschaltung während einer Betriebsphase bei der Betriebsfrequenz fest vorgegeben. Damit bedarf es keiner Regelung des Lampenstroms bzw. der Lampenleistung im Betrieb.

Vorzugsweise ist die Vorheizfrequenz so hoch, dass die aktive Ein-Zeit der Schalter der Halbbrückenschaltung in der Vorheizphase kleiner als ein Viertel der Resonanzperiode ist, während die Betriebsfrequenz so niedrig ist, dass die aktive Ein-Zeit größer als ein Viertel der Resonanzperiode abzüglich einer Speicherzeit der Halbbrückenschalter ist. Damit kann ein minimaler Frequenz- bzw. Zeitbereich vorgegeben werden, bei dessen Durchlaufen ein wirksames Vorheizen und ein sicheres Zünden möglich ist.

Die definierte Zeitdauer, während der die Frequenz kontinuierlich abgesenkt wird, sollte zwischen 1 ms und 100 ms liegen. Diese Zeit ist ausreichend, damit ein sicheres Zünden gewährleistet ist.

Entsprechend einer weiteren bevorzugten Ausführungsform erfolgt eine symmetrische Zündleerlaufstrombegrenzung. Damit ist eine automatische Anpassung der Zündfrequenz an Lastkreistoleranzen und eine sättigende Lampendrossel möglich. Insbesondere ist es vorteilhaft, den Lastkreisstrom auf einen temperaturabhängigen Grenzwert zu begrenzen. Dadurch kann auch die Temperaturabhängigkeit der Sättigungsinduktion der Lampendrossel berücksichtigt werden.

Ferner ist es vorteilhaft, wenn die Halbbrückenschaltung bipolare Halbbrückenschalter mit Basisserienkondensatoren in den Steuerkreisen aufweist. Damit kann die Speicherzeit der Bipolartransistoren weiter reduziert werden.

Die vorliegende Erfindung wird nun anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert, in denen zeigen:

Fig. 1

einen Verlauf der Spannung am Resonanzkreiskonden- sator in Abhängigkeit von der Frequenz;

Fig. 2

ein Schaltungsdiagramm eines Teils einer Halbbrü- ckenschaltung;

Fig. 3

ein Schaltungsdiagramm von Ansteuerkomponenten für die Halbbrückenschaltung von Fig. 2 und

Fig. 4

ein Strom/Spannungsdiagramm des Lastkreises.

Das nachfolgend näher geschilderte Ausführungsbeispiel stellt eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar.

Wie eingangs erwähnt, soll die Halbbrückenschaltung dahingehend verbessert werden, dass unabhängig von den Toleranzen der Lastkreisbauteile stets ein definierter Zündburst möglich ist. Dabei ist es auch immer das Ziel, möglichst geringe Verluste zu erhalten, damit keine oder nur geringe Kühlmaßnahmen erforderlich sind.

Fig. 1 zeigt die Spannung an dem Lastkreiskondensator, der üblicherweise parallel zu der zu betreibenden Lampe geschaltet ist. Im Leerlauf, d. h. ohne Lampe oder bei nicht gezündeter Lampe, ergibt sich der Leerlaufverlauf U_CL in Abhängigkeit von der Frequenz. Das Maximum dieses Verlaufs befindet sich bei der Resonanzfrequenz f_res. Dort ist die höchste Spannung an dem Lastkreiskondensator zu beobachten. Die Lampe zündet bei einer Zündspannung U_z, die etwas unterhalb des Spannungsmaximums liegt. Diese Zündspannung U_z wird bei einer Zündfrequenz f_zünd erreicht.

In der Vorheizphase, die typischerweise zwischen 0,4 s und 2 s liegt, wird die Lampe mit einer Vorheizfrequenz f_vorheiz geheizt, die deutlich höher als die Zündfrequenz f_zünd liegt. Bei dieser Vorheizfrequenz f_vorheiz liegt die Spannung an der Lampe deutlich unter der Zündspannung U_z.

