Phased-Array Antenne und Verfahren zur Verarbeitung von Empfangssignalen in einer Phased-Array Antenne

Abstract

 Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verarbeitung von Empfangssignalen in einer Phased-Array Antenne mit einer Mehrzahl von Empfangselementen (E₁,...,E_N) mit jeweils einem zugeordneten Empfangspfad,
wobei in jedem Empfangspfad ein analoges Zwischenfrequenzsignal (U₁,...,U_N) durch Mischung des Empfangssignals (X₁,...,X_N) in jedem Empfangspfad mit einem Oszillatorsignal (LO₁,...,LO_N) erzeugt und durch anschließende Digitalisierung in ein komplexes Basisband-Signal (IQ₁,...,IQ_N) überführt wird,
wobei in jedem Empfangspfad auf das komplexe Basisband-Signal (IQ₁,...,IQ_N) eine der Empfangsrichtung der Antenne entsprechende Phasenverschiebung angewendet wird.
Gemäß der Erfindung wird bei erstmaliger Durchführung des Verfahrens jedem Empfangselement (E₁,...,E_N) der Phased-Array Antenne genau ein individueller aus einem Phasenbereich von -π bis + π normalverteiler Phasenwert (ϕ_r,1,..,ϕ_r,N) innerhalb einer ersten Dekorrelationseinheit (8) einmalig und dauerhaft zugewiesen,
wobei dem Oszillatorsignal (LO₁,...,LO_N) diese normalverteilten Phasenwerte (ϕ_r,1,..,ϕ_r,_N) aufaddiert werden und
wobei innerhalb einer zweiten Dekorrelationseinheit (9) in jedem Empfangspfad auf das komplexe Basisband-Signal (IQ₁,...,IQ_N) eine der Empfangsrichtung der Antenne entsprechende Phasenverschiebung (ϕ_rx,1,..,ϕ_rx,N), in welcher die normalverteilten Phasenwerte (ϕ_r,1,..,ϕ_r,N) berücksichtigt sind, angewendet wird.
Aufgabe der Erfindung ist es den störungsfreien dynamischen Bereich über alle Blickwinkel der Phased-Array Antenne zu verbessern.

Beschreibung

[0001] Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verarbeitung von Empfangssignalen in einer Phased-Array Antenne gemäß den Merkmalen des Patentanspruchs 1 sowie eine Phased-Array Antenne gemäß den Merkmalen des Patentanspruchs 3.

STAND DER TECHNIK

[0002] Aus DE 600 25 064 T2 und DE 10 2007 046 566 B4 sind Radargeräte mit Verwendung von digitaler Strahlformung bekannt.

[0003] In Fig. 1 ist schematisch der Aufbau einer N-kanaligen Phased-Array Antenne mit digitaler Strahlformung dargestellt. Durch die in 5 dargestellte Verwendung mehrerer Empfangskanäle wird eine Richtwirkung in der Umgebung des Radargeräts erzielt. Unter idealen Bedingungen vergrößert sich der Dynamikbereich gegenüber einem Einzelempfänger-System um den Faktor 10log₁₀(N) dB, wobei N die Anzahl der verwendeten Kanäle und n den Laufindex für den n-ten Kanal ausdrückt. Am Beispiel einer linearen Phased-Array Antenne 1 mit Antennenabstand d=λ/2 (λ: Über die Lichtgeschwindigkeit c mit der verwendeten Trägerfrequenz f_c verknüpfte Wellenlänge, entsprechend λ=c/f_c) wird die weitere Verarbeitung beschrieben. Die von den Antennen-Elementen E₁,...,E_N zur Verfügung gestellten Hochfrequenzsignale X₁,...,X_N werden den analogen Empfängerstufen ARX₁,... ,ARX_N zugeführt. In der vollständigen analogen Empfängereinheit 2 werden die Hochfrequenzsignale X₁,...,X_N auf eine niedrigere Zwischenfrequenz U₁,...,U_N umgesetzt. Hierzu wird ein Mischsignal BO aus dem Block zentraler Basisoszillator 6 der analogen Empfängereinheit 2 zugeführt. Die interne Verteilung des zentralen BO erfolgt an jede analoge Empfängerstufe ARX₁,... ,ARX_N. Die durch den Mischprozess von X₁,...,X_N mit den aus BO abgeleiteten Oszillatorsignalen erzeugten Zwischenfrequenzsignale U₁,...,U_n werden anschließend der digitalen Empfängereinheit 3 zugeführt. Dort werden zunächst die analogen Signale mit den Analog-zu-Digital-Wandlern ADC₁,...,ADC_N in digitale Signale umgesetzt. In der nachgeschalteten digitalen Vorverarbeitungseinheit PP₁,...,PP_N werden die komplexen Basisbandsignale IQ₁,...,IQ_N erzeugt. Ein komplexes Basisbandsignal IQ_n setzt sich vektoriell zusammen aus einem Realteil Re{IQ_n} und Imaginärteil Im{IQ_n}. Die Verarbeitungseinheit Digitale Strahlformung 4 ist Teil eines Signalprozessors und verwendet alle von den N Einzelkanälen zur Verfügung gestellten Signale IQ₁,...,IQ_N, um eine Anzahl J Beams B₁,...,B_J zu formen. Für die Anzahl an Beams gilt im Regelfall: J<N. Diese Beams bieten einen richtungsabhängigen Zugriff auf Entfernungs- und Geschwindigkeitsinformationen. Das Konzept wird unabhängig von der gewählten Modulationsart erläutert.

