SCHALTUNGSANORDNUNG ZUM BETRIEB ELEKTROMAGNETISCHER TRIEBSYSTEME

Beschreibung

[0001] Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetischen Triebsystems für elektomechanische Vorrichtungen sowie ein Verfahren zum Betrieb einer Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetischen Triebsystems für elektomechanische Vorrichtungen.

[0002] Elektromagnetische Triebsysteme werden in der Elektrotechnik häufig eingesetzt, um eine Kraftbeaufschlagung beweglicher mechanischer Bauteile zu realisieren. Solche Systeme verwenden bespielsweise Zugmagnete oder auch andere auf elektromagnetischer Basis arbeitende Baugruppen. Diese Triebsysteme werden unter anderem in Schützen, Schutzschaltern, Relais, Magnetventilen usw. in viefältiger Form eingesetzt.

[0003] Bei der Betätigung solcher Triebsysteme wird üblicherweise das magnetische System durch die Steuerspannungsquelle direkt erregt; dabei findet eine Beschleunigung mechanischer Bauteile, wie z. B. Anker oder auch Hebelsysteme, statt. Diese bewirken z. B. das Schließen vonSchaltkontakten. Kraftverlauf und Schließgeschwindigkeit sind in diesem Fall jedoch von der Höhe der angelegten Spannung abhängig.

[0004] Bekannt ist aber auch, daß die Energieversorgung der Triebsysteme oft mittels elektronischer Anordnungen (Vorschaltgeräte) so gesteuert wird, daß bei der Betätigung die Weg-Zeit-Charakteristik des Kraftverlaufs optimal den Erfordernissen des mechanischen Systems entspricht.

[0005] Aus der DE 20 2011 051 972 U1 ist bereits eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Schaltgerätes, welches eine erste Schaltstellung und eine zweite Schaltstellung aufweist und zwischen der ersten Schaltstellung und der zweiten Schaltstellung schaltbar ist, mit zumindest einer elektromagnetischen Betätigungseinrichtung zum Erzeugen einer Stellkraft zum Schalten des Schaltgeräts zwischen der ersten Schaltstellung und der zweiten Schaltstellung und einer Ansteuerschaltung zum Ansteuern der elektromagnetischen Betätigungseinrichtung, bekannt.

[0006] Ferner offenbart die FR 2 803 956 A1 eine Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetischen Triebsystems für elektromechanische Vorrichtungen, mit wenigstens einer Steuerspannungsquelle, mit wenigstens einer Regel- und Steuerschaltung, mit wenigstens einem Triebsystem, mit wenigstens einem Übertrager, mit wenigstens einer Gleichrichterbrücke, mit wenigstens einem Glättungskondensator, mit wenigstens einem Hauptschalttransistor, mittels dessen das Triebsystem in einem charakteristischen Pulsfolgesystem ansteuerbar ist und wobei der Hauptschalttransistor mit einem Primärzweig des Übertragers in Reihe geschaltet ist, wobei der Übertrager mit der speisenden Spannung verbunden ist und die Sekundärseite des Übertragers die Gleichrichterbrücke speist. Ferner wird die Ausgangsgleichspannung der Gleichrichterbrücke durch den Glätungskondensator geglättet, so dass eine Speisung mit Gleichspannung mit einem zeitlichen Speiseverlauf erfolgt.

[0007] Außerdem ist in der DE 198 51 973 A1 eine Schaltungsanordnung zur Gewinnung von Hilfsenergie zum Betrieb einer Steuereinheit eines Schaltgeräts aus einem durch einen Hauptstrompfad des Schaltgeräts fließenden Strom gezeigt, dadurch gekennzeichnet, daß aus einer vom Strom im Hauptstrompfad abhängigen Spannung durch Takten, Transformieren auf die Sekundärseite eines Übertragers und Gleichrichten eine Versorgungsgleichspannung für die Steuereinheit gewonnen wird, wobei die genannte Spannung an einer Reihenschaltung aus einem Übertrager und einem in Abhängigkeit von dessen Sekundärspannung durch eine Ansteuerschaltung (PWM) pulsbreitenmoduliert gesteuerten Halbleiterschalter angelegt ist, und die Ansteuerschaltung (PWM) über einen Schalter zeitweise mit einer Startgleichspannung beaufschlagbar ist.

[0008] Des Weiteren zeigt die DE 197 44 202 A1 eine Sperrwandlerschaltung, gespeist aus einer insbesondere hochohmigen Spannungsquelle, mit einem Transformator einem Schalttransistor, der durch eine Pulsweiten-Modulatorschaltung gesteuert ist, und mit einem Ausgang, wobei bezogen auf die Eingangsanschlüsse des Sperrwandlers der Primärstromkreis seines Transformators mit dem sekundärseitigen Ausgang galvanisch in Reihe geschaltet ist.

[0009] Im Übrigen betrifft die JP 3 062707 B2 eine Ansteuerschaltung für eine induktive Last, die angehalten werden muss, um die Verzögerung des Lastbetriebs zu reduzieren. Wenn eine Last betätigt wird, werden gleichgerichtete Ausgangssignale erzeugt, und eine hohe Spannung, die durch Summieren beider Ausgangssignale erhalten wird, wird der Last zugeführt. Wenn eine spezifizierte Zeit nach der Betätigung verstrichen ist, wird die Ausgabe von einer Differenzierschaltung gestoppt und demzufolge wird auch die gleichgerichtete Ausgabe gestoppt; Die Last wird auf einer niedrigen Spannung betrieben, die nur von dem gleichgerichteten Ausgang herrührt. Wenn der Lastantrieb gestoppt wird, ist daher die in der Last gespeicherte Energie niedriger als die herkömmliche, was die Verzögerung des Betriebsstopps reduziert. Das Einfügen einer Zener-Diode in eine Lastversorgungsschaltung kann die Verzögerung des Betriebsstopps weiter reduzieren.

[0010] Die Betätigung vorgenannter Triebsysteme durch direkte Beaufschlagung der Magnetsysteme mit der zur Verfügung stehenden Steuerspannung besitzt den Nachteil, dass der eingespeiste Steuerstrom und damit die Magnetkraft in der Regel nicht der vorliegenden Kraft-Weg-Charakteristik des angetriebenen mechanischen Systems angepasst ist.

[0011] Die bekannten elektronischen Vorschaltgeräte zum Betrieb von magnetischen Triebsystemen takten die Magnetsysteme direkt über einen oder mehrere elektonische Schalter. Nachteilig dabei ist, dass die vorhandene Steuerspannung zwar reduziert, aber nicht erhöht werden kann.

[0012] In einer Reihe von Einsatzfällen dieser Triebsysteme ist es jedoch vorteilhaft, die Steuerspannung zur Betätigung erforderlichenfalls auch erhöhen zu können. Sonst ist in diesen Einsatzfällen - zum Beispiel in Unterspannungssituationen - eine sichere Betätigung nicht möglich.

[0013] Desweitern dienen diese Vorschaltgeräte vorzugsweise der Betätigung von Schaltgeräten in Form von Schützen, bei denen der Kraftbedarf zunächst hoch, dann aber zeitlich abfallend ist.

[0014] Durch die direkte Taktung des elektrischen Triebsystems entsteht außerdem ein Störspannungsspektrum, welches sich negativ auf andere elektronische Systeme auswirken kann. Auch bewirkt die Steilheit der Impulse eine erhöhte Belastung des Wicklungsaufbaus der Magnetsysteme, die meistens für den Gleichspannungs- oder den niederfrequenten Wechselspannungsbetrieb konzipiert sind. Die getaktete Betriebsweise kann somit Schäden an der Wicklung des Magnetsystems hervorrufen.