Während des Betriebs der Lampe stellt sich an dem Lastkreiskondensator die Spannung U_CB ein. Ihr Verlauf ist in Fig. 1 gestrichelt wiedergegeben. Betrieben wird die Lampe letztlich bei der Betriebsfrequenz f_betrieb. Dadurch ergibt sich ein Arbeitspunkt AP.

Nach dem Vorheizen kann die Lampe im Idealfall dadurch gezündet werden, dass die Frequenz von der Vorheizfrequenz f_vorheiz auf eine feste Zündfrequenz f_zünd reduziert wird. Aufgrund von Toleranzen der Lastkreisbauteile kann sich jedoch der Verlauf der Lastkreiskondensatorspannung so ändern, dass bei der fest vorgegebenen Frequenz die Zündspannung U_z nicht erreicht ist oder unnötig hoch liegt. Die Lampe würde in diesem Fall nicht zünden bzw. es würde eine zu hohe Bauteilebelastung bei zu hoher Spannung erfolgen.

Erfindungsgemäß ist daher vorgesehen, die Lastkreisfrequenz kontinuierlich von der Vorheizfrequenz f_vorheiz über die Resonanzfrequenz f_res (typischerweise 50 bis 60 kHz) zur Betriebsfrequenz f_betrieb (typischerweise 40 bis 50kHz) zu reduzieren. Dabei steigt die Leerlaufspannung (Lampe hat noch nicht gezündet) gemäß Pfeil P1 an. Sie erreicht bei einer zuvor nicht bekannten oder nicht festgelegten Frequenz die Zündspannung U_z. Nun sinkt die Spannung an dem Lastkreiskondensator auf die Betriebsspannung U_CB und die Lastkreisfrequenz wird weiter reduziert, bis schließlich der Arbeitspunkt AP bei der Betriebsfrequenz f_betrieb erreicht ist, wie dies in Fig. 1 durch Pfeil P2 angedeutet ist. Es wird also unabhängig von den Bauteiletoleranzen zu einem Zündburst kommen, so dass die Lampe sicher in Betrieb genommen wird, ohne zu hohen Spannungen ausgesetzt zu sein.

Um zu gewährleisten, dass die Lampe zunächst wirksam vorgeheizt, dann gezündet und schließlich wunschgemäß betrieben wird, wird die Vorheizfrequenz f_vorheiz so gewählt, dass die aktive Einschaltzeit t_on-vorheiz < ¼ T_res ist, wobei T_res die Leerlaufresonanzperiode darstellt. Eine Ablaufsteuereinheit erhöht dann die aktive Einschaltzeit t_on-betrier > ¼ T_res - t_s , so dass die Frequenz auf die Betriebsfrequenz f_becrieb sinkt. Dabei entsprich t_s der Speicherzeit des Kollektorstroms beim Einsatz von Bipolartransistoren. Eine Ein-Zeit t_on ist in Fig. 4 dargestellt und entspricht derjenigen Zeit, in der der Basisstrom I_B eines Bipolartransistors der Halbbrückenschaltung während einer Halbperiode größer als 0 ist.