[0004] Wie für lineare Phased-Arrays theoretisch bekannt, erzeugt eine einfallende Signalwelle jeweils im n-ten Kanal eine richtungsabhängige Phasenverschiebung (ϕ_n=n*2*π*f_c*d/c*sin(Θ), wobei f_c die Trägerfrequenz, d den Antennenabstand und Θ den Einfallswinkel darstellt. Zur weiteren Darstellung wird Fig. 2. mit dem Empfangskanal 7 anhand des Laufindex n=1 herangezogen.

[0005] Das vom lokalen LO₁ zur Verfügung gestellte Signal LO₁ wird aus dem zentralen Basisoszillator BO (Bezugszeichen 6) in Fig. 1. abgeleitet. Der zentrale Basisoszillator 6 stellt jedem Empfangselement ein lokales LO-Signal identischer Frequenz zur Verfügung. Durch Multiplikation von LO₁ und dem phasenverschobenen X₁ wird das Zwischenfrequenzsignal U₁ erzeugt. Die Digitalisierung des wert- und zeitkontinuierlichen Signals U₁ in das Signal D₁ erfolgt im Analog-Digital-Wandler (ADC₁). Die Generierung des komplexen Basisbandsignals Re{IQ₁}+j*Im{IQ₁} erfolgt in der Vorverarbeitungseinheit PP1. ADC₁ und PP₁ bilden im Verbund definitionsgemäß einen digitalen Einzelempfänger 10. Im Folgenden wird die Verarbeitungsarbeit Digitale Strahlformung 4 aus Fig .1 näher erläutert. Die richtungsabhängigen Phasenverschiebungen ϕ₁-ϕ_N bleiben bei der Umsetzung der Signale X₁,...,X_N nach IQ₁,...,IQ_N erhalten und können in den Mischereinheiten P₁,...,P_N in 4 jeweils invers angewendet werden. Die Multiplikation der komplexen Signale IQ₁∼IQ_N mit inversen Drehzeigern R_n=exp(-j*n*2*π*f_c *d/c*sin(Θ)) erzeugt eine inverse Phasenverschiebung von ϕ_inv,n=ϕ_n im jeweils n-ten Kanal und ermöglicht eine kohärente Addition (konstruktive Überlagerung) aller Empfangssignale in der nachgeschalteten Summiereinheit 12. Die erzeugten Ausgangssignale B₁-B_J werden einer nachfolgenden Prozessoreinheit (Radar-Prozessor) zugeführt.

[0006] Die Gesamtheit aller angewendeten inversen Phasenverschiebungen lässt sich somit in einem Vektor Φ_inv=[ϕ_inv,2 ϕ_inv,3 ϕ_inv,4 ϕ_inv,₅ ... ϕ_inv,N] und damit einem Zeigervektor R=A_taper*exp(jΦ_inv) ausdrücken, der durch Multiplikation den Mischereinheiten P₁∼P_n beaufschlagt wird. Wird keine Amplitudenwichtung vorgesehen (A_taper=[11 ... 1] mit A_taper∈

^1xN) ergibt sich ein Richtdiagramm nach G(Θ)=10log₁₀(sin²(N*π*d/λ*sin(Θ-Θ₀))/ (N²*sin²(π*d/λ*sin(Θ-Θ₀)))), wobei Θ₀ den tatsächlichen Einfallswinkel der elektromagnetischen Welle und Θ die eingestellte Vorzugsrichtung der digitalen Strahlformung.