[0015] Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Betrieb einer Schaltungsanordnung in vorteilhafter Weise weiterzubilden, insbesondere dahingehend, dass im gesamten Eingangsspannungs- und Temperaturbereich ein sicherer und mechanisch schonender Betrieb ohne wesentliche Störaussendung gewährleistet ist, und es möglich ist, solche Triebsysteme zu betätigen, die bei der Betätigung einen zeitlich stark ansteigenden Kraftbedarf sowie auch eine mechisch verriegelte, stabile Endlage aufweisen.

[0016] Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 oder des Anspruchs 12, oder durch ein Verfahren gemäß Anspruch 7. Danach ist vorgesehen, dass eine Schaltungsanordnung bereitgestellt wird zur Betätigung eines elektromagnetisches Triebsysteme für elektomechanische Vorrichtungen, insbesondere mit mechanisch verriegelter Endlage, mit wenigstens einer Steuerspannungsquelle, mit wenigstens einer Regel- und Steuerschaltung, mit wenigstens einem Triebsystem, mit wenigstens einem Übertrager, mit wenigstens einer Gleichrichterbrücke, mit wenigstens einem Glättungskondensator, mit wenigstens einem Hauptschalttransistor, mittels dessen das Triebsystem in einem charakteristischen Pulsfolgesystem ansteuerbar ist und wobei der Hauptschalttransistor mit einem Primärzweig des Übertragers in Reihe geschaltet ist, wobei der Übertrager mit der speisenden Spannung verbunden ist und die Sekundärseite des Übertragers die Gleichrichterbrücke speist, deren Ausgangsgleichspannung durch den Glättungskondensator geglättet und zur Spannung der Steuerspannungsquelle addiert wird, so dass eine Speisung mit Gleichspannung mit einem zeitlichen Speiseverlauf erfolgt.

[0017] Die Erfindung basiert auf dem Grundgedanken, dass eine getaktete transformatorische Wandlerstufe mittels einer Steuer- und Regelschaltung die für den spezifischen Betrieb des elektromagnetischen Triebsystems erforderliche elektrische Speisecharakteristik im gesamten Eingangsspannungs- und Temperaturbereich ohne gepulste Beaufschlagung der Triebsystemspulen bereitstellt. Die aus dem Stand der Technik aufgezeigten Nachteile der bekannten Ansteuerungen werden vermieden und eine Schaltungsanordnung bereitgestellt, welche das Magnetsystem genannter Triebsysteme, insbesondere jene mit Gleichstrommagnetspulen, so betreibt, dass im gesamten Eingangsspannungs- und Temperaturbereich ein sicherer und mechanisch schonender Betrieb ohne wesentliche Störaussendung gewährleistet ist, und auch erlaubt, solche Triebsysteme zu betätigen, die bei der Betätigung einen zeitlich stark ansteigenden Kraftbedarf sowie auch eine mechisch verriegelte, stabile Endlage aufweisen.

[0018] Bei dem Betrieb von Schaltgeräten mit elektromagnetischem Triebsystem, beispielsweise Batterieschutzschaltern mit Zugmagneten im Triebsystem und mechanisch verriegelter Endlage, Schütz- und Relaisspulen sowie Magnetventilen mit elektromagnetischer Ventilsteuerung, ergeben sich durch den inneren Aufbau eingeschränkte Betriebsspannungsbereiche und ein erhöhter Verschleiß der mechanisch bewegten Komponenten. Bei Betrieb mit einer getakteten Spannung entsteht eine Störaussendung, die elektronische Schaltungen beeinflussen können.

[0019] Zur Vermeidung dieser Nachteile ist nun erfindungsgemäß eine Schaltungsanordnung bereitgestellt, die eine geregelte Gleichspannung mit einer dem für das Triebsystem zuträglichen Speiseverlauf mittels einer Schaltstufe und Übertrageranordnung mit nachgeschaltetem Gleichrichter bereitstellt und auch ermöglicht, erforderlichenfalls die Betätigungsspannung über die vorhandene und gegebenfalls stark toleranzbehaftete Steuerspannung zu erhöhen. Damit wird deren sichere Einschaltung, wie im beispielhaften Fall eines Batterieschutzschalters mit Zugmagneten im Triebsystem und batteriegepufferter Stromversorgungsanlage bei Vorliegen eines weiten Eingangsspannungsbereiches gewährleistet. Darüber hinaus ermöglicht die Schaltungsanordnung eine schonende und damit lebensdauerverlängernde Betriebsweise der mechanisch bewegten Teile. Durch die Speisung der Triebsysteme mit einer Gleichspannug wird die Störaussendung, insbesondere bei längeren Leitungsverlegungen zwischen der beschriebenen Schaltungsanordnung und dem Triebsystem, weitgehend vermieden.

[0020] Es kann eine Zusatzdiode vorgesehen sein, die anodenseitig mit dem Knoten Übertrager - Hauptschalttransistor verbunden und kathodenseitig mit dem Knoten der Kathoden der Gleichrichterbrücke verbunden ist.

[0021] Die Gleichrichterbrücke kann durch mehrere Dioden ausgebildet sein. Diese Dioden können beispielsweise schnelle Dioden für die Ausgangsgleichrichtung sein.

[0022] Des Weiteren kann vorgesehen sein, dass ein zweiter Transistor vorgesehen ist und dass die Schaltanordnung derart schaltbar ist, dass eine Halteschaltung mittels eines zweiten Transistors im Leistungskreis aktivierbar ist mithilfe der Rückmagnetisierungsenergie des Übertragers für die Einschaltzeit durch die Aufbereitung einer Gatespannung, wodurch der zweite Transistor angesteuert und nach Ablauf der Einschaltzeit durch das Abschalten des Hauptschalttransistors und dem Fortfall der Rückmagnetisierungsenergie gesperrt wird.

[0023] Darüber hinaus ist möglich, dass die Regel- und Steuerschaltung eine PWM-Schaltung (PWM = Pulsweistenmodulation) mit Einschaltzeitbegrenzung aufweist und dass mittels der PWM-Schaltung eine der Spezifik des Triebsystems entsprechendes Impulsmuster abgespeichert ist, welches durch eine entsprechende Anwahl dem jeweiligen Verwendungszweck zugeteilt werden kann.

[0024] Außerdem kann vorgesehen sein, dass die Schaltungsanordnung eine Microcontrollerschaltung aufweist und dass für die koordinierte Steuerung und Impulsaufbereitung die Microcontrollerschaltung eingesetzt wird.

[0025] Zudem ist es möglich, dass eine Thermosicherung, insbesondere eine reversible Thermosicherung, und ein Vorwiderstand für die Steuerstromversorgung, die derart angeordnet sind, dass für den Fehlerfall im Hauptstrompfad die Kombination aus der Thermosicherung und dem Vorwiderstad derart angeordnet und schaltbar ist, dass die durch thermische Verbindung von Thermosicherung und Vorwiderstad Hauptstrompfad unterbrechbar ist.

[0026] Des Weiteren kann vorgesehen sein, dass die Schaltungsanordnung weiter eine Sicherheitsschaltung mit einem Optokoppler und mit einer Z-Diode aufweist, die derart schaltbar ist, dass im Falle der Unterbrechung der Ausgangslast eine unzulässig hohe Ausgangsspannung dadurch vermieden wird, dass die Sicherheitsschaltung dergestalt anspricht, dass der Optokoppler über die Z-Diode von der zu hohen Ausgangsspannung im Fehlerfall angesteuert wird und somit der Ausgang des Optokopplers auf die Steuer- und Regelschaltung wirkt und somit die Einschaltdauer für den Leistungstransistor so reduziert wird, dass die Ausgangsspannung auf eine zu lässige Höhe begrenzt bleibt.

[0027] Des Weiteren betrifft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Betrieb einer Schaltungsanordnung.

