Dispositif régulateur de tension, notamment pour récepteur de télévision portable

Abstract

 Dispositif régulateur de tension de type série pouvant être alimenté par une batterie ou le secteur, notamment pour alimenter un récepteur de télévision portable et comprenant un élément de régulateur 100 composé d'une paire de transistors complémentaires à couplage direct 11, 12, constituant un étage à émetteur commun suivi d'un étage à collecteur commun, une résistance de démarrage et de protection contre les court-circuits 101 qui réunit le collecteur et la base du transistor 11 monté en collecteur commun, une résistance de limitation du courant émetteur de celui-ci en cas de surcharge 102 réunissant le collecteur du premier 11 à l'émetteur du second 12 transistor et une résistance d'alimentation auxiliaire 103 réunissant cet émetteur à une source de tension auxiliaire supérieure à la tension d'entrée du dispositif 10, qui est engendrée par le circuit de balayage-ligne 30 et obtenue par le redressement des impulsions de retour-ligne fournies par un enroulement secondaire supplémentaire 321 du transformateur-ligne 32.

Description

[0001] La présente invention concerne un dispositif régulateur de tension avec protection contre des surcharges et court-circuits pour récepteur de télévision portable, notamment du type alimenté par une basse tension continue provenant soit d'une batterie d'accumulateurs ou de piles, soit d'un montage redresseur précédé d'un transformateur et suivi d'un filtre pour éliminer le ronflement.

[0002] Les récepteurs de télévision qui peuvent être alimentés en énergie électrique par des batteries fournissant des basses tensions continues, posent le problème de la protection contre les court-circuits et les surcharges et de l'obtention d'une tension de déchet minimal entre le collecteur et l'émetteur du transistor de régulation série (ballast).

[0003] Le régulateur de tension série du type dans lequel un transistor ou l'étage de sortie d'un montage comprenant plusieurs transistors directement couplés en cascade, du genre d'un circuit dit de "Darlington" multiple ou d'une paire de transistors complémentaires, est inséré en série dans la ligne d'alimentation continue entre la source primaire (batterie ou redresseur filtré) et la charge, en formant un montage du type à collecteur commun dont l'électrode commande (base) est alimenté par une tension de commande provenant d'une boucle de régulation munie d'un comparateur de tension qui compare une fraction de la tension de sortie aux bornes de la charge à une tension de référence stabilisée (recueillie aux bornes d'une diode Zener). Des circuits de ce type sont bien connus et décrits, par exemple, dans l'ouvrage de MILLM_AN et HALKIAS intitulé "ELECTRONIC DEVICES AND CIRCUITS", publié par Mc GRAW-HILL Book CO. en 1967 ou dans l'ouvrage de PASCOE intitulé "FUNDAMENTALS OF SOLID-STATE ELECTRONICS", publié par JOHN WILEY & SONS en 1976.

[0004] Un tel circuit doit comprendre un dispositif de protection du transistor de régulation série contre des surcharges et des court-circuits du côté de la charge, qui provoqueraient des courants et des tensions collecteur-émetteur tels que sa dissipation dépasserait les limites permises définies par l'aire de sécurité (appelée "safe operating area" ou "SOAR" dans la littérature anglo-américaine) en entraînant sa destruction. Dans la technique antérieure, telle que mentionnée dans les ouvrages précités, on a utilisé un fusible en série dans la ligne d'alimentation du circuit qui disjonctait (par fusion), lorsque le courant dépassait la valeur calibrée et dont la rapidité pouvait s'avérer insuffisante. On y a également décrit un circuit de limitation de courant dans lequel une résistance série R_S est insérée entre l'émetteur du transistor de régulation et la charge, et la base de ce transistor est réunie à la jonction de cette résistance avec la charge par deux ou plusieurs diodes en série orientées dans le même sens que sa jonction base-émetteur. Lorsque la somme de la tension base-émetteur V_BE et de la chute de tension R_S.I_L provoquée aux bornes de la résistance R_S par le courant dans la charge I_L, c'est-à-dire (V _BE + R_S.I_L), est suffisant pour polariser les diodes positivement, celles-ci se mettent à conduire de façon à réduire le courant de base I_B du transistor et, par conséquent, également son courant émetteur I_E alimentant la charge. Toutefois, cette résistance série ajoute une chute de tension supplémentaire à la tension de déchet entre le collecteur de l'émetteur à puissance nominale, qui est déjà trop importante pour des appareils alimentés par batterie.