Eine Halbbrückenschaltung zur beispielhaften Realisierung der Erfindung ist in Fig. 2 wiedergegeben. Die Halbbrückenschalter Q1 und Q2 sind als Bipolartransistoren ausgeführt. Die beiden Schalter Q1 und Q2 sind seriell verbunden, wobei an die Serienschaltung die Zwischenkreisspannung mit den Polen VZW_PLUS und VZW_MINUS angelegt ist. Zwischen den beiden Schaltern Q1 und Q2 ergibt sich der Knoten N1, wobei zwischen den Emitter des Schalters Q1 und den Knoten N1 ein Widerstand R5 geschaltet ist. Basis und Emitter des Schalters Q1 sind über einen Widerstand R11 verbunden. Außerdem ist die Basis des Schalters Q1 über eine Parallelschaltung eines Widerstands R42 mit einer RC-Serienschaltung R3, C29 in Serie mit einer ersten Wicklung eines Transformators TR1 an den Knoten N1 geschaltet. Ebenso ist der Emitter des Schalters Q2 über einen Widerstand R6 mit dem Minuspol VZW_MINUS verbunden und ein Widerstand R12 überbrückt die Basis und den Emitter des Schalters Q2. Des Weiteren ist die Basis des Schalters Q2 über eine Parallelschaltung eines Widerstands R43 mit einer RC-Serienschaltung R4, C30 in Serie mit einer zweiten Wicklung des Transformators TR1 an die Minusklemme VZW_MINUS geschaltet. Die Kondensatoren C29 und C30 sorgen dafür, dass der Basisstrom voreilt. Außerdem dienen sie zur Reduktion der Speicherzeit, wie dies unten im Zusammenhang mit Fig. 4 erläutert wird.

Parallel zur Emitter-Kollektor-Strecke des Schalters Q1 liegt eine Diode D9 in Flussrichtung und ebenso eine Diode D10 parallel zur Emitter-Kollektor-Strecke des Schalters Q2. Diese Dioden D9 und D10 dienen als Freilaufdioden der Schalter Q1 und Q2. Ein Kondensator C8 liegt parallel zu der Diode D9 und wirkt als Trapezkondensator.

Zusätzlich zu den zwei bereits beschriebenen Wicklungen besitzt der Transformator TR1 eine dritte Wicklung, über die eine Stoppfunktion gesteuert wird. Diese dritte Wicklung ist mit den Wechselspannungs-Anschlüssen eines Vollbrückengleichrichters gekoppelt, der von den Dioden D1, D2, D3 und D4 gebildet wird. Die Gleichspannungs-Anschlüsse dieses Gleichrichters liegen parallel zu einem elektronischen Schalter V2. Die dritte Wicklung, der Gleichrichter und der Schalter V2 bilden eine Stoppeinrichtung. Bei dem Schalter V2 handelt es sich um einen MOSFET-Transistor, der mit dem Sourceanschluss mit dem Bezugspotenzial VCC_MINUS verbunden ist. Sobald am Gate des Schalters V2 ein Stoppsignal anliegt, das einem Aus-Zustand entspricht, schließt der Schalter V2 über den Gleichrichter die dritte Wicklung des Transformators TR1 kurz. Damit werden über den Transformator TR1 auch die Steuereingänge der elektronischen Schalter Q1 und Q2 kurzgeschlossen, so dass die beiden Schalter ausgeschaltet werden.

Gesteuert wird der Schalter V2 von einem Timer U1. In dem Beispiel von Fig. 3 ist dieser Timer durch ein CMOS-IC 555 realisiert. Der Schaltkreis U1 stellt das Stoppsignal an PIN3 zur Verfügung. Um die richtige Polung zur Ansteuerung des Schalters V2 zu erreichen, muss das Signal invertiert werden. Dies wird durch den Inverter U2-D erreicht.

Zur Energieversorgung des Schaltkreises U1 sind die Versorgungsklemmen VCC_PLUS und VCC_MINUS vorgesehen, die an PIN8 und PIN1 des Schaltkreises angeschlossen sind.

Die Serienschaltung eines Widerstands R1 und eines Kondensators C1, die zwischen die beiden Versorgungsklemmen VCC_PLUS und VCC_MINUS geschaltet ist, führt zu einer Zeitkonstanten, die die Ein-Zeit t_on bestimmt. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R1 und dem Kondensator C1 ist sowohl mit PIN6 als auch mit PIN7 der Schaltung U1 verbunden, um dem Timer die entsprechende Zeitkonstante vorzugeben. PIN4 der Schaltung U1 bildet einen Reset-Eingang und muss mit der positiven Betriebsspannung hochohmig über R2 verbunden werden, damit sich die gewünschte Funktionalität der Schaltung U1 einstellt.