[0028] Dabei wird bei einem Verfahren zum Betrieb einer Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetisches Triebsysteme für elektomechanische Vorrichtungen, insbesondere mit mechanisch verriegelter Endlage, mit wenigstens einer Steuerspannungsquelle, mit wenigstens einer Regel- und Steuerschaltung, mit wenigstens einem Triebsystem, mit wenigstens einem Übertrager, mit wenigstens einer Gleichrichterbrücke, mit wenigstens einem Glättungskondensator, mit wenigstens einem Hauptschalttransistor, mittels dessen das Triebsystem in einem charakteristischen Pulsfolgesystem in wenigstens einem Betriebszustand angesteuert wird und wobei der Hauptschalttransistor mit einem Primärzweig des Übertragers in Reihe geschaltet ist, derart verfahren, dass der Übertrager mit der speisenden Spannung verbunden ist und die Sekundärseite des Übertragers die Gleichrichterbrücke speist, deren Ausgangsgleichspannung durch den Glättungskondensator geglättet und zur Spannung der Steuerspannungsquelle addiert wird, so dass eine Speisung mit Gleichspannung mit einem zeitlichen Speiseverlauf erfolgt.

[0029] Des Weiteren kann vorgesehen sein, dass ein zweiter Transistor vorgesehen ist und dass die Schaltanordnung im Betrieb derart geschaltet wird, daß eine Halteschaltung mittels eines zweiten Transistors im Leistungskreis aktiviert wird mithilfe der Rückmagnetisierungsenergie des Übertragers für die Einschaltzeit durch die Aufbereitung einer Gatespannung, wodurch ein zweiter Transistor angesteuert und nach Ablauf der Einschaltzeit durch das Abschalten des Haupttransistors und dem Fortfall der Rückmagnetisierungsenergie gesperrt wird.

[0030] Darüber hinaus kann vorgesehen sein, dass die Regel- und Steuerschaltung eine PWM-Schaltung mit Einschaltzeitbegrenzung aufweist und dass mittels der PWM-Schaltung eine der Spezifik des Triebsystems entsprechendes Impulsmuster abgespeichert ist, welches durch eine entsprechende Anwahl dem jeweiligen Verwendungszweck zugeteilt werden kann.

[0031] Außerdem ist möglich, dass eine Thermosicherung, insbesondere eine reversible Thermosicherung, und ein Vorwiderstand für die Steuerstromversorgung, die derart angeordnet sind, dass für den Fehlerfall im Hauptstrompfad die Kombination aus der Thermosicherung und dem Vorwiderstand derart geschaltet wird, dass die durch thermische Verbindung von Thermosicherung und Vorwiderstad Hauptstrompfad unterbrochen wird.

[0032] Zudem kann vorgesehen sein, dass die Schaltungsanordnung weiter eine Sicherheitsschaltung mit einem Optokoppler und mit einer Z-Diode aufweist, die im Fehlerfall derart geschaltet wird, dass im Falle der Unterbrechung der Ausgangslast eine unzulässig hohe Ausgangsspannung dadurch vermieden wird, dass die Sicherheitsschaltung dergestalt anspricht, dass der Optokoppler über die Z-Diode von der zu hohen Ausgangsspannung im Fehlerfall angesteuert wird und somit der Ausgang des Optokopplers auf die Steuer-und Regelschaltung wirkt und somit die Einschaltdauer für den Leistungstransistor so reduziert wird, dass die Ausgangsspannung auf eine zulässige Höhe begrenzt bleibt.

[0033] Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung sollen nun anhand eines in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert werden.

[0034] Es zeigen:

Fig. 1

ein Prinzipschaltbild für ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetischen Triebsystems sowie ein entsprechendes Verfahren hierzu; und

Fig. 2

den quantitativen Verlauf der Kraft-Weg-Charakteristik des Einschaltmechanismus der Schaltanordnung gemäß Fig. 1.

[0035] Fig. 1 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Schaltungsanordnung, hier ausgeführt als Batterieschutzschalter mit einem Zugmagneten, dessen Schaltungs- und Funktionsprinzip in Fig. 1 sowie nachstehend näher dargestellt ist.

[0036] Die Schaltungsanordnung weist eine Regel- und Steuerschaltung 1 auf, die im Einzelnen eine Stabilisierungsschaltung für die interne Steuerspannung U_s mit ZD 1.1, eine Messwerterfassung 1.2, eine PWM-Schaltung (Pulsweitenmodulations-Schaltung) mit Einschaltbegrenzung t 1.3 sowie eine Treiberschaltung 1.4 für den Leistungsschalter (VT2) aufweist.

[0037] Des Weiteren weist die Schaltanordnung ein elektromagnetisches Triebsystem 2 auf.

[0038] Die Schaltanordnung ist an eine Steuerspannungsquelle mit einer Betriebsspannung (U_B) angeschlossen.

[0039] Mit dem Bezugszeichen MB ist das Minuspotential (Hauptstrom) bezeichnet.

[0040] Des Weiteren weist die Schaltanordnung einen Einschalttaster S1, einen Vorwiderstand R1 für die Stromversorgung U_s, einen Gateableitwiderstand R2 für den Schalttransistor VT1, einen Entladewiderstand R3 im Entlastungsnetzwerk vom Einschalttransistor für die Selbsthalteschaltung VT2, einen Gateableitwiderstand R4 für den Einschalttransistor VT2 sowie einen Standwiderstand R5 zur Erfassung des Hauptstroms zur Generierung der Regelgröße auf. Weiter sind ein Strombegrenzungswiderstand R6, ein Überspannungsschutz R7, ein niederinduktiver Zwischenkreiskondensator C1, ein Zwischenkreiskondensator C2 mit höherer Speicherkapazität, ein Glättungskondensator C3, ein Kondensator C4 des DRC-Entlastungsnetzwerks für den Einschalttransistor VT2, ein Glättungskondensator C5 für die Ausgangslast vorgesehen. Außerdem weist die Schaltanordnung VD1 eine Falschpoldiode und Freilaufdiode VD1, eine schnelle Diode VD2 des DRC-Netzwerks für den Einschalttransistor VT2, eine Gatespannungsbegrenzung VD3, eine schnelle Gleichrichterdiode VD4 zur Aufbereitung der Gatespannung für den Schalttransistor VT1, schnelle Dioden für die Ausgangsgleichrichtung VD5, VD6, VD7 und VD8 sowie eine Freilaufdiode VD9 für den Schalttransistor VT1, eine Eingangsdrossel L1 (Einschaltstrombegrenzung), eine Thermoschmelzsicherung F1 sowie eine Überstromsicherung F2 auf.

[0041] Die Zusatzdiode VD9 ist anodenseitig mit dem Knoten Übertrager T1 - Schalttransistor VT2 verbunden und kathodenseitig mit dem Knoten der Kathoden VD6, VD8 der Gleichrichterbrücke, die durch die Dioden VD5, VD6, VD7, VD8 ausgebildet ist, verbunden ist.

[0042] Ferner sind Klemmen 1/2, die Anschlüsse für den Einschalttaster darstellen, eine Klemme 3 als Speiseeingang für die Steuerstromversorgung, eine Klemme 4 für den Anschluss für die Ansteuerung des Schalttransistors VT1, eine Klemme 5 als Minuspotential der Steuerspannungsebene, Klemmen 6/7 als Shuntspannungszuführung für die Regelschaltung mit der Messfelderfassung 1.2, Klemmen 8/9 als Anschluss für die Ausgangslast 2 des elektromagnetischen Triebsystems 2.

[0043] Mit dem Bezugszeichen t_Ein ist die Einschaltzeit und mit t_tot die Totzeit bezeichnet.

[0044] Die Funktionsweise der Steueranordnung und das erfindungsgemäße Verfahren werden nun wie nachstehend erläutert:
Der Batterieschutzschalter erreicht im eingeschalteten Zustand eine mechanisch verriegelte, stabile Endlage. Die Funktion des sicheren Anzuges der Zugmagnete und des zuverlässigen Erreichens der mechanisch fixierten Endlage des Batterieschutzschalters muss in einem Spannungsbereich von 65 V bis 150 V gewährleistet sein, wobei die Nennsteuerspannung 110V beträgt.