[0005] Un régulateur de tension correspondant sensiblement, au préambule de la revendication 1 est déjà connu de l'article de SCIDMORE intitulé "JUNCTION DIODE REGULATES LOW-VOLTAGE SUPPLY", aux pages 55 et 56 dans la revue américaine "ELECTRONICS", N°. 27 du volume 37, daté du 19 octobre 1964, dans lequel un premier transistor de ballast du type NPN est connecté en collecteur commun entre l'entrée et la sortie positives du régulateur, dont le collecteur est réuni à sa base, d'une part, par une première résistance et, d'autre part, par le trajet émetteur- collecteur d'un second transistor du type NPN en série avec une diode. La base du second transistor est reliée, d'une part, par une seconde résistance à l'entrée positive du régulateur et, d'autre part, au collecteur d'un troisième transistor comparateur monté en base commune, dont la base est reliée à la jonction d'une troisième résistance et d'un montage stabilisateur de tension composé de deux diodes en série dont les bornes libres sont respectivement connectées aux bornes de sortie du régulateur et dont l'émetteur est relié au point milieu d'un diviseur de tension résistif branché entre ces mêmes bornes de sortie.

[0006] Le circuit de régulation série, objet de la présente invention, permet de fournir une protection contre les surcharges et court-circuits au transistor de régulation, une limitation de son fonctionnement à l'aire de sécurité (SOAR), l'augmentation et le maintien constant du gain du circuit avec boucle de régulation ouverte et de réduire sa tension de déchet collecteur-émetteur V_CE"

[0007] Suivant l'invention, un dispositif régulateur de tension continue du type comprenant un élément de régulation qui comporte un premier transistor monté en collecteur commun, inséré en série entre une borne d'entrée et une borne de sortie de même polarité et dont l'impédance est commandée à l'aide d'un amplifi'- cateur-comparateur comportant un troisième transistor dont l'émetteur est polarisé à l'aide d'une diode Zener à une tension de référence constante et dont la base reçoit une fraction de la tension de sortie du dispositif, afin de fournir un courant collecteur qui est fonction de la différence entre la tension de référence et cette fraction et qui alimente l'entrée de cet élément de régulation de sorte que la chute de tension entre ces bornes varie de manière à compen-' ser les variations de la tension d'entrée, l'élément de régulation comportant, en outre, un second transistor de type complémentaire au premier, dont l'émetteur est relié au collecteur de celui-ci, dont le collecteur est relié à la base du premier et dont la base est reliée au collecteur du troisième transistor, et une première résistance réunissant le collecteur et la base du premier transistor et permettant d'assurer sa conduction au démarrage et de limiter son courant émetteur maximal en cas de court-circuit, est remarquable notamment par le fait qu'il comporte, en outre, une seconde résistance réunissant le collecteur du premier transistor à l'émetteur du second et permettant de limiter le courant collecteur de celui-ci qui constitue le courant de base du premier transistor, afin que la puissance dissipée par le premier transistor, égale au produit de sa tension collecteur-émetteur de surcharge et de son courant collecteur limité à l'aide de son courant de base, ne dépasse pas une valeur prédéterminée, l'émetteur du troisième transistor étant réuni à celui du premier par l'intermédiaire de la diode Zener et à l'autre borne de sortie du dispositif à travers une résistance.

[0008] L'invention sera mieux comprise et d'autres de ses caractéristiques et avantages apparaîtront de la description ci-après et des dessins annexés s'y rapportant, donnés à titre d'exemple, sur lesquels :

- la figure 1 montre un schéma de principe d'un circuit de régulation de tension de la technique antérieure, utilisable avec une batterie d'accumulateurs, par exemple ;

- la figure 2 est un schéma de principe partiel montrant une première modification du circuit de la figure 1 ; et

_- la figure 3 est un schéma de principe du mode de réalisation préféré du circuit de régulation de tension suivant l'invention, utilisé dans un récepteur de télévision portable pouvant être alimenté par batterie ou redresseur.

[0009] Sur toutes les figures, les mêmes éléments ont été désignés par le même nombre de repère.

