La présente demande concerne un circuit de génération d'une tension de référence sous une tension d'alimentation inférieure à 1 V.

La figure 1 ci-jointe correspond à la figure 3 de la demande de brevet français 2 969 328 du 17 décembre 2010 (B10442). Cette figure représente un exemple d'un circuit générant une tension de référence de l'ordre de 0,1 V. Ce circuit comporte entre deux bornes d'application d'un potentiel d'alimentation, V_DD et la masse GND :

• un transistor MOS M1 en série avec un transistor bipolaire Q1, de type NPN, dont l'émetteur est du côté de la masse GND ;
• un transistor MOS M2 en série avec un transistor bipolaire Q2 (de type NPN dont l'émetteur est du côté de la masse GND) et avec une résistance R1, l'émetteur du transistor Q2 définissant une borne de sortie du circuit fournissant une tension de référence V_OUT, les transistors M1 et M2 étant montés en miroir de courant ; et
• les bornes d'alimentation d'un montage suiveur 3.

Le miroir de courant composé des transistors MOS M1 et M2 entraine que les deux transistors Q1 et Q2 reçoivent le même courant de collecteur.

Comme l'indique la demande de brevet français susmentionnée, la tension de référence V_OUT s'écrit, en négligeant le courant de base i_b2 du transistor Q2 : $${\mathrm{V}}_{\mathrm{OUT}}={\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}1}\ast \left({\mathrm{R}}_4/{\mathrm{R}}_3\right)+\left(\mathrm{kT}/\mathrm{q}\right)*\ln \left({\mathrm{p}}_{2|1}\right),$$ où V_BE1 désigne la tension base-émetteur du transistor Q1, k désigne la constante de Boltzmann, q désigne la charge de l'électron, T désigne la température en Kelvin, et ln(p_2|1) désigne le logarithme népérien du rapport de surface p_2|1 entre les transistors Q1 et Q2 (p_2|1 étant supérieur à 1).

Le montage suiveur 3 est composé d'une source de courant 4 et d'un transistor MOS M3. La grille du transistor M3 correspond à l'entrée du montage suiveur 3 et la source du transistor MOS M3 correspond à la sortie du montage suiveur 3. Le montage suiveur fait suivre sur sa sortie la tension présente sur son entrée et fournit le courant nécessaire au pilotage des bases des transistors Q1 et Q2 et à la résistance R4. Ce circuit a une impédance d'entrée infinie, et aucun courant ne circule dans la grille du transistor MOS M3.

Les courants de base des transistors Q1 et Q2 sont égaux (grâce aux deux transistors M1 et M2 montés en miroir de courant). La résistance R2 est ajoutée pour annuler l'effet des courants de base sur la tension de référence. La compensation sera optimale si les valeurs de résistance R2 et R3 sont égales.

La résistance R1 fixe le courant dans les deux branches du montage. La tension d'alimentation V_DD s'écrit : $${\mathrm{V}}_{\mathrm{DD}}={\mathrm{V}}_{\mathrm{OUT}}+{\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}2}+\mathrm{R}2*{\mathrm{I}}_{\mathrm{b}2}+{\mathrm{V}}_4,$$ où V_OUT est la tension de référence générée par le circuit, V_BE2 est la tension base-émetteur du transistor Q2, et V₄ est la chute de tension aux bornes de la source de courant 4.

En pratique, dans les technologies courantes de circuit intégré, la tension base-émetteur d'un transistor bipolaire est de l'ordre de 0,8 V et la tension drain-source d'un transistor MOS à la saturation est de l'ordre de 0,1 V. Si on veut générer une tension de référence V_OUT de 0,1 V, la formule (2) donne donc V_DD = 0,1+0,8+0,1 = 1 V, en négligeant le terme R2*I_b2 qui est nettement inférieur à 0,1 V.

La figure 2 ci-jointe correspond à la figure 2 du brevet US 7 408 400. Cette figure représente un autre exemple d'un circuit générant une tension de référence de 0,1 V. Ce circuit comporte entre deux bornes d'application d'un potentiel d'alimentation, VDD et la masse GND :

• une source de courant 11 produisant un courant I₁ en série avec un transistor bipolaire Q3, de type NPN ;
• une source de courant 13 produisant un courant I₂ en série avec un transistor bipolaire Q4 de type NPN ;
• une source de courant 15 produisant le même courant I₁ que la source de courant 11 en série avec un transistor bipolaire Q5, de type NPN, et avec une résistance R7, la base du transistor Q5 étant connectée au collecteur du transistor Q4 ; et
• un transistor bipolaire Q6, de type NPN, en série avec une source de courant 17, la base du transistor Q6 étant connectée au collecteur du transistor Q5 et l'émetteur du transistor Q6 étant connecté à la base du transistor Q4.