[0045] Bei dieser Anwendung muss die vorgeschlagene Anordnung absichern, daß trotz stark ansteigendem Kraftbedarf - im Gegensatz zu den allgemein bekannten Schützen - am Ende der Betätigungszeit ausreichend Energie für das Magnetsystem bereitgestellt wird.

[0046] Über den Starttaster S1 wird der Einschaltvorgang gestartet, so dass der im Sperrzustand befindliche Transistor VT1 überbrückt und die Regel- und Steuerschaltung über den Vorwiderstand R1 aktiviert wird; die Steuerspannungsaufbereitung 1.1 ist durch ZD symbolisiert. Für die Bildung der Impulsfolge wird ein impulsweitenmoduliertes Signal mit einer konstanten Grundfrequenz von 40 kHz erzeugt.

[0047] Die Einschaltzeit t_Ein ist so bemessen, daß unter allen Umgebungsbedingungen die erforderliche Anzugszeit unter Berücksichtigung der zulässigen Betriebszeit für die Zugmagnete eingehalten wird, wie in Fig.2 dargestellt.

[0048] Die Zugmagnete 2 sind für den Kurzzeitbetrieb ausgelegt; unzulässig lange Betriebszeiten führen zur Zerstörung. Sollte im Fehlerfall die zulässige Betriebszeit überschritten werden, löst die Thermoschmelzsicherung F1 infolge der thermischen Kopplung mit dem Widerstand R1 aus. Vorwiderstand R1 und die reversible Thermosicherung weisen die gleiche Gehäusegrundform (TO220) auf und sind an den thermischen Kontaktflächen dieser Gehäuse mechanisch miteinander verbunden, so dass im Fehlerfall eine sichere Auslösung in definierter weise gewährleistet ist. Durch die Wahl der Widerstandsbaugröße entsteht ein annähernd thermisch äquivalentes Verhalten zu den Zugmagneten 2.

[0049] Der Transistor VT2 wird durch die Regel und Steuerschaltung 1 innerhalb der Zeit t_Ein von 1,6 s der PWM-Schaltung angesteuert, dabei wird zu der Steuer - (Eingangs-) spannung U_B entsprechend des Übersetzungsverhältnisses des Übertragers T1 eine Spannug addiert, die durch die Gleichrichterbrücke mit VD5 bis VD8 gebildet und durch C5 geglättet wird. Durch diese Anornung wird erreicht, dass durch Variation des PWM-Tastverhältnisses die Spannung an den Zugmagneten auf einen Wert sowohl unterhalb als auch oberhalb der Steuerspannung gebracht werden kann. Der Schalter S1 kann nach dem Schließen wieder geöffnet werden; die Selbshalteschaltung mit VT1 versorgt die Schaltung weiter, indem die Rückmagnetisierungsspannung von T1 über die Diode VD4, dem Strombegrenzungswiderstand R6 der Begrenzer- und Stabilisierungsschaltung mit VD3, R2 und C3 dem Gate von VT1 zugeführt wird, so dass dieser einschaltet. Solange die Stufe mit VT2 taktet, bleibt der Leistungskreis über VT1 eingeschaltet. Nach dem Aublauf der Zeit t_Ein schaltet die Stufe mit VT2 ab, der Leistungskreis wird unterbrochen. Nach Ablauf einer Totzeit t_tot kann der Schaltvorgang erneut gestartet werden. Die Totzeit t_tot verhindert, dass durch unsachgemässen Gebrauch die Triebsystemspulen überlastet werden.

[0050] Die interne Steuerspannungsaufbereitung 1.1 sichert außerdem durch eine eigene Zeitstufe ab, dass durch eine unsachgemäße Betätigung des Ein-Tasters S1 (Dauereintastung) die Stabilisierung ZD nicht überlastet wird; in einem solchen Fall wird 1.1 nach einer vorgegebenen Zeit, die über der normalen Betriebszeit der Einrichtung liegt, zwangsweise abgeschaltet.

[0051] Für eine ausreichende Entkopplung von den inherenten Widerständen der speisenden Quelle U_B sind die Kondensatoren C1 und C2 vorgesehen, wobei durch niederinduktiven Kondensator C1 im Einschaltmoment von VT2 speist und darüber den Wechselstromanteil des Zwischenkreiskondensators C2 mit der wesentlich höheren Kapazität und dem höheren Innenwiderstand übernimmt.

[0052] Die Drossel L1 ist für die Einschaltstrombegrenzung und die strommäßige Entlastung von Schalter S1 vorgesehen.

[0053] Die Schaltung ist mit einer Stromregelung ausgestattet; über den Shuntwiderstand R5 wird der Hauptstrom im Leistungskreis erfasst und der Messwerterfassung 1.2 zugeführt. Die Messwerterfassung 1.2 stellt die Signale für die Steuer- und Regelschaltung 1.3 bereit, die das Impulsweitenmuster entsprechend der spezifischen Charakteristik des elektromagnetischen Triebsystems 2 aufbereitet. In der Steuer- und Regelschaltung 1.3 können eine Reihe von spezifischen Speisecharakteristiken hinterlegt sein, die in entsprechender Weise angewählt werden können und somit dem jeweiligen Verwendungszweck entsprechen.

[0054] Falls durch einen Fehler beim Einsatz keine Verbindung von den Ausgangsklemmen 8 u. 9 zum Schutzschalter 2 bestehen sollte, wird durch die Steuer- und Regelschaltung 1.3 eine Ausgangsspannungsbegrenzung vorgenommen.

[0055] Wie aus Figur 2 ersichtlich, ist die Kraft-Weg-Charakteristik derart, dass beim Überführen des Schaltgeräts 2 von einer der geöffneten Stellungen entsprechenden ersten Schaltstellung s₀ in eine der geschlossenen Stellung entsprechende zweite Schaltstellung s_End über den Stellweg s zunächst eine vergleichsweise niedrige Anfangskraft F_Anf erforderlich ist, die ab einem Druckpunkt s₁ bis hin zu einem Maximalpunkt s₂ auf eine Maximalkraft Fmax anwächst und nach dem Maximalpunkt s₂ bis in die zweite Schaltstellung s_End auf eine Endkraft F_End abfällt. Entsprechend der Kurve dieser Kraft-Weg-Charakteristik wird die Stellkraft F an dem Zugmagneten ZM1, ZM2 erzeugt, so dass die Stellkraft F der Kraft-Weg-Charakteristik des Schaltgeräts 2 angepasst ist.

[0056] Durch Anpassen der Stellkraft F an die Kraft-Weg-Charakteristik des Schaltgeräts 2 wird ein mechanisch schonender Betrieb des Schaltgeräts 2 gewährleistet. Insbesondere wird eine überhöhte Stellkraft F vermieden, die bei einem Anschlagen von mechanisch betätigten Bauteilen zu einer Abnutzung oder gar Beschädigung des Schaltgerätes 2 führen könnte.

[0057] Zudem wird durch Anpassen der Stellkraft F an die Kraft-Weg-Charakteristik des Schaltgerätes 2 gewährleistet, dass unabhängig von der konkret zur Verfügung stehenden Steuerspannung U_Dauer ein zuverlässiges Schalten des Schaltgerätes 2 erfolgt. Insbesondere wird durch das Wandeln der Steuerspannung U_Dauer in die Zwischenkreisspannung U_ZK und das Anpassen der Stellkraft F an die Kraft-Weg-Charakteristik des Schaltgeräts 2 über den gesamten Spannungsbereich der Steuerspannung U_Dauer gewährleistet, dass genügend Energie zum Schalten des Schaltgeräts 2 vorhanden ist und zudem ein Prellen von mechanisch betätigten Bauteilen des Schaltgeräts 2 ausgeschlossen ist.