[0007] Herkömmliche Verfahren weisen einen Nachteil bezüglich dem nutzbaren störungsfreien Dynamikbereich auf. Bei Anwendung von Strahlformung erfahren Verzerrungsprodukte (HD₂, HD₃ ...HD_i = Harmonic Distortion, in nichtlinearen Systemen erzeugte Störsignale bei Vielfachen i der Signalfrequenz) einen dem Nutzsignal entsprechende inverse Phasenverschiebung. Die den Verzerrungsprodukten zugeordneten Phasen weisen einen vom Vektor Φ_inv abweichenden Faktor Ψ auf, z. B. Ψ=2 für HD2. Dies führt in Abhängigkeit der Blickwinkel Θ zu zu einer teildestruktiven bzw. konstruktiven Überlagerung dieser Verzerrungsprodukte.

[0008] Nachteil bei einer Signalverarbeitung gemäß dem Stand der Technik ist folglich, dass es bei der Addition zwar zu einer konstruktiven Interferenz des Eingangssignals kommt, bei den Verzerrungsprodukten allerdings neben einer teildestruktiven Interferenz ebenfalls zu einer konstruktiveri Interferenz bei dem Blickwinkel Θ=0_° und größeren Winkeln gemäß den Nullstellen in der Funktion P(Θ)=10log₁₀(sin²(Ψ*N*π*d/λ*sin(Θ-Θ₀))/ (N²*Sin²(Ψ*π*d/λ*sin(Θ-Θ₀)))). Dadurch wird zwangsläufig der störungsfreie Dynamikbereich (=spurios-free dynamic range, SFDR), welcher in diesem Fall das Verhältnis aus dem leistungsmäßigen Betrag der größten Harmonischen zum leistungsmäßigen Betrag des Empfangssignals (Fundamentale) darstellt, verschlechtert. Die von der digitalen Strahlformung erwartete Dynamikbereichsvergrößerung 10log₁₀(N) dB kann somit nicht garantiert werden, da Verzerrungsprodukte nicht bei allen Blickwinkeln Θ von Kanal zu Kanal dekorreliert sind und somit in gleicher Weise wie das Nutzsignal aufaddiert werden.

BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

[0009] Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren anzugeben, bei welchem im Empfänger auftretende Harmonische durch das gewählte Signalverarbeitungskonzept unterdrückt werden und der störungsfreie dynamische Bereich über allen Blickwinkeln Θ verbessert wird. Eine weitere Aufgabe besteht darin, eine entsprechende Antenne zu schaffen.

[0010] Die Aufgaben werden mit dem Verfahren gemäß den Merkmalen der geltenden Patentanspruchs 1 sowie der Vorrichtung gemäß Patentanspruch 3 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

[0011] Die Erfindung sowie weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung werden im Weiteren anhand von Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1

schematisch der Aufbau einer N-kanaligen Phased-Array Antenne mit digitaler Strahlformung,

Fig. 2

schematisch der Aufbau einer N-kanaligen Phased-Array Antenne mit digitaler Strahlformung und richtungsabhängigen Phasenverschiebungen,

Fig. 3

schematisch der erfindungsgemäße Aufbau einer N-kanaligen Phased-Array Antenne mit digitaler Strahlformung inklusive der Dekorrelationseinheiten,

Fig. 4

beispielhafte erfindungsgemäße Phasenbelegung im Empfangsteil

Fig. 5

eine schematische Darstellung eines beispielhaften Frontends, des Mischers und des Oszillators einer Phased-Array Antenne gemäß Fig.1.