[0010] Sur la figure 1 on a représenté le schéma de principe d'un dispositif régulateur de tension 10 de l'art antérieur (classique) du type utilisant la régulation série à l'aide d'une paire de transistors complémentaires.

[0011] Ce circuit de régulation la comporte une première borne d'entrée 1 devant être reliée au pôle positif d'une source de tension continue non stabilisée dont le pôle négatif est relié à une seconde borne d'entrée 2 de ce circuit. Cette source de tension peut être constituée soit par une batterie 5 d'accumulateurs ou de piles, rechargeables ou non, soit par un montage redresseur 6 alimenté par un transformateur abaisseur de tension 7 dont l'enroulement secondaire alimente une diode 8 connectée en série avec un condensateur de filtrage 9 dont les armatures constituent les pôles de la source. Le redresseur mono-alternance illustré peut évidemment être remplacé par un redresseur à deux alternances à deux diodes ou à quatre diodes en pont et le filtre peut comprendre également un ou plusieurs inducteurs et des condensateurs supplémentaires pour obtenir une meilleure atténuation du ronflement. La commutation des deux sources 5 et 6 est effectuée à l'aide d'un inverseur 21 dont le contact mobile est relié à la borne 1.

[0012] Le circuit de régulation 10 comporte également deux bornes de sortie 3 et 4 fournissant une tension continue stabilisée V₃₄, la première borne de sortie 3 étant réunie à la première borne d'entrée 1 par l'intermédiaire d'un élément de régulation 100 à semiconducteurs qui comporte ici un montage de deux transistors complémentaires à couplage direct, généralement appelé "paire complémentaire" (une paire de transistors de même type à couplage direct émetteur- base étant appelée circuit de "Darlington").

[0013] Le premier transistor 11 est du type NPN et le second transistor 12 est du type PNP ; ils sont tous les deux des transistors de puissance. Le collecteur du premier transistor 11 et l'émetteur du second transistor 12 sont reliés ensemble à la première borne d'entrée 1 du circuit de régulation 10. Le collecteur du second transistor 12 est relié à la base du premier transistor 11 dont l'émetteur est relié à la première borne de sortie 3. On dispose donc d'un amplificateur de puissance à deux étages en cascade dont celui comprenant le transistor PNP 12 monté en émetteur commun commande celui comprenant le transistor NPN 11 monté en collecteur commun, qui fonctionnent ensemble comme un transistor NPN unique, monté en collecteur commun et dont le rapport de transfert direct de courant entre la base et le collecteur relié à l'émetteur h_FE ou le gain de courant direct p serait égal au produit de ceux de ces deux transistors.

[0014] La base du second transistor 12 est reliée au collecteur d'un troisième transistor 13 du type NPN qui constitue un étage comparateur de tension, dont l'émetteur est relié au point commun d'un montage série d'une diode Zener 15 et d'une résistance 14, connecté entre les bornes de sortie 3 et 4 du circuit 10 et dont la base est alimentée par une fraction réglable de la tension de sortie V₃₄ recueillie sur le curseur d'un potentiomètre 17 formant avec deux résistances 16 et 18, respectivement reliées à ses bornes un montage série connecté entre les bornes de sortie 3 et 4. Dans le circuit 10 de la figure 1, la diode Zener 15 est connecté entre la première borne de sortie 3 et l'émetteur du troisième transistor 13, et la résistance 14 entre celui-ci et la seconde borne de sortie 4 afin de polariser l'émetteur à une tension V_E fixe par rapport à la première borne (V_E = V₃ - V_Z, où V_z est la tension Zener de la diode 15). Dans les circuits de régulation à transistors classiques, notamment ceux des ouvrages précités, la diode Zener 15 est généralement connectée entre l'émetteur du transistor 13 et les secondes bornes d'entrée 2 et de sortie 4 et on peut alors, éventuellement, soit omettre la résistance 14, soit la brancher entre cet émetteur et la première borne d'entrée 1. Sans cette résistance 14, la diode Zener 15 reste bloquée jusqu'à ce que la tension à ses bornes dépasse sa tension Zener V_Z, le transistor comparateur 13 restant bloqué jusqu'alors. Si la résistance 14 réunit l'émetteur aux secondes bornes 2 et 4, le transistor 13 conduira dès que sa tension base-émetteur a dépassée 0,7 volts en amenant le second transistor 12 à la conduction. Dès l'amorçage de la diode Zener 15, le potentiel de l'émetteur V_E est fixe par rapport à l'une des bornes de sortie 3 ou 4, tandis que celui de la base V_B varie proportionnellement à la variation de la tension de sortie V₃₄. On obtient alors une tension base-émetteur V_BE13 du troisième transistor 13 égale à la différence entre ces potentiels, c'est-à-dire à VB13 - _VE13' de façon à engendrer dans ce transistor un courant collecteur I_C13 proportionnel à cette différence.