BEZUGSZEICHENLISTE

[0058] 

1 - Regel- und Steuerschaltung

1.1 - Stabilisierungsschaltung für die interne Steuerspannung U_s mit ZD

1.2 - Messwerterfassung

1.3 - PWM-Schaltung mit Einschaltscheitbegrenzung t

1.4 - Treiberschaltung für Leistungsschalter (VT2)

2 - Elektromagnetisches Triebsystem

U_B - Betriebsspannung

MB - Minuspotential (Hauptstrom)

S1 - Einschalttaster

R1 - Vorwiderstand für die Steuerstromversorgung U_s

R2 - Gateableitwiderstand für VT1

R3 - Entladewiderstand im Entlastungsnetzwerk von VT2

R4 - Gateableitwiderstand für VT2

R5 - Shuntwiderstand zur Erfassung des Hauptstromes zur Generierung der Regel
größe

R6 - Strombegrenzungswiderstand

R7 - Überspannungsschutz

C1 - Niederinduktiver Zwischenkreiskondensator

C2 - Zwischenkreiskondensator mit höherer Speicherkapazität

C3 - Glättungskondensator

C4 - Kondensator des DRC-Entlastungsnetzwerkes für VT2

C5 - Glättungskondensator für die Ausgangslast

VD1 - Falschpoldiode und Freilaufdiode

VD2 - Schnelle Diode des DRC-Netzwerkes für VT2

VD3 - Gatespannungsbegrenzung

VD4 - Schnelle Gleichrichterdiode zur Aufbereitung der Gatespannung für VT1

VD5 bis VD8 - Schnelle Diode für die Ausgangsgleichrichtung

VD9 - Freilaufdiode für T1

VT1 - Schalttransistor

VT2 Einschalttransistor für Selbsthalteschaltung

L1 Eingangsdrossel (Einschaltstrombegrenzung)

F1 Thermoschmelzsicherung

F2 Überstromsicherung

Klemmen:

1/2 Anschlüsse für Einschalttaster

3 Speiseeingang für Steuerstromversorgung

4 Anschluss für Ansteuerung von VT1

5 Minuspotential (Steuerspannungsebene)

6/7 Shuntspannungszuführung für die Regelschaltung mit 1.2

8/9 Anschluss für die Ausgangslast 2

t_Ein Einschaltzeit

t_tot Totzeit

F Stellkraft

F_Anf Stellkraft im Einschaltmoment

F_max Stellkraft am Druckpunkt

F_End Stellkraft am Ende des Stellweges

s Ankerweg des Zugmagneten

s₀ Ausschaltlage

s₁ Distanz zwischen Ausschaltlage und Druckpunkt

s₂ Distanz zwischen Ausschaltlage und dem erforderlichen Kraftmaximum

s_End Distanz zwischen Ausschalt- und Endlage

Ansprüche

1. Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetischen Triebsystems für elektromechanische Vorrichtungen, insbesondere mit mechanisch verriegelter Endlage, mit wenigstens einer Steuerspannungsquelle mit einer speisenden Spannung (U_B), mit wenigstens einer Regel- und Steuerschaltung (1), mit wenigstens einem Triebsystem (2), mit wenigstens einem Übertrager (T1), mit wenigstens einer Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7, VD8), mit wenigstens einem Glättungskondensator (C5), mit wenigstens einem Hauptschalttransistor (VT2), mittels dessen das Triebsystem (2) in einem charakteristischen Pulsfolgesystem ansteuerbar ist und wobei der Hauptschalttransistor (VT2) mit einem Primärzweig des Übertragers (T1) in Reihe geschaltet ist, wobei der Übertrager (T1) mit der speisenden Spannung (U_B) verbunden ist und die Sekundärseite des Übertragers (T1) die Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7,VD8) speist, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsgleichspannung der Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7, VD8) durch den Glättungskondensator (C5) geglättet und zur speisenden Spannung (U_B) der Steuerspannungsquelle addiert wird, so dass eine Speisung mit Gleichspannung mit einem zeitlichen Speiseverlauf erfolgt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter Transistor (VT1) vorgesehen ist und dass die Schaltanordnung derart schaltbar ist, dass eine Halteschaltung mittels eines zweiten Transistors (VT1) im Leistungskreis aktivierbar ist mithilfe der Rückmagnetisierungsenergie des Übertragers (T1) für die Einschaltzeit (t_Ein) durch die Aufbereitung einer Gatespannung (VD4, R6, VD3, R2, C3), wodurch der zweite Transistor (VT1) angesteuert und nach Ablauf der 25 Einschaltzeit (t_Ein) durch das Abschalten des Hauptschalttransistors (VT2) und dem Fortfall der Rückmagnetisierungsenergie gesperrt wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Regel- und Steuerschaltung (1) eine PWM-Schaltung (1.3) mit Einschaltzeitbegrenzung (1.3) aufweist und daß mittels der PWM-Schaltung (1.3) ein der Spezifik des Triebsystems entsprechendes Impulsmuster abgespeichert ist, welches durch eine entsprechende Anwahl dem jeweiligen Verwendungszweck zugeteilt werden kann.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung eine Microcontrollerschaltung aufweist und dass für die koordinierte Steuerung und Impulsaufbereitung die Microcontrollerschaltung eingesetzt wird.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Thermosicherung (F1), insbesondere eine reversible Thermosicherung, und ein Vorwiderstand für die Steuerstromversorgung (R1), die derart angeordnet sind, dass für den Fehlerfall im Hauptstrompfad die Kombination aus der Thermosicherung und dem Vorwiderstand derart angeordnet und schaltbar ist, dass die durch thermische Verbindung von Thermosicherung und Vorwiderstand Hauptstrompfad unterbrechbar ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung weiter eine Sicherheitsschaltung mit einem Optokoppler und mit einer Z-Diode aufweist, die derart schaltbar ist, dass im Falle der Unterbrechung der Ausgangslast des Triebsystems (2) eine unzulässig hohe Ausgangsspannung dadurch vermieden wird, dass die Sicherheitsschaltung dergestalt anspricht, dass der Optokoppler über die Z-Diode von der zu hohen Ausgangsspannung im Fehlerfall angesteuert wird und somit der Ausgang des Optokopplers auf die Steuer-und Regelschaltung (1) wirkt und somit die Einschaltdauer für den Hauptschalttransistor (VT2) so reduziert wird, dass die Ausgangsspannung auf eine zulässige Höhe begrenzt bleibt.

7. Verfahren zum Betrieb einer Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetischen Triebsystems für elektromechanische Vorrichtungen, insbesondere mit mechanisch verriegelter Endlage, mit wenigstens einer Steuerspannungsquelle mit einer speisenden Spannung (U_B), mit wenigstens einer Regel- und Steuerschaltung (1), mit wenigstens einem Triebsystem (2), mit wenigstens einem Übertrager (T1), mit wenigstens einer Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7,VD8), mit wenigstens einem Glättungskondensator (C5), mit wenigstens einem Hauptschalttransistor (VT2), mittels dessen das Triebsystem (2) in einem charakteristischen Pulsfolgesystem in wenigstens einem Betriebszustand angesteuert wird und wobei der Hauptschalttransistor (VT2) mit einem Primärzweig des Übertragers (T1) in Reihe geschaltet ist, wobei der Übertrager (T1) mit der speisenden Spannung (U_B) verbunden ist und die Sekundärseite des Übertragers (T1) die Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7,VD8) speist, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsgleichspannung der Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7, VD8) durch den Glättungskondensator (C5) geglättet und zur speisenden Spannung (U_B) der Steuerspannungsquelle addiert wird, so dass eine Speisung mit Gleichspannung mit einem zeitlichen Speiseverlauf erfolgt.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter Transistor (VT1) vorgesehen ist und dass die Schaltanordnung im Betrieb derart geschaltet wird, dass eine Halteschaltung mittels eines zweiten Transistors (VT1) im Leistungskreis aktiviert wird mithilfe der Rückmagnetisierungsenergie des Übertragers (T1) für die Einschaltzeit (t_Ein) durch die Aufbereitung einer Gatespannung (VD4, R6, VD3, R2, C3), wodurch der zweite Transistor (VT1) angesteuert und nach Ablauf der Einschaltzeit (t_Ein) durch das Abschalten des Hauptschalttransistors (VT2) und dem Fortfall der Rückmagnetisierungsenergie gesperrt wird.