Les transistors Q3 et Q5 reçoivent un même courant de collecteur I₁. Comme l'indique le brevet US susmentionné, la tension de référence V_OUT s'écrit : $${\mathrm{V}}_{\mathrm{OUT}}={\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}3}*\left(\mathrm{R}6/\mathrm{R}5\right)+\left(\mathrm{kT}/\mathrm{q}\right)*\ln \left({\mathrm{p}}_{5|3}\right),$$ où V_BE3 désigne la tension base-émetteur du transistor Q3, k, q et T ont été définis précédemment et p_5|3 désigne le rapport de surface entre les deux transistors Q3 et Q5 (p_5|3 étant supérieur à 1) .

La tension d'alimentation V_DD s'écrit : $${\mathrm{V}}_{\mathrm{DD}}={\mathrm{V}}_{\mathrm{OUT}}+{\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}7}+{\mathrm{V}}_{11},$$ où V_OUT est la tension de référence générée par le circuit, V_BE7 est la tension base-émetteur du transistor Q7 et V₁₁ est la chute de tension aux bornes de la source de courant 11.

En pratique, dans les technologies courantes de circuit intégré, la tension base-émetteur d'un transistor bipolaire est de l'ordre de 0,8 V et la tension drain-source d'un transistor MOS à la saturation est de l'ordre de 0,1 V. Si on veut générer une tension de référence V_OUT de 0,1 V, la formule (4) donne donc V_DD = 0,1+0,8+0,1 = 1 V.

Les tensions d'alimentation des circuits des figures 1 et 2 sont supérieures ou égales à 1 V.

De plus, dans les circuits des figures 1 et 2, si on veut augmenter la tension V_OUT de a V la tension d'alimentation doit augmenter de a V. Le document US4590419 décrit un autre circuit de génération d'une tension de référence.

Les circuits récents en technologie CMOS fonctionnent sous des tensions d'alimentation inférieures ou égales à 1 V. Les circuits des figures 1 et 2 ne peuvent donc pas y être utilisés puisqu'ils nécessitent une tension d'alimentation supérieure à 1 V.

Il serait souhaitable de prévoir un circuit de génération d'une tension de référence dont la tension d'alimentation soit inférieure à 1 V.

Il serait également souhaitable de prévoir un tel circuit pouvant produire une tension de référence supérieure à 0,1 V.

Ainsi, un mode de réalisation prévoit un circuit de génération d'une tension de référence, comprenant entre des première et seconde bornes d'application d'une tension d'alimentation : une première source de courant en série avec un premier transistor bipolaire ; une deuxième source de courant en série avec un premier élément résistif, le point de connexion entre la deuxième source de courant et le premier élément résistif étant connecté à la base du premier transistor bipolaire ; une troisième source de courant en série avec un deuxième transistor bipolaire, la troisième source de courant étant en miroir de courant avec la première source de courant ; un deuxième élément résistif entre la base du deuxième transistor bipolaire et le point de connexion entre la deuxième source de courant et le premier élément résistif ; et une quatrième source de courant en série avec un troisième élément résistif, le point de connexion entre la quatrième source de courant et le troisième élément résistif définissant une troisième borne fournissant la tension de référence, la quatrième source de courant étant en miroir de courant avec la deuxième source de courant.

Selon un mode de réalisation, une cinquième source de courant est connectée entre la première borne et la troisième borne, et un quatrième élément résistif est connecté en série avec le deuxième transistor bipolaire, la cinquième source de courant étant en miroir de courant avec la première source de courant.

Selon un mode de réalisation, les sources de courant sont formées de transistors MOS.

Selon un mode de réalisation, la surface du collecteur du deuxième transistor bipolaire est supérieure à la surface du collecteur du premier transistor bipolaire.

Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :

• les figures 1 et 2, décrites précédemment, illustrent deux exemples de circuits de génération d'une tension de référence de 0,1 V ; et
• les figures 3 et 4 illustrent deux modes de réalisation d'un circuit de génération d'une tension de référence de 0,1 V.

La présente description est faite dans le cas de transistors en technologie CMOS. Elle est toutefois applicable à toute autre technologie de transistors ou à une combinaison de différentes technologies. Dans ce qui suit, on appellera transistor PMOS les transistors MOS à canal P.