[0015] Le courant collecteur I_C13 constitue le courant de base I_B12 du second transistor 12 dont le courant collecteur I_C12 constitue à son tour le courant de base I_Bll du premier 11 qui forme alors une impédance variable insérée entre les premières bornes d'entrée 1 et de sortie 3 agissant de façon à compenser, par la chute de tension à ces bornes, les variations de la tension d'entrée V₁₂ alimentant le circuit 10.

[0016] Une résistance 19 pouvant dissiper une puissance élevée (de l'ordre de 10 watts) est connectée ici entre le collecteur et l'émetteur du premier transistor 11, c'est-à-dire entre les premières bornes d'entrée 1 et de sortie 3, en série avec un fusible de protection (thermique) à fusion rapide 20.

[0017] Cette résistance sert à réduire la dissipation du premier transistor 11 en conduisant en dérivation une partie du courant continu alimentant la charge 22 et également au démarrage du circuit de régulation. Cette résistance 19 a toutefois un effet négatif sur la régulation (limitation de la gamme de variations admissible de la tension d'entrée) et transmet directement la tension de ronflement (ondulation résiduelle du redresseur) à la charge 22 qui nécessite alors un condensateur de filtrage de capacité élevée, pouvant être volumineux et pesant.

[0018] Le circuit de la figure 1 présente encore d'autres inconvénients, tels que : l'impossibilité de saturer le premier transistor 11 de sorte que la valeur minimale de la tension de déchet entre son émetteur et son collecteur, VCEll min = ^V_{CE12 sa}t ⁺ V_BE11, ne peut jamais être inférieure à 1 volt ; la réduction du gain de la boucle de régulation pour des tensions de régulation (V_CE11) inférieures à 2 volts, du fait que le second transistor 12 s'approche alors de la saturation ; et l'absence de protection efficace contre les court-circuits et surcharges.

[0019] Sur la figure 2, on a représenté une modification de l'élément de régulation 100 du circuit de la figure 1 permettant d'éliminer la résistance de démarrage 19 et d'assurer en outre une protection efficace contre les court-circuits et surcharges.

[0020] Le remplacement de la résistance de démarrage 19 est obtenu à l'aide d'une résistance 101 polarisant positivement la base du transistor 11 au démarrage du circuit 10.

[0021] Lors de la mise sous tension du circuit 10, un courant de base de démarrage I_BllD s'établit à travers la résistance de base 101 qui est égale à (V_CE11 - V_BE11)/R₁₀₁, ou V_CE11 est initialement égale à la tension d'entrée V₁₂ fournie par la source 5 ou 6 et V_BE11 est initialement nulle. Si l'on met V₁₂ = 16 V et l'on choisit R_lOl = 4,7 kΩ, on obtient un courant de base de démarrage I_BllD de 3,4 mA. Ce courant de base I_BllD provoque un courant émetteur I_E11D dans le premier transistor 11 qui pour un gain de courant B₁₁ = 40 typique donne un courant de démarrage I_E11D = 130 mA environ. En l'absence de court-circuit dans le circuit émetteur du premier transistor 11 le courant I_E11D chargera les condensateurs de filtrage et de découplage du circuit de charge 22 (non représentés sur la figure 1) à une tension légèrement supérieure à 2 volts environ. Dès que le transistor comparateur 13 (figure 1), dont l'émetteur réuni par la résistance 14 aux secondes bornes 2 et 4 du circuit 10, est à un potentiel nul avant l'amorçage de la diode Zener 15 par une tension de sortie dépassant sa tension Zener V_Z, reçoit une tension base-émetteur V_BE supérieure. à 0,7 volt environ, il commencera à conduire un courant collecteur I_C13 en fournissant un courant de base ^I_B12 ^{= I}_C13 au second transistor 12. Par conséquent, le second transistor 12 fournit un courant collecteur I_C12 qui s'ajoutera au courant de base de démarrage I_B11D = I₁₀₁ parcourant la résistance de base 101. Ceci aura pour effet d'augmenter le courant de I_B11 ⁼ I_C12 + I₁₀₁ du premier transistor 11 et, par conséquent, également le courant émetteur I_Ell de celui-ci de façon à augmenter la tension de sortie V₃₄ du circuit 10 (figure 1) jusqu'à l'amorçage susmentionné de la diode Zener 15 qui signifie l'établissement de la régulation. Une résistance 102 insérée dans le circuit émetteur du second transistor 12, c'est-à-dire entre la première borne d'entrée 1 et l'émetteur de celui-ci, a pour effet de limiter les courants émetteur IEl2 et collecteur I_C12 du second transistor 11 en assurant, d'une part, un démarrage graduel de l'alimentation régulée et, d'autre part, une protection en cas de surcharge (absence de court-circuit franc) du premier transistor 11 en limitant son courant de base I_B11 et, de ce fait, son courant émetteur I_E11.