9. Verfahren nach Anspruch 7 oder Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Regel- und Steuerschaltung (1) eine PWM-Schaltung (1.3) mit Einschaltzeitbegrenzung (1.3) aufweist und dass mittels der PWM-Schaltung (1.3) ein der Spezifik des Triebsystems entsprechendes Impulsmuster abgespeichert ist, welches durch eine entsprechende Anwahl dem jeweiligen Verwendungszweck zugeteilt werden kann.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass eine Thermosicherung (F1), insbesondere eine reversible Thermosicherung, und ein Vorwiderstand für die Steuerstromversorgung (R1), die derart angeordnet sind, dass für den Fehlerfall im Hauptstrompfad die Kombination aus der Thermosicherung und dem Vorwiderstand derart geschaltet wird, dass die durch thermische Verbindung von Thermosicherung und Vorwiderstand Hauptstrompfad unterbrochen wird.

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung weiter eine Sicherheitsschaltung mit einem Optokoppler und mit einer Z-Diode aufweist, die im Fehlerfall derart geschaltet wird, dass im Falle der Unterbrechung der Ausgangslast des Triebsystems (2) eine unzulässig hohe Ausgangsspannung dadurch vermieden wird dass die Sicherheitsschaltung dergestalt anspricht, dass der Optokoppler über die Z-Diode von der zu hohen Ausgangsspannung im Fehlerfall angesteuert wird und somit der Ausgang des Optokopplers auf die Steuer-und Regelschaltung (1) wirkt und somit die Einschaltdauer für den Hauptschalttransistor (VT2) so reduziert wird, dass die Ausgangsspannung auf eine zulässige Höhe begrenzt bleibt.

12. Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetischen Triebsystems für elektromechanische Vorrichtungen, insbesondere mit mechanisch verriegelter Endlage,
mit wenigstens einer Steuerspannungsquelle mit einer speisenden Spannung (UB), mit wenigstens einer Regel- und Steuerschaltung (1),
mit wenigstens einem Triebsystem (2),
mit wenigstens einem Übertrager (T1),
mit wenigstens einer Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7, VD8),
mit wenigstens einem Glättungskondensator (C5),
mit wenigstens einem Hauptschalttransistor (VT2), mittels dessen das Triebsystem (2) in einem charakteristischen Pulsfolgesystem ansteuerbar ist und wobei der Hauptschalttransistor (VT2) mit einem Primärzweig des Übertragers (T1) in Reihe geschaltet ist, wobei der Übertrager (T1) mit der speisenden Spannung (U_B) verbunden ist und die Sekundärseite des Übertragers (T1) die Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7,VD8) speist, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsgleichspannung der Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7, VD8) durch den Glättungskondensator (C5) geglättet und zur speisenden Spannung (U_B) der Steuerspannungsquelle addiert wird, so dass eine Speisung mit Gleichspannung mit einem zeitlichen Speiseverlauf erfolgt, wobei die Schaltungsanordnung mit einem zweiten Transistor (VT1) versehen ist, der zwischen der Steuerspannungsquelle und einem ersten Knoten angeschlossen ist,
wobei der Primärzweig des Übertragers (T1) zwischen dem ersten Knoten und einem zweiten Knoten angeschlossen ist,
wobei der Hauptschalttransistor (VT2) zwischen dem zweiten Knoten und einem ersten Minuspotential (MB) angeschlossen ist, wobei der Hauptschalttransistor (VT2) über einen Shuntwiderstand (R5), eine Eingangsdrossel (L1), eine Thermoschmelzsicherung (F1) und eine Überstromsicherung (F2) mit einem Minuspotential (MB) verbunden ist,
wobei die Sekundärseite des Übertragers (T1) zwischen dem zweiten Knoten und einem dritten Knoten angeschlossen ist,
wobei die Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7, VD8) durch eine erste Diode (VD5), eine zweite Diode (VD6), eine dritte Diode (VD7) und vierte Diode (VD8) ausgebildet ist,
wobei die erste Diode (VD5) und die dritte Diode (VD7) anodenseitig jeweils mit einem vierten Knoten verbunden sind,
wobei die zweite Diode (VD6) und die vierte Diode (VD8) kathodenseitig jeweils mit einem fünften Knoten verbunden sind,
wobei die erste Diode (VD5) kathodenseitig mit dem dritten Knoten verbunden ist und die zweite Diode (VD6) anodenseitig mit dem dritten Knoten verbunden ist,
wobei die dritte Diode (VD7) kathodenseitig mit dem ersten Knoten verbunden ist und die vierte Diode (VD8) anodenseitig mit dem ersten Knoten verbunden ist, und
wobei der Glättungskondensator (C5) zwischen dem vierten und dem fünften Knoten angeschlossen ist.

Claims

1. Circuit arrangement for operating an electromagnetic drive system for electromechanical devices, in particular having a mechanically locked end position, having at least one control voltage source with a feeding voltage (U_B), having at least a regulating and control circuit (1), having at least one drive system (2), having at least one transformer (T1), having at least one rectifier bridge (VD5, VD6, VD7, VD8), having at least one smoothing capacitor (C5), having at least one main switching transistor (VT2) by means of which the drive system (2) can be actuated in a characteristic pulse tracking system and wherein the main switching transistor (VT2) is connected in series with a primary branch of the transformer (T1), wherein the transformer (T1) is connected to the feeding voltage (U_B) and the secondary side of the transformer (T1) feeds the rectifier bridge (VD5, VD6, VD7, VD8), characterized in that the DC output voltage of the rectifier bridge (VD5, VD6, VD7, VD8) is smoothed by the smoothing capacitor (C5) and is added to the feeding voltage (U_B) of the control voltage source so that feeding with DC voltage with a temporal feeding profile takes place.

2. Circuit arrangement according to Claim 1, characterized in that a second transistor (VT1) is provided and in that the switching arrangement can be switched in such a way that a hold circuit can be activated by means of a second transistor (VT1) in the power circuit with the aid of the remagnetizing energy of the transformer (T1) for the switch-on time (t_Ein) by the processing of a gate voltage (VD4, R6, VD3, R2, C3), as a result of which the second transistor (VT1) is actuated and, after the 25 switch-on time (t_Ein) has elapsed, is blocked by the disconnection of the main switching transistor (VT2) and the cessation of the remagnetizing energy.

3. Circuit arrangement according to Claim 1 or Claim 2, characterized in that the closed-loop and open-loop control circuit (1) has a PWM circuit (1.3) with switch-on time limitation (1.3) and in that a pulse pattern corresponding to the specifics of the drive system is stored by means of the PWM circuit (1.3), which pulse pattern can be allocated by accordingly selecting the respective intended use.

4. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the circuit arrangement has a microcontroller circuit and in that the microcontroller circuit is used for the coordinated controlling and pulse processing.

5. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that a thermal fuse (F1), in particular a reversible thermal fuse, and a series resistor for the control current supply (R1), which are arranged in such a way that, in the event of a fault in the main current path, the combination of the thermal fuse and the series resistor is arranged and can be switched in such a way that the main current path by thermal connection of the thermal fuse and the series resistor can be interrupted.

6. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the circuit arrangement also has a safety circuit with an optocoupler and with a Z diode, which can be switched in such a way that, in the event of the interruption of the output load of the drive system (2), an impermissibly high output voltage is prevented by virtue of the fact that the safety circuit responds in such a way that the optocoupler is actuated via the Z diode by the excessively high output voltage in the event of a fault and therefore the output of the optocoupler acts on the regulating and control circuit (1) and therefore the switch-on period for the main switching transistor (VT2) is reduced so that the output voltage remains limited to a permissible level.

7. Method for operating a circuit arrangement for operating an electromagnetic drive system for electromechanical devices, in particular having a mechanically locked end position, having at least one control voltage source with a feeding voltage (U_B), having at least one regulating and control circuit (1), having at least one drive system (2), having at least one transformer (T1), having at least one rectifier bridge (VD5, VD6, VD7, VD8), having at least one smoothing capacitor (C5), having at least one main switching transistor (VT2) by means of which the drive system (2) can be actuated in a characteristic pulse tracking system in at least one operating state and wherein the main switching transistor (VT2) is connected in series with a primary branch of the transformer (T1), wherein the transformer (T1) is connected to the feeding voltage (U_B) and the secondary side of the transformer (T1) feeds the rectifier bridge (VD5, VD6, VD7, VD8), characterized in that the DC output voltage of the rectifier bridge (VD5, VD6, VD7, VD8) is smoothed by the smoothing capacitor (C5) and is added to the feeding voltage (U_B) of the control voltage source so that feeding with DC voltage with a temporal feeding profile takes place.

8. Method according to Claim 7, characterized in that a second transistor (VT1) is provided and in that the switching arrangement can be switched during operation in such a way that a hold circuit is activated by means of a second transistor (VT1) in the power circuit with the aid of the remagnetizing energy of the transformer (T1) for the switch-on time (t_Ein) by the processing of a gate voltage (VD4, R6, VD3, R2, C3), as a result of which the second transistor (VT1) is actuated and, after the switch-on time (t_Ein) has elapsed, is blocked by the disconnection of the main switching transistor (VT2) and the cessation of the remagnetizing energy.

9. Method according to Claim 7 or Claim 8, characterized in that the regulating and control circuit (1) has a PWM circuit (1.3) with switch-on time limitation (1.3) and in that a pulse pattern corresponding to the specifics of the drive system is stored by means of the PWM circuit (1.3), which pulse pattern can be allocated by accordingly selecting the respective intended use.

10. Method according to one of Claims 7 to 9, characterized in that a thermal fuse (F1), in particular a reversible thermal fuse, and a series resistor for the control current supply (R1), which are arranged in such a way that, in the event of a fault in the main current path, the combination of the thermal fuse and the series resistor is switched in such a way that the main current path by thermal connection of the thermal fuse and the series resistor is interrupted.

11. Method according to one of Claims 7 to 10, characterized in that the circuit arrangement also has a safety circuit with an optocoupler and with a Z diode, which in the event of a fault is switched in such a way that, in the event of the interruption of the output load of the drive system (2), an impermissibly high output voltage is prevented by virtue of the fact that the safety circuit responds in such a way that the optocoupler is actuated via the Z diode by the excessively high output voltage in the event of a fault and therefore the output of the optocoupler acts on the regulating and control circuit (1) and therefore the switch-on period for the main switching transistor (VT2) is reduced so that the output voltage remains limited to a permissible level.

12. Circuit arrangement for operating an electromagnetic drive system for electromechanical devices, in particular having a mechanically locked end position,
having at least one control voltage source with a feeding voltage (UB),
having at least one closed-loop and open-loop control circuit (1),
having at least one drive system (2),
having at least one transformer (T1),
having at least one rectifier bridge (VD5, VD6, VD7, VD8),
having at least one smoothing capacitor (C5),
having at least one main switching transistor (VT2) by means of which the drive system (2) can be actuated in a characteristic pulse tracking system and wherein the main switching transistor (VT2) is connected in series with a primary branch of the transformer (T1), wherein the transformer (T1) is connected to the feeding voltage (U_B) and the secondary side of the transformer (T1) feeds the rectifier bridge (VD5, VD6, VD7, VD8), characterized in that the DC output voltage of the rectifier bridge (VD5, VD6, VD7, VD8) is smoothed by the smoothing capacitor (C5) and is added to the feeding voltage (U_B) of control voltage source so that feeding with DC voltage takes place with a temporal feeding profile,
wherein the circuit arrangement is provided with a second transistor (VT1), which is connected between the control voltage source and a first node,
wherein the primary branch of the transformer (T1) is connected between the first node and a second node, wherein the main switching transistor (VT2) is connected between the second node and a first negative potential (MB), wherein the main switching transistor (VT2) is connected to a negative potential (MB) via a shunt resistor (R5), an input inductor (L1), a thermal safety fuse (F1) and an overcurrent fuse (F2),
wherein the secondary side of the transformer (T1) is connected between the second node and a third node,
wherein the rectifier bridge (VD5, VD6, VD7, VD8) is formed by a first diode (VD5), a second diode (VD6), a third diode (VD7) and a fourth diode (VD8),
wherein the first diode (VD5) and the third diode (VD7) are each connected on the anode side to a fourth node,
wherein the second diode (VD6) and the fourth diode (VD8) are each connected on the cathode side to a fifth node, wherein the first diode (VD5) is connected on the cathode side to the third node and the second diode (VD6) is connected on the anode side to the third node,
wherein the third diode (VD7) is connected on the cathode side to the first node and the fourth diode (VD8) is connected on the anode side to the first node, and wherein the smoothing capacitor (C5) is connected between the fourth and the fifth node.

Revendications

1. Montage de circuit destiné à actionner un système d'entrainement électromagnétique pour des dispositifs électromécaniques, en particulier à position de fin de course verrouillée mécaniquement, comportant au moins une source de tension de commande ayant une tension d'alimentation (U_B), au moins un circuit de régulation et de commande (1), au moins un système d'entraînement (2), au moins un transformateur (T1), au moins un pont redresseur (VD5, VD6, VD7, VD8), au moins un condensateur de lissage (C5), au moins un transistor de commutation principal (VT2) permettant de commander le système d'entrainement (2) dans un système de séquence d'impulsions caractéristique et dans lequel le transistor de commutation principal (VT2) est connecté en série avec une branche primaire du transformateur (T1), dans lequel le transformateur (T1) est relié à la tension d'alimentation (U_B) et le côté secondaire du transformateur (T1) alimente le pont redresseur (VD5, VD6, VD7, VD8),
caractérisé en ce que la tension continue de sortie du pont redresseur (VD5, VD6, VD7, VD8) est lissée par le condensateur de lissage (C5) et additionnée à la tension d'alimentation (U_B) de la source de tension de commande, de sorte qu'une alimentation en tension continue présentant une séquence d'alimentation dans le temps est effectuée.

2. Montage de circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est prévu un deuxième transistor (VT1) et en ce que le montage de circuit peut être commuté de telle sorte qu'un circuit de maintien peut être activé au moyen d'un deuxième transistor (VT1) dans le circuit de puissance à l'aide de l'énergie de magnétisation inverse du transformateur (T1) pendant le temps d'activation (t_Ein) par élaboration d'une tension de grille (VD4, R6, VD3, R2, C3), d'où il résulte que le deuxième transistor (VT1) est commandé et est rendu non passant après l'écoulement du 25 temps d'activation (t_Ein) lors de la désactivation du transistor de commutation principal (VT2), et la suppression de l'énergie de magnétisation inverse.

3. Montage de circuit selon la revendication 1 ou la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de régulation et de commande (1) comporte un circuit PWM (1.3) présentant une limitation du temps d'activation (1.3) et en ce que le circuit PWM (1.3) permet de mémoriser un motif d'impulsions correspondant aux spécificités du système d'entraînement, lequel motif d'impulsions peut être affecté à l'objectif d'utilisation respectif par une sélection correspondante.