[0012] Fig. 3 zeigt schematisch den erfindungsgemäßen Aufbau einer N-kanaligen Phased-Array Antenne mit digitaler Strahlformung inklusive der Dekorrelationseinheiten 8,9. Gemäß der Erfindung werden Empfangssignale X₁,...,X_N in einer Phased-Array Antenne mit einer Mehrzahl von Empfangselementen E₁,...,E_N mit jeweils einem zugeordneten Empfangspfad verarbeitet, wobei in jedem Empfangspfad ein analoges Zwischenfrequenzsignal U₁,...,U_N durch Mischung des Empfangssignals X₁,...,X_N mit einem Oszillatorsignal LO₁,...,LO_N erzeugt und anschließend durch Digitalisierung und evtl. digitaler Mischung in ein komplexes Basisband-Signal IQ₁,...,IQ_N überführt wird, wobei in jedem Empfangspfad auf das komplexe Basisband-Signal IQ₁,...,IQ_N eine der Empfangsrichtung der Antenne entsprechende Phasenverschiebung angewendet wird. Die Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass bei erstmaliger Durchführung des Verfahrens jedem Empfangselement der Phased-Array Antenne genau ein individueller aus einem Phasenbereich von -π bis :+π normalverteiler Phasenwert ϕ_r,1,..,ϕ_r,N innerhalb der ersten Dekorrelationseinheit 8 einmalig und dauerhaft zugewiesen wird, dass dem Oszillatorsignal diese normalverteilten Phasenwerte <ϕ_r,1,..,ϕ_r,N aufaddiert werden und dass innerhalb der zweiten Dekorrelationseinheit 9 in jedem Empfangspfad auf das komplexe Basisband-Signal IQ₁,...,IQ_N eine der Empfangsrichtung der Antenne entsprechende Phasenverschiebung ϕ_rx,1,..,ϕ_rx,N in welcher die normalverteilten Phasenwerte ϕ_r,1,.. ,ϕ_r,N berücksichtigt sind, invers angewendet wird.

[0013] Die erste Dekorrelationseinheit 8 und die zweite Dekorrelationseinheit 9 unterscheiden sich dadurch, dass die erste Dekorrelationseinheit 8 eine gezielt hinzugefügte kanalabhängige Phasenverschiebung im analogen Teil des Empfängers appliziert, wohingegen die zweite Dekorrelationseinheit 9 die hinzugefügte kanalabhängige Phasenverschiebung im digitalen Teil des Empfängers invers appliziert und damit rückgängig macht. Die eingeführten Blöcke RX₁,...,RX₂ bezeichnen jeweils den Verbund von ADC und PP in jedem Kanal (siehe auch Fig 1.).

[0014] Bei der Anwendung der Phasenverschiebung ϕ_rx,1,..,ϕ_rx,N auf das komplexe Basisband-Signal IQ₁,...,IQ_N kann zusätzlich eine Amplitudenwichtung durchgeführt werden, die Anwendung einer Wichtungsfunktion berührt den Gegenstand dieser Erfindung nicht.

[0015] Der der Erfindung zugrundeliegende digitalseitig applizierte Phasenvektor in der zweiten Dekorrelationseinheit 9 lässt sich somit ausdrücken als Φ_dekorr=Φ_inv+Φ_rx, wobei Φ_rx=[ϕ_rx,1 ϕ_rx,2 ϕ_rx,3 ... ϕ_rx,N] den additiven, einem normalverteilten Zufallsprozess entnommenen, und bereits in der ersten Dekorrelationseinheit 8 analogseitig applizierten Datensatz von Phasenwerten darstellt, welche zwischen +/- π liegen. Der analogseitig applizierte Phasenvektor in der ersten Dekorrelationseinheit 8 entspricht dem Phasenvektor in der zweiten Dekorrelationseinheit 9 mit umgekehrtem Vorzeichen gemäß Φ_r=-Φ_rx. Weiterhin ist Φ_inv der eigentlichen Strahlformung zuzuordnen und in den bereits in Fig 2. beschriebenen komplexen Drehzeigern R₁∼R_N enthalten. Φ_rx enthält die zusätzlich eingebrachten Phasenwerte. Die in Vektorform digitalseitig applizierte Phasenverschiebung lässt sich somit ausdrücken als Multiplikation mit dem Signalvektor R_dekorr= exp(j(Φ_inv+Φ_rx))= exp(jΦ_dekorr) mit den Einzelzeigern [R_dekorr,1 R_dekorr,₂ ...R_dekorr,N]. Analogseitig werden gleichermaßen Phasenverschiebungen über den Vektor Φ_r=[ϕ_r,₁ ϕ_r,2 ϕ_r,3 ...ϕ_r,N] den Mischersignalen LO₁-LO_N beaufschlagt. Die Mischersignale mit eingebrachten Phasenverschiebungen ϕ_r,1,...,ϕ_r,N werden im Signalvektor LO_dekorr=[ LO_dekorr,1 LO_dekorr,2 ... LO_dekorr,N] zusammengefasst.