[0022] Pour illustrer un cas de surcharge du circuit régulateur lO, considérons que le transistor interrupteur du balayage horizontal (voir figure 3, élément 37) dans un récepteur de télévision 22 formant la charge, reste conducteur après l'établissement de la tension d'alimentation V₃₄ donc avec le transistor comparateur 13 déjà en fonctionnement. La tension V₃₄ se réduira alors à 2 V environ, constituée par la somme de la tension de saturation collecteur-émetteur du transis- tor 37 (V_{CE37 sat}) et de la tension directe anode- cathode (V_F32) de la diode élévatrice de tension 31 ou de récupération série (appelée "booster" dans la littérature anglo-américaine).

[0023] Le courant maximal dans la base I_B11M avec le second transistor saturé peut alors être calculé de la façon suivante : I_B11M = I₁₀₁ ⁺ I_C12 = (V_CE11S-V_BE11)/R₁₀₁+(V_CE11S-V_BE11-V_{CE12 sat})/R₁₀₂. ce qui donne pour V_CE11S = ^V₁₂ - ^V₃₄ ⁼ 14 V, V_BE11 = O,7 V, R_lOl = 4,7 kΩ, R₁₀₂ = 1 k Ω, V_{CE12 sat} = O,1 ^V, un courant I_B11M de 16 milliampères, d'où l'on calcule le courant émetteur de surcharge I_E11S = I_B11B.h_FE11 = 16.40 = 640 mA.

[0024] Cet exemple représente le cas le plus défavorable de la surcharge du premier transistor 11 de régulation série. La puissance dissipée dans ce cas sera alors P_MS = V_CE11S (I_E11S - I_B11) = 14 V.O,6 A = 8,4 W.

[0025] Ces considérations valent également au démarrage du circuit régulateur 10, car pour un court-circuit non franc à travers des éléments semiconducteurs, le transistor comparateur 13 se met à conduire pour une tension de sortie V₃₄ de l'ordre de 2 V.

[0026] Lorsqu'il y a un court-circuit franc entre les bornes 3 et 4 (V₃₄ = 0) le processus décrit ci-dessus ne peut pas avoir lieu du fait que la tension base-émetteur V_EB13 du transistor comparateur 13 reste nulle en le maintenant bloqué. Le premier transistor 11 continue alors à conduire un courant dit de court-circuit I_E11K qui est égal au courant émetteur de démarrage I_E11D de 130 milliampères. Sa dissipation en cas de court-circuit sera alors égale à V_CE11K.I_E11K = V₁₂.I_E11D = 16 V.O,13 A = 2 watts environ, qui est nettement inférieure à la dissipation en cas de surcharge P_MS.

[0027] En choisissant pour le premier transistor 11, un transistor de puissance NPN ayant une tension collecteur-émetteur maximale V _{CEO max} supérieure à la tension d'entrée maximale V_{12 max}, un courant collecteur maximal I_{C max} égal au courant maximal consommé par la charge 22 et une dissipation totale admissible P_tot supérieure ou égale au produit de ce courant maximal avec la différence entre la tension maximale d'entrée et la tension de sortie nominale, on est sûr de fonctionner, avec un circuit de régulation de ce genre (élément 100 de la figure 2), à l'intérieur de l'aire de sécurité de celui-ci, même en cas de surcharge ou de court-circuit.