La figure 3 illustre un exemple de réalisation d'un circuit de génération d'une tension de référence. Ce circuit comporte entre deux bornes d'application d'un potentiel d'alimentation VDD et de la masse GND :

• un transistor PMOS M4 en série avec un transistor bipolaire Q8, de type NPN, l'émetteur étant du côté de la masse GND ;
• un transistor PMOS M5 en série avec une résistance R8, la base du transistor Q8 étant connectée au drain du transistor M5 ;
• un transistor PMOS M6 en série avec un transistor bipolaire Q9, de type NPN, l'émetteur étant du côté de la masse GND et les transistors M4 et M6 étant montés en miroir de courant ; et
• un transistor PMOS M7 en série avec une résistance R10, la grille du transistor M7 étant connectée au collecteur du transistor Q9 et à la grille du transistor M5, les transistors M5 et M7 formant ainsi un miroir de courant, le drain du transistor M7 constituant une borne de tension de référence V_OUT.

Le miroir de courant composé des transistors M4 et M6 entraine que les transistors Q8 et Q9 reçoivent des courants de collecteur I_c8 et I_c9 égaux. Le circuit est conçu de telle sorte que le transistor M5 soit en régime de saturation.

La tension d'alimentation V_DD s'écrit : $${\mathrm{V}}_{\mathrm{DD}}={\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}8}+{\mathrm{V}}_{\mathrm{M}5},$$ où V_BE8 est la tension base-émetteur du transistor Q8, et V_M5 est la tension drain-source du transistor M5.

En pratique, dans les technologies courantes de circuit intégré, la tension base-émetteur d'un transistor bipolaire est de l'ordre de 0,8 V et la tension drain-source d'un transistor MOS à la saturation est de l'ordre de 0,1 V. La formule (5) donne donc V_DD = 0,8+0,1 = 0,9 V.

Il apparaît à partir de la formule (5) que la tension V_DD est inférieure à 1 V et qu'elle est indépendante de la valeur V_OUT, contrairement aux cas des circuits des figures 1 et 2 et des formules (2) et (4).

De plus, le transistor M7 fonctionne en régime linéaire lorsque la tension de référence V_OUT est inférieure à la tension V_BE8 (0,8 V). Pour une tension d'alimentation de 0,9 V, il est donc possible de régler la tension de référence V_OUT dans une plage allant de 0,1 V à 0,8 V.

La tension de référence V_OUT s'écrit : $${\mathrm{V}}_{\mathrm{OUT}}=\mathrm{R}10*{\mathrm{I}}_{\mathrm{M}7},$$ où I_M7 est le courant dans la résistance R10. Les transistors M5 et M7 étant montés en miroir de courant, le courant I_M7 est la recopie du courant I_M5.

Le courant I_M7 s'écrit : $${\mathrm{I}}_{\mathrm{M}7}={\mathrm{I}}_{\mathrm{M}5}=\left({\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}8}/\mathrm{R}8\right)+{\mathrm{I}}_{\mathrm{b}8}+{\mathrm{I}}_{\mathrm{b}9},$$ où I_b8 et I_b9 sont les courants de base des transistors Q8 et Q9. Les courants de collecteur des transistors Q8 et Q9 étant égaux, les courants I_b8 et I_b9 sont égaux.

Le courant I_b9 s'écrit : $${\mathrm{I}}_{\mathrm{b}9}=\mathrm{\Delta }{\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}}/\mathrm{R}\mathrm{9,}$$ où ΔV_BE = V_BE8-V_BE9 = (kT/q)*ln(p_9|8), V_BE8 et V_BE9 désignent les tensions base-émetteur des transistor Q8 et Q9 et ln(p_9|8) désigne le logarithme népérien du rapport de surface p_9|8 entre les transistors Q8 et Q9 (p_9|8 étant supérieur à 1).

La tension de référence V_OUT s'écrit donc : $${\mathrm{V}}_{\mathrm{OUT}}=\mathrm{R}10*\left[\left({\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}8}/\mathrm{R}8\right)+\left(2*\mathrm{kT}/\mathrm{q}*\mathrm{R}9\right)*\ln \left({\mathrm{p}}_{9|8}\right)\right],$$

Un avantage d'un tel circuit est que la tension d'alimentation V_DD est de 0,9 V seulement. Ce circuit peut être utilisé dans des circuits récents en technologie CMOS fonctionnant sous des tensions d'alimentation inférieures à 1 V.

Un autre avantage est que pour une tension d'alimentation V_DD de 0,9 V, ce circuit peut générer une tension de référence V_OUT comprise entre 0,1 V et 0,8 V.

Toutefois, comme le montrent les formules (6) et (7), la tension de référence V_OUT dépend du courant de base I_b9 du transistor Q9. Le courant de collecteur I_c9 du transistor Q9 est déterminé par la relation I_c9 = β*I_b9, β étant le gain du transistor Q9. Le gain β varie avec la température et les dispersions de fabrication. Les courants I_c8 et I_c9 varient en conséquence. La tension V_BE8 varie en fonction du courant Ic8. Selon la formule (8) la tension V_OUT dépend de V_BE8. La variation du gain β du transistor Q9 dégrade donc la précision de la tension de référence V_OUT générée. A titre d'exemple pour une variation du gain β du transistor Q9 d'un facteur 2, la tension V_OUT varie d'environ 2 %.