PIN2 der Schaltung U1 bildet einen Triggereingang und ist zunächst über einen Widerstand R25 mit der positiven Versorgungsklemme VCC_PLUS verbunden. Zum Auslösen des Timers ist an PIN2 ein negativer Impuls nötig. Dieser wird von einem Komparator U3-A geliefert, der beispielsweise durch das Bauteil LM293 realisiert sein kann. Der Triggerimpuls wird direkt an PIN2 der Schaltung U1 geliefert. Der invertierende Eingang der Komparators U3-A ist über einen Widerstand R28 mit VCC_PLUS und über einen Widerstand R29 mit VCC_MINUS verbunden.

Der nicht invertierende Eingang des Komparators U3-A wird vom Gleichspannungsausgang eines Vollbrückengleichrichters GL1 gespeist. An den Wechselspannungseingang dieses Vollbrückengleichrichters GL1 ist die Sekundärwicklung eines Stromübertragers bzw. Transformators TR3 geschaltet. Die Primärwicklung des Transformators TR3 liegt zwischen dem Lastkreis und der Klemme Il1 (vergleiche auch Fig. 2).

Ferner ist der Gleichspannungsausgang des Vollbrückengleichrichters Gl1 niederohmig mit einer Serienschaltung der Widerstände R30 und R31 abgeschlossen. Damit liegt am nicht invertierenden Eingang des Komparators U3-A eine Spannung an, die proportional zum gleichgerichteten Laststrom ist. Beim Nulldurchgang des Laststroms ist die Spannung am invertierenden Eingang des Komparators U3-A kurzzeitig größer als die Spannung am nicht invertierenden Eingang. Dadurch ergibt sich als Komparatorsignal ein negativer Triggerimpuls. Die Bauelemente U3-A, R28, R29, R30, R31, GL und TR3 bilden somit eine Triggereineinrichtung auf Basis einer Stromnulldurchgangsdetektion. Sobald der Laststrom einen Nulldurchgang aufweist, wird der Timer getriggert und schaltet für die Ein-Zeit den Transistor V2 ab, wodurch die Ansteuerung der Schalter Q1 und Q2 freigegeben wird.

Zum Rücksetzen des Timers wird an PIN4 der Schaltung U1 das Ausgangssignal eines weiteren Komparators U3-B geschaltet. Sein invertierender Eingang liegt zwischen den Widerständen R30 und R31. Der nicht invertierende Eingang liegt zwischen einer Serienschaltung von Widerständen R26 und R27, die ihrerseits zwischen die Versorgungsklemmen VCC_PLUS und VCC_MINUS geschaltet ist. Wenn also der gleichgerichtete Laststrom einen gewissen Wert überschreitet, wird der Timer zurückgesetzt und damit der jeweilige Halbbrückenschalter aktiv ausgeschaltet.

Die Dauer der Vorheizzeit (typischerweise 0,4 bis 2 s) und die Dauer der Übergangszeit von der Vorheizfrequenz f_vorheiz zu der Betriebsfrequenz f_betrieb (vorzugsweise 1 ms bis 100 ms, damit sich für die Zündung Ladungsträger in der Lampe aufbauen können) wird über PIN5 der Schaltung U1 eingestellt. Die Umschaltzeit von der Vorheizphase in die Betriebsphase wird durch ein RC-Glied bestehend aus einer Serienschaltung eines Widerstands R24 mit einem Kondensator C2 bestimmt. Der Kondensator C2 liegt zwischen PIN5 und der negativen Versorgungsklemme VCC_MINUS. Die Dauer der Vorheizzeit hingegen wird mit der RC-Serienschaltung R23, C3, die zwischen den beiden Versorgungsklemmen VCC_MINUS und VCC_PLUS liegt, bestimmt. Ein Knoten N2 zwischen den beiden Bauelementen R23 und C3 liegt am Eingang von Inverter U2-B und eine Diode D6 an dem Widerstand R24 und somit an PIN5 der Schaltung U1. Die Diode D6 schaltet den Widerstand R24 nur während der Vorheizphase dynamisch parallel zu C2, um das gewünschte Timing sicherzustellen.