[0028] Sur la figure 3, on a illustré schématiquement le mode de réalisation préféré d'un dispositif régulateur de tension 10 alimentant un récepteur de télévision transistorisé qui constitue la charge 22 de celui-ci.

[0029] Un récepteur de télévision de ce genre comporte généralement un circuit de balayage-ligne dont l'étage de sortie 30 comporte un interrupteur bidirectionnel commandé, formé par un transistor de commutation 38 et une diode de récupération parallèle 37, connectés en parallèle et orientés de façon à conduire en des directions opposées. Cet étage de sortie 30 comporte, en outre, connectés en parallèle avec l'interrupteur 37, 38, un montage en série composé des bobines de déviation 34 et d'un condensateur 35, dit "d'aller" ou "d'effet S", qui alimente les bobines de déviation 34 pendant les périodes de l'aller du balayage et un condensateur de retour 36 formant avec les bobines 34 un circuit résonnant parallèle pendant les périodes de retour du balayage où l'interrupteur est ouvert et l'on y observe des impulsions de tension demi-sinusoî- dales d'amplitude élevée, qui peuvent être utilisées pour engendrer la très haute tension devant alimenter le tube à rayons cathodiques (non représenté) et éventuellement d'autres tensions, après leur redressement. A cette fin, le point commun du collecteur du transistor 38 et de la cathode de la diode 37 est reliée à l'une des bornes de l'enroulement primaire 320 d'un transformateur 32, dit de ligne, qui comprend un enroulement secondaire 322 de très-haute tension alimentant un redresseur très-haute tension 28 (non représenté) et également d'autres enroulements secondaires dont l'un 321 est utilisé ici de manière indiquée plus loin.

[0030] L'autre borne de l'enroulement primaire 320 est relié, par l'intermédiaire d'un condensateur 33, dit "réservoir" ou "d'alimentation", à la première borne de sortie 3 du circuit régulation 10 qui est, d'autre part, reliée à une dérivation ou prise intermédiaire de cet enroulement primaire 320 à travers une diode élévatrice (ou récupération série) 31 qui permet d'augmenter la tension d'alimentation de l'étage de sortie 30 en chargeant le condensateur réservoir 33 pendant le retour du balayage.

[0031] L'enroulement secondaire 321, dont l'une des bornes est reliée à la seconde borne de sortie 4 du régulateur 10, alimente par son autre borne un montage redresseur comportant une diode 25 de redressement qui redresse les impulsions de retour transformées et un condensateur de filtrage 26 branché entre la cathode de la diode 25 et la seconde borne de sortie 4 et chargé par cette diode 25. Le nombre de spires de cet enroulement secondaire 321 et leur sens d'enroulement par rapport à celui de l'enroulement primaire 320 est choisie de façon à faire apparaître aux bornes du condensateur 26 une tension continue d'alimentation V₂₆ auxiliaire, supérieure à la tension d'entrée V₁₂ du régulateur 10. L'enroulement secondaire 321, la diode 25 et le condensateur 26 forment donc ensemble une source de tension d'alimentation auxiliaire. Dans le cas présent, on a choisie une tension auxiliaire V₂₆ de 26 volts, lorsque le régulateur fournit sa tension nominale V₃₄ de 10,8 volts et lorsque l'oscillateur du circuit de balayage-ligne (non-représenté) est asservi à la fréquence F_R des impulsions de synchronisation- ligne transmises dans le signal vidéo-complexe. D'où il ressort que la tension auxiliaire V₂₆ est égale à 2,4 fois la tension nominale régulée V₃₄. L'oscillateur de ligne et le circuit d'attaque (non représentés) de l'étage de sortie 30 sont également alimentés par le circuit de régulation 10.