On souhaiterait avoir une tension de référence V_OUT indépendante de la variation du gain de courant β.

La figure 4 illustre un autre exemple de réalisation d'un circuit de génération d'une tension de référence présentant les avantages du mode de réalisation de la figure 3 tout en évitant la variation possible de V_OUT avec le gain β.

Ce circuit comporte les éléments du circuit de la figure 3 désignés par les mêmes références. En outre une résistance R11 est placée entre l'émetteur du transistor Q9 et la masse GND et un transistor PMOS M10 est connecté entre la tension d'alimentation V_DD et le drain du transistor M7. La source du transistor M10 est connectée à la tension V_DD. Le transistor M10 est monté en miroir de courant avec les transistors M4 et M6.

La tension d'alimentation V_DD reste égale : $${\mathrm{V}}_{\mathrm{DD}}={\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}8}+{\mathrm{V}}_{\mathrm{M}5},$$

La tension de référence V_OUT s'écrit : $${\mathrm{V}}_{\mathrm{OUT}}=\mathrm{R}10*{\mathrm{I}}_{\mathrm{R}10}=\mathrm{R}10*\left({\mathrm{I}}_{\mathrm{M}7}+{\mathrm{I}}_{\mathrm{M}10}\right)$$ où I_R10 est le courant dans la résistance R10 et I_M10 est le courant de drain du transistor M10. Les transistors M4, M6 et M10 étant montés en miroir de courant, les courants I_c8, I_c9 et I_M10 sont égaux. Les transistors M5 et M7 étant montés en miroir de courant, les courants I_M5 et I_M7 sont égaux.
Le courant I_c9 s'écrit : $${\mathrm{I}}_{\mathrm{c}9}={\mathrm{V}}_{\mathrm{E}}/\mathrm{R11}-{\mathrm{I}}_{\mathrm{b}9},$$ où V_E est la tension aux bornes de la résistance R11. La tension V_E s'écrit : $${\mathrm{V}}_{\mathrm{E}}=\mathrm{\Delta }{\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}}-\mathrm{R}9*{\mathrm{I}}_{\mathrm{b}9},$$ où $$\mathrm{\Delta }{\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}}={\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}8}-{\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}9}=\left(\mathrm{kT}/\mathrm{q}\right)*\ln \left({\mathrm{p}}_{9|8}\right).$$ Le courant I_c9 s'écrit : $${\mathrm{I}}_{\mathrm{c}9}=\mathrm{\Delta }{\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}}/\mathrm{R}11-\mathrm{Ib}9*\left(1+\mathrm{R}9/\mathrm{R}11\right).$$ Le courant I_R10 s'écrit donc : $${\mathrm{I}}_{\mathrm{R}10}={\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}8}/\mathrm{R}8+2*{\mathrm{I}}_{\mathrm{b}9}+\mathrm{\Delta }{\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}}/\mathrm{R}11-\mathrm{Ib}9*\left(1+\mathrm{R}9/\mathrm{R}11\right).$$ Si les résistances R9 et R11 sont égales, le courant I_R10 ne dépend plus du courant I_b9. I_R10 s'écrit : $${\mathrm{I}}_{\mathrm{R}10}={\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}8}/\mathrm{R}8+\mathrm{\Delta }{\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}}/\mathrm{R}11$$ La tension de référence V_OUT s'écrit donc : $${\mathrm{V}}_{\mathrm{OUT}}=\mathrm{R}10*\left[\left({\mathrm{V}}_{\mathrm{BE}8}/\mathrm{R}8\right)+\left(\mathrm{kT}/\mathrm{q}*\mathrm{R}9\right)*\ln \left({\mathrm{p}}_{9|8}\right)\right]$$ Comme le montre la formule (11) le courant I_c9 ne dépend plus du gain β, contrairement au cas du circuit de la figure 3. La tension V_BE8 n'est plus affectée par la variation du gain β et comme la tension V_OUT dépend de V_BE8, la précision de la tension V_OUT n'est plus affectée par le gain β.

Un avantage d'un tel circuit est qu'une éventuelle variation de gain β du transistor Q9 n'affecte pas la précision de la tension de référence VOUT.

Bien que l'on ait utilisé ici le terme résistance pour désigner les éléments R1 à R11, on notera que ces éléments peuvent être constitués de tout élément résistif tel qu'un transistor MOS connecté en résistance.

Les valeurs des résistances peuvent être comprises entre 1 et 100 kΩ par exemple 50 kΩ.