Durch die Halbbrückenschaltung gemäß den Figuren 2 und 3 wird eine symmetrische, d. h. beide Lastkreisstromhalbschwingungen betreffende, Zündleerlaufstrombegrenzung erzielt, indem beide Leistungsschalter Q1, Q2 der Halbbrückenanordnung bei Erreichen eines bestimmten, vorgebbaren Stromgrenzwerts abgeschaltet werden. Dieser Wert ergibt sich zu: $${\hat{\mathrm{I}}}_{\mathrm{L}}=\mathrm{R}27/\left(\mathrm{R}26+\mathrm{R}27\right)*\left({\mathrm{V}}_{\mathrm{C}\mathrm{C}-\mathrm{P}\mathrm{L}\mathrm{U}\mathrm{S}}-{\mathrm{V}}_{\mathrm{C}\mathrm{C}-\mathrm{M}\mathrm{I}\mathrm{N}\mathrm{U}\mathrm{S}}\right)*{\mathrm{w}}_{1\mathrm{T}\mathrm{R}3}/\left({\mathrm{w}}_{2\mathrm{T}\mathrm{R}3}*\mathrm{R}31\right),$$
wobei W_1TR3 und W_2TR3 die Windungszahlen des Transformators TR3 darstellen.

In der Triggerschaltung des Timers kann der Komparator aus einem Stromspiegel aufgebaut sein. Dieser ist auch unter der Bezeichnung "Emitter gesteuerter Differenzialkomparator" bekannt.

Wie erwähnt, ist es Ziel, die Lampe mit möglichst wenig Verlusten zu betreiben. Hierzu zählt auch, ein möglichst verlustarmes Schalten zu erreichen. Dies ist im induktiven Betrieb der Lampe möglich. Die Spannung wird hierzu auf 0 gezogen und der Strom in diesem Zustand geschaltet. Gleichzeitig sollte der Strom beim Schalten möglichst gering sein. Daher wird der jeweilige Bipolartransistor Q1, Q2 im Strom Nulldurchgang eingeschaltet, was durch den Basisstrom I_B in Fig. 4 angedeutet ist. Dieser Stromverlauf des Basisstroms I_B stellt sich im Fall eines idealen Stromtransformators TR1 ein, wobei der Basisstrom I_B phasengleich mit dem Strom I_C im Lastkreis ist. Nach der Einschaltzeit t_on wird der Basisstrom I_B durch den Timer bzw. den Schalter V2 abgeschaltet. Aufgrund eines Ladungsträgerüberschusses im Bipolartransistor ergibt sich eine Speicherzeit t_s, so dass der jeweilige Bipolartransistor erst zum Zeitpunkt t₁ tatsächlich abschaltet.

Um diese Speicherzeit zu verkürzen, wird, wie erwähnt, ein Basisserienkondensator C29 an die Basis des Bipolartransistors Q1 und ein Basisserienkondensator C30 an die Basis des Bipolartransistors Q2 geschaltet. Hierdurch steigt der Basisstrom nach dem Einschalten rascher an, was durch die Strichpunktlinie I_B' in Fig. 4 angedeutet ist. Gleichzeitig ergibt sich nach dem Abschalten ein steilerer und tieferer Basisstromverlauf, was sich in einer verkürzten Speicherzeit t_s' äußert. Mit der verkürzten Speicherzeit t_s' lässt sich auch gleichzeitig die Ein-Zeit ausgehend von t₀ auf t_on' erhöhen. Auf diese Weise können die Verluste in den Bipolartransistoren Q1 und Q2 weiter reduziert werden.