[0032] Si il n'y a pas de surcharge ni de court-circuit entre les bornes de sortie 3 et 4 du circuit régulateur de tension 10, le circuit de balayage-ligne du récepteur se met en route et l'oscillateur de ligne commande l'étage d'attaque qui à son tour commande l'étage de sortie 30 dès que la tension de sortie V₃₄ du circuit 10 atteint la valeur de 6 volts environ avec un courant émetteur I_Ell du premier transistor 11 de l'ordre de 300 milliampères. Les impulsions de retour transformées et redressées fournissent alors une tension d'alimentation auxiliaire V₂₆ de 14,4 volts qui est appliquée à une entrée d'alimentation auxiliaire 27 du circuit de régulation 10. Cette entrée auxiliaire 27 est réunie à l'émetteur du second transistor PNP 12 par l'intermédiaire d'une autre résistance émetteur l03 (de quelques centaines d'ohms). La tension d'alimentation auxiliaire V₂₆ fournira alors, à travers l'autre résistance émetteur ₁₀₃, un courant émetteur supplémentaire I₁₀₃ = I_E12S du second transistor 12, qui permettra au circuit de régulation 10 de travailler pleinement, car le courant émetteur I_E12 = I₁₀₃ + 1₁₀₂ du second transistor 12 n'est alors limité et commandé que par son courant de base I_B12 qui est constitué par le courant collecteur I_C13 du troisième transistor 13 comparateur. La tension d'alimentation auxiliaire V₂₆ alimentant, à travers l'autre résistance émetteur 103, l'émetteur du second transistor 13 permet, à partir de la mise en route du circuit de balayage-ligne pour une tension de sortie V₃₄ de l'ordre de 6 volts, une montée rapide de la tension de sortie V₃₄, tout en conservant, en deçà de ce seuil, c'est-à-dire en cas de surcharge (2 V) ou de court-circuit (0 V), la protection précédemment décrite du premier transistor 11.

[0033] On peut voir aisément que pour un fonctionnement à la tension de sortie nominale V₃₄ = 10,8 V avec une tension d'entrée V₁₂ = 16 V et une tension auxiliaire ^V₂₆ ^{= 2}6 V, le courant I₁₀₁ alimentant la base du premier transistor 11 à partir de la première borne d'entrée 1 est négligeable par rapport à celui fourni par le collecteur du second transistor 12. Par conséquent, la composante alternative du courant de base, qui est provoquée par la tension de ronflement du redresseur filtrée sera également négligeable.

[0034] La tension d'alimentation auxiliaire V₂₆ permet, d'autre part, d'amener le premier transistor 11 à la saturation de façon à réduire au minimum la tension de déchet entre son collecteur et son émetteur, car c'est elle qui fournit alors le courant émetteur I_E12 du second transistor 12 dont le courant collecteur I_C12 alimente la base du premier 11. L'autre résistance émetteur 103 sera donc calculée de manière à obtenir, avec I_{B11 max} = I_C12 = 50 mA une tension ^V _{E12 m}i_n minimale à l'émetteur du second transistor 12 de 15 volts, d'où R₁₀₃ = (V₂₆ - V_E12)/I_E12 donnera 220 ohms. On obtient alors une tension émetteur- collecteur minimale du second transistor.12 V_{EC12 min} = V_{E12 min} - (V₃₄ + V_BE11) de 1' ordre de 4 volts indiquant que celui-ci ne saturera pas, de sorte que le gain du circuit de régulation à boucle ouverte n'est pas réduit pour des tensions d'entrée V₁₂ faibles.

[0035] On pourra alors réguler la tension de sortie V₃₄ de 10,8 volts jusqu'à une tension d'entrée de 11,3 volts, car la tension de déchet collecteur-émetteur du premier transistor 11 V_{CE11 min} sera alors de 0,3 volts environ au lieu de 2 volts avec le circuit classique (figures 1 ou 2).

[0036] Le mode de réalisation préféré du circuit de régulation 10 combiné avec le circuit de balayage-ligne d'un récepteur de télévision qui lui fournit une tension d'alimentation auxiliaire V₂₆ supérieure à sa tension d'entrée V₁₂ de la manière décrite ci-dessus et illustrée sur la figure 3, permet d'assurer simultanément :

a) une protection contre les court-circuits,

b) une protection contre les surcharges,

c) le maintien du fonctionnement du transistor régulateur dans les limites de son aire de sécurité (SOAR),

d) une augmentation et le maintien constant du gain à boucle de régulation ouverte, et

e) l'extension de la limite inférieure de la gamme de régulation du fait de la réduction de la tension de déchet V _{CE11 min} en saturation, permettant de maintenir constante la largeur de l'image (l'amplitude du courant de balayage horizontal) jusqu'à une tension d'accumulateur de 11,3 volts (la tension nominale étant de 16 volts).