4. Montage de circuit selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le montage de circuit comprend un circuit microcontrôleur et en ce que le circuit microcontrôleur est utilisé pour la commande et l'élaboration d'impulsions de manière coordonnée.

5. Montage de circuit selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'un fusible thermique (F1), en particulier un fusible thermique réversible, et une résistance série pour l'alimentation en courant de commande (R1), qui sont disposés de telle sorte qu'en cas d'un défaut dans le trajet de courant principal, la combinaison du fusible thermique et de la résistance série soit disposée et commutable de manière à pouvoir interrompre le trajet de courant principal par l'intermédiaire de la liaison thermique du fusible thermique et de la résistance série.

6. Montage de circuit selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le montage de circuit comporte en outre un circuit de sécurité doté d'un optocoupleur et d'une diode Z, qui est commutable de manière à éviter une tension de sortie excessivement élevée en cas d'interruption de la charge de sortie du système d'entraînement (2), par le fait que le circuit de sécurité réagit de manière à ce que l'optocoupleur soit commandé par la tension de sortie trop élevée par l'intermédiaire de la diode Z en cas de défaut et à ce que la sortie de l'optocoupleur agisse ainsi sur le circuit de commande et de régulation (1), la durée d'activation du transistor de commutation principal (VT2) étant ainsi réduite de telle sorte que la tension de sortie reste limitée à un niveau admissible.

7. Procédé de fonctionnement d'un montage de circuit destiné à actionner un système d'entraînement électromagnétique pour des dispositifs électromécaniques, en particulier à position de fin de course verrouillée mécaniquement, comportant au moins une source de tension de commande ayant une tension d'alimentation (U_B), au moins un circuit de régulation et de commande (1), au moins un système d'entraînement (2), au moins un transformateur (T1), au moins un pont redresseur (VD5, VD6, VD7, VD8), au moins un condensateur de lissage (C5), au moins un transistor de commutation principal (VT2) permettant de commander le système d'entraînement (2) dans un système de séquence d'impulsions caractéristique dans au moins un état de fonctionnement et dans lequel le transistor de commutation principal (VT2) est connecté en série avec une branche primaire du transformateur (T1), dans lequel le transformateur (T1) est relié à la tension d'alimentation (U_B) et le côté secondaire du transformateur (T1) alimente le pont redresseur (VD5, VD6, VD7, VD8),
caractérisé en ce que la tension continue de sortie du pont redresseur (VD5, VD6, VD7, VD8) est lissée par le condensateur de lissage (C5) et additionnée à la tension d'alimentation (U_B) de la source de tension de commande, de sorte qu'une alimentation en tension continue présentant une séquence d'alimentation dans le temps est effectuée.

8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il est prévu un deuxième transistor (VT1) et en ce que le montage de circuit est mis en fonctionnement de telle sorte qu'un circuit de maintien est activé au moyen d'un deuxième transistor (VT1) dans le circuit de puissance à l'aide de l'énergie de magnétisation inverse du transformateur (T1) pendant le temps d'activation (t_Ein) par élaboration d'une tension de grille (VD4, R6, VD3, R2, C3),
d'où il résulte que le deuxième transistor (VT1) est commandé et est rendu non passant après l'écoulement du temps d'activation (t_Ein) lors de la désactivation du transistor de commutation principal (VT2), et la suppression de l'énergie de magnétisation inverse.

9. Procédé selon la revendication 7 ou la revendication 8, caractérisé en ce que le circuit de régulation et de commande (1) comporte un circuit PWM (1.3) présentant une limitation du temps d'activation (1.3) et en ce que le circuit PWM (1.3) permet de mémoriser un motif d'impulsions correspondant aux spécificités du système d'entraînement, lequel motif d'impulsions peut être affecté à l'objectif d'utilisation respectif par une sélection correspondante.

10. Procédé selon l'une quelconque des revendications 7 à 9, caractérisé en ce qu'un fusible thermique (F1), en particulier un fusible thermique réversible, et une résistance série pour l'alimentation en courant de commande (R1), qui sont disposés de telle sorte qu'en cas de défaut dans le trajet de courant principal, la combinaison du fusible thermique et de la résistance série soit commutée de manière à interrompre le trajet de courant principal par l'intermédiaire de la liaison thermique du fusible thermique et de la résistance série.

11. Procédé selon l'une quelconque des revendications 7 à 10, caractérisé en ce que le montage de circuit comporte en outre un circuit de sécurité doté d'un optocoupleur et d'une diode Z, qui est commuté en cas de défaut de manière à éviter une tension de sortie excessivement élevée en cas d'interruption de la charge de sortie du système d'entrainement (2), par le fait que le circuit de sécurité réagit de manière à ce que l'optocoupleur soit commandé par la tension de sortie trop élevée par l'intermédiaire de la diode Z en cas de défaut et à ce que la sortie de l'optocoupleur agisse ainsi sur le circuit de commande et de régulation (1), la durée d'activation du transistor de commutation principal (VT2) étant ainsi réduite de telle sorte que la tension de sortie reste limitée à un niveau admissible.

12. Montage de circuit destiné à actionner un système d'entraînement électromagnétique pour des dispositifs électromécaniques, en particulier à position de fin de course verrouillée mécaniquement, comportant au moins une source de tension de commande ayant une tension d'alimentation (UB),
au moins un circuit de régulation et de commande (1),
au moins un système d'entraînement (2),
au moins un transformateur (T1),
au moins un pont redresseur (VD5, VD6, VD7, VD8),
au moins un condensateur de lissage (C5),
au moins un transistor de commutation principal (VT2) permettant de commander le système d'entrainement (2) dans un système de séquence d'impulsions caractéristique et dans lequel le transistor de commutation principal (VT2) est connecté en série avec une branche primaire du transformateur (T1), dans lequel le transformateur (T1) est relié à la tension d'alimentation (U_B) et le côté secondaire du transformateur (T1) alimente le pont redresseur (VD5, VD6, VD7, VD8),
caractérisé en ce que la tension continue de sortie du pont redresseur (VD5, VD6, VD7, VD8) est lissée par le condensateur de lissage (C5) et additionnée à la tension d'alimentation (U_B) de la source de tension de commande, de sorte qu'une alimentation en tension continue présentant une séquence d'alimentation dans le temps est effectuée,
dans lequel le montage de circuit est doté d'un deuxième transistor (VT1) connecté entre la source de tension de commande et un premier nœud,
dans lequel la branche primaire du transformateur (T1) est connectée entre le premier nœud et un deuxième nœud, dans lequel le transistor de commutation principal (VT2) est connecté entre le deuxième nœud et un premier potentiel négatif (MB), dans lequel le transistor de commutation principal (VT2) est relié à un potentiel négatif (MB) par l'intermédiaire d'une résistance shunt (R5), d'une self d'entrée (L1), d'un fusible thermique (F1) et d'un fusible de surintensité (F2),
dans lequel le côté secondaire du transformateur (T1) est connecté entre le deuxième nœud et un troisième nœud, dans lequel le pont redresseur (VD5, VD6, VD7, VD8) est formé d'une première diode (VD5), d'une deuxième diode (VD6), d'une troisième diode (VD7) et d'une quatrième diode (VD8),
dans lequel la première diode (VD5) et la troisième diode (VD7) sont respectivement reliées côté anode à un quatrième nœud,
dans lequel la deuxième diode (VD6) et la quatrième diode (VD8) sont respectivement reliées côté cathode à un cinquième nœud,
dans lequel la première diode (VD5) est reliée côté cathode au troisième nœud et la deuxième diode (VD6) est reliée côté anode au troisième nœud,
dans lequel la troisième diode (VD7) est reliée côté cathode au premier nœud et la quatrième diode (VD8) est reliée côté anode au premier nœud, et
dans lequel le condensateur de lissage (C5) est connecté entre les quatrième et cinquième nœuds.

Zeichnung