[0016] Die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des Φ_rx zugrundeliegenden Zufallsprozesses lässt sich ausdrücken als f(x)=1/(σ*sqrt(2*π)*exp(-0.5*(((x-µ)/ σ)²), wobei µ den Erwartungswert und σ die Standardabweichung repräsentiert. Die Multiplikation der komplexen Basisband-Signale IQ₁,...,IQ_N mit dem komplexen R_dekorr führt damit um einen zur korrekten Strahlformung aufgrund Φ_inv =-Φ, wobei Φ=[ϕ₁ ϕ₂ ϕ₃ ... ϕ_N] die richtungsabhängigen Phasenverschiebungen ϕ_n gemäß Fig 2. beinhaltet, und zum anderen zur Dekorrelation der Harmonischen und damit zu einem SFDR-Gewinn über allen Blickwinkeln Θ aufgrund der inversen Beziehung der gezielt eingebrachten Phasenverschiebungen Φ_rx=-Φ_r.

[0017] Eine beispielhafte Vektorbelegung für Φ_inv und Φ_rx für einen Blickwinkel in rad von Θ=30°, d=λ/2 und N=100 ist in Fig. 4 dargestellt. Die bis hierhin verwendeten Vektor- und Signalbezeichnungen werden zur Klarstellung noch einmal zusammengefasst und erläutert.

Φ

richtungsabhängig auftretenden Phasenverschiebungen, analogseitig, wobei Φ=[ϕ₁ ϕ₂ ϕ₃ ...ϕ_N] mit ϕ_n=n*2*n*π*f_c*sin(Θ) im n-ten Kanal.

Φ_inv

inverse Phasenverschiebungen für korrekte Strahlformung, digitalseitig, wobei Φ_inv=[ϕ_inv,2 ϕ_inv,3 ... ϕ_inv,N]=-Φ.

Φ_r

normalverteilte Phasenverschiebungen, gezielt analogseitig appliziert in der ersten Dekorrelationseinheit 8 wobei Φ_r =[ϕ_r,1 ϕ_r,2 ϕ_r,3 ... ϕ_r,N] mit entnommenen Einzelwerten aus f(x)=1/σ*sqrt(2*π)*exp(-0.5*(((x-µ)/σ)²).

Φ_rx

normalverteilte Phasenverschiebungen, gezielt digitalseitig appliziert in der zweiten Dekorrelationseinheit 9, wobei Φ_rx =[ϕ_rx,1 ϕ_rx,2 ϕ_rx,3 ...ϕ_rx,N]=-Φ_r.

Φ_dekorr

effektiv angewandte Phasenverschiebungen wobei Φ_dekorr=Φ_inv+Φ_rx.

R

Zeigervektor exp(jΦ_inv), digitalseitig appliziert, sorgt für korrekte Strahlformung.

R_dekorr

Zeigervektor exp(jΦ_dekorr), digitalseitig appliziert, sorgt für korrekte Strahlformung und Dekorrelation von Harmonischen.

LO

Signalvektor für analogseitige Mischersignale.

LO_dekorr

Signalvektor für analogseitige Mischersignale mit Phasenterm exp(jΦ_r).

[0018] Die erfindungsgemäße Phased-Array Antenne umfasst eine Mehrzahl von Empfangselementen E₁,...,E_N , N Lokaloszillatoren, welche z.B. mit einem Basisoszillator verbunden sein können, zur Erzeugung der Oszillatorsignale, Mischer zur Mischung der Oszillatorsignale LO₁,...,LO_N mit entsprechend von den Empfangselementen E₁,...,E_N empfangenen Empfangssignalen, Analog-Digital-Wandlerschaltungen und einen Signalprozessor, wobei jedem Empfangselement E₁,...,E_N ein Mischer LO₁,...,LO_N zugeordnet ist. Die erfindungsgemäße Phased-Array Antenne zeichnet sich in einem Ausführungsbeispiel dadurch aus, dass der Oszillator LO₁,...,LO_N mit jedem Mischer LO₁,...,LO_N über Signalleitungen verbunden ist, wobei jeder Signalleitung eine gezielte additive Längenabweichung zugeordnet wird, deren Länge selbst normalverteilt ist.

[0019] Eine Phased-Array Antenne gemäß der Erfindung kann somit derart aufgebaut sein, dass entweder jeder Signalleitung eine gezielte additive Längenabweichung zugeordnet wird, deren Länge selbst normalverteilt ist, oder jeder Oszillator erhält eine gezielte additive Phasenverschiebung, deren Wert ebenfalls normalverteilt ist.

[0020] De Längen der einzelnen Signalleitungen können aus einer Normalverteilung eines Phasenbereiches von -π bis + π bei vorgegebener Trägerfrequenz des Empfangssignals abgeleitet werden.