[0037] L'invention est par ailleurs appliquable à tout circuit de charge 22 comportant une alimentation à découpage (appelé "switch mode power supply") ou un convertisseur continu-alternatif permettant de disposer d'une tension d'alimentation auxiliaire supérieure à la tension d'entrée du dispositif régulateur de tension.

Revendications

1. Dispositif régulateur de tension continue du type comprenant un élément de régulation (100) qui comporte un premier transistor (11) monté en collecteur commun, inséré en série entre une première borne d'entrée (1) et une première borne de sortie (3) de même polarité et dont l'impédance est commandée à l'aide d'un amplificateur-comparateur comportant un troisième transistor (13) dont l'émetteur relié par une résistance (14) aux secondes bornes (2, 4) de l'élément (100), est polarisé, au moyen d'une diode Zener (15) qui le réunit à la première borne' de sortie (3), à une ténsion de référence constante et dont la base reçoit une fraction de la tension de sortie (V₃₄) du dispositif (10), afin de fournir un courant collecteur (I_C13) qui est fonction de la différence entre la tension de référence et cette fraction et qui alimente l'entrée de cet élément de régulation (100) de sorte que la chute de tension (V_CE11) entre les premières bornes (1, 3) varie de manière à compenser les variations de la tension d'entrée (V₁₂), l'élément de régulation (100) comportant, en outre, un second transistor (12) de type complémentaire au premier (11), dont l'émetteur est réuni au collecteur de celui-ci, dont le collecteur est relié à la base du premier (11), et dont la base est reliée au collecteur du troisième transistor (13), une première résistance (lOl) réunissant le collecteur et la base du premier transistor (11) et permettant d'assurer sa conduction au démarrage et de limiter son courant émetteur maximal en cas de court-circuit, caractérisé par le fait qu'une seconde résistance (102) réunit le collecteur du premier transistor (11) à l'émetteur du second (12) afin de limiter le courant collecteur (I_C12) de celui-ci qui alimente la base (I_B11) du premier transistor (11) ë.fin que la puissance dissipée par le premier transistor (11), égale au produit de sa tension collecteur-émetteur de surcharge et de son courant collecteur limité à l'aide de son courant de base, ne dépasse pas une valeur prédéterminée.

2. Dispositif régulateur de tension suivant la revendication 1, combiné à un circuit de balayage-ligne (22) de récepteur de télévision, alimenté par la tension qu'il fournit et dont le fonctionnement autonome démarre à partir d'une tension de sortie (V₃₄) prédéterminée de ce dispositif (10), le circuit de balayage-ligne (22) comportant un transformateur-ligne (32) dont l'enroulement primaire (320) est périodiquement alimenté par la tension de sortie du régulateur (V₃₄) à travers un interrupteur électronique (38, 37) périodiquement ouvert et fermé et dont un enroulement secondaire (321) alimente un montage redresseur (25, 26) fournissant une tension d'alimentation auxiliaire (V26), au moins légèrement supérieure à la tension d'entrée (V₁₂) du dispositif (10), caractérisé par le fait que cette tension auxiliaire (V₂₆) est appliquée à une entrée supplémentaire (27) du dispositif (10) qui est réunie à l'émetteur du second transistor (12) par l'intermédiaire d'une troisième résistance (103) de façon à lui fournir un courant émetteur (IE12) suffisant pour amener le premier transistor (11) à la saturation sans le saturer lui-même, en vue d'augmenter et de maintenir constant le gain de régulation à boucle ouverte et de réduire la tension de déchet entre le collecteur et l'émetteur du premier transistor à une valeur minimale.

3. Récepteur de télévision portable pouvant être alimenté par un accumulateur ou, à travers un redresseur filtré, par le secteur alternatif, caractérisé par le fait qu'il comporte un dispositif de régulation suivant la revendication 2, dont l'entrée supplémentaire (27) est alimentée à travers le montage redresseur (25, 26) par un enroulement secondaire (321) du transformateur-ligne (32) dont l'enroulement primaire (320), relié à l'une des bornes de l'interrupteur bidirectionnel (38, 39), de l'étage de sortie (30) du balayage-ligne, est alimenté par la sortie du dispositif de régulation (10).

Dessins