[0021] Der Zusammenhang zwischen den Längen der Signalleitungen und den erzeugten Phasenverschiebungen ist über I=Φ_dekorr/(2*π)*λ gegeben. Dabei gilt λ=c₀/(f_c*r), wobei f_c die Trägerfrequenz und n die Brechzahl des Mediums darstellt. Am Beispiel von f_c=5 GHz, n=1 und λ = 6cm entspricht eine Leitungslängenabweichung von +/- 3 cm dem geforderten Phasenintervall von +/- π.

[0022] Fig. 5 zeigt eine schematische Darstellung eines beispielhaften Frontends einer Phased-Array Antenne mit 4 Empfangselementen E1, E2, E3, E4. Jedes Empfangselement E1, E2, E3, E4 ist jeweils ein Kanal K1, K2, K3, K4 zugeordnet. In jedem Kanal K1, K2, K3, K4 ist jeweils ein Mischer M1, M2, M3, M4 vorhanden, welcher mit einem gemeinsamen Oszillator OSZ verbunden ist. Dieser Oszillator OSZ ist mit den einzelnen Mischer M1, M2, M3, M4 über individuelle Signalleitungen L1, L2, L3, L4 verbunden. Die additiven Längenabweichungen der einzelnen Signalleitungen L1, L2, L3, L4 entsprechen hierbei einer Normalverteilung.

Ansprüche

1. Verfahren zur Verarbeitung von Empfangssignalen in einer Phased-Array Antenne mit einer Mehrzahl von Empfangselementen (E₁,...,E_N) mit jeweils einem zugeordneten Empfangspfad,
wobei in jedem Empfangspfad ein analoges Zwischenfrequenzsignal (U₁,...,U_N) durch Mischung des Empfangssignals (X₁,...,X_N) in jedem Empfangspfad mit einem Oszillatorsignal (LO₁,...,LON) erzeugt und durch anschließende Digitalisierung in ein komplexes Basisband-Signal (IQ₁,...,IQ_N) überführt wird,
wobei in jedem Empfangspfad auf das komplexe Basisband-Signal (IQ₁,...,IQ_N) eine der Empfangsrichtung der Antenne entsprechende Phasenverschiebung angewendet wird,
dadurch gekennzeichnet, dass
bei erstmaliger Durchführung des Verfahrens jedem Empfangselement (E₁,...,E_N) der Phased-Array Antenne genau ein individueller aus einem Phasenbereich von -π bis + π normalverteiler Phasenwert (ϕ_r,₁,..,ϕ_r,N) innerhalb einer ersten Dekorrelationseinheit (8) einmalig und dauerhaft zugewiesen wird,
dass dem Oszillatorsignal (LO₁,... ,LO_N) diese normalverteilten Phasenwerte (ϕ_r,1..,(ϕ_r,N) aufaddiert werden und
dass innerhalb einer zweiten Dekorrelationseinheit (9) in jedem Empfangspfad auf das komplexe Basisband-Signal (IQ₁,...,IQ_N) eine der Empfangsrichtung der Antenne entsprechende Phasenverschiebung (ϕ_rx,1,.. ,ϕ_rx,N), in welcher die normalverteilten Phasenwerte (ϕ_r,1,..,ϕ_r,N) berücksichtigt sind, angewendet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, dass
bei der Anwendung der Phasenverschiebung (ϕ_rx,1,.. ,ϕ_rx,N) auf das komplexe Basisband-Signal (IQ₁,...,IQ_N) eine Amplitudenwichtung durchgeführt wird.

3. Phased-Array Antenne umfassend eine Mehrzahl von Empfangselementen, einen Oszillator (OSZ) zur Erzeugung eines Oszillatorsignals, Mischer (M1,...,M4) zur Mischung des Oszillatorsignals mit entsprechend von den Empfangselementen (E1,...,E4) empfangenen Empfangssignalen, Analog-Digital-Wandlerschaltungen und einen Signalprozessor,
wobei jedem Empfangselement (E1,...,E4) ein Mischer (M1,...,M4) zugeordnet ist,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Oszillator (OSZ) mit jedem Mischer (M1,...,M4) über Signalleitungen (L1,...,L4) verbunden ist, wobei jeder Signalleitung (L1,...,L4) eine gezielte additive Längenabweichung zugeordnet wird, deren Länge selbst normalverteilt ist.

4. Phased-Array Antenne nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Längen der einzelnen Signalleitungen (L1,...,L4) aus einer Normalverteilung eines Phasenbereichs von -π bis + π bei vorgegebener Trägerfrequenz des Empfangssignals abgeleitet werden.

Zeichnung