Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von Schwankungen einer Versorgungsgleichspannung unabhängigen Ausgangsgleichspannung

Beschreibung

[0001] Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von Schwankungen einer Versorgungsgleichspannung unabhängigen Ausgangsgleichspannung, insbesondere zur Ansteuerung von Stromquellentransistoren zur Speisung von integrierten Schaltungen, mit einem an der Versorgungsgleichspannung liegenden Referenzspannungskreis in Form einer Reihenschaltung einer Konstantstromquelle und eines Potentialverschiebungszweiges, mit einem vom Referenzspannungskreis angesteuerten invertierten Verstärker, in dessen Ausgangskreis eine seine Verstärkung festlegende Kombination aus Widerständen und mindestens einem Transistor liegt, mit einem vom invertierenden Verstärker angesteuerten, die Ausgangsgleichsspannung liefernden Ausgangstreiber mit einer Emitterfolgerstufe und einem in deren Ausgangskreis liegenden Transistor und mit einer Ansteuerung des Potentialverschiebungskreises im Referenzspannungskreis vom Ausgangstreiber.

[0002] Eine Schaltungsanordnung der vorstehend genannten Art ist aus der DE-OS 2 849 153 bekannt. Mit einer derartigen Schaltungsanordnung sind von einer Versorgungsgleichspannung unabhängige Ausgangsgleichspannungen erzeugbar, wobei Belastungsschwankungen praktisch keinen Einfluss auf die Ausgangsgleichspannung haben. Allerdings ist dabei insbesondere der Versorgungsspannungs- und der Temperaturbereich, für den die Unabhängigkeit der Ausgangsgleichspannung von der Versorgungsgleichspannung gilt, in vielen Fällen nicht ausreichend. Darüberhinaus ist bei der vorbekannten Schaltungsanordnung die Stromverstärkung von in der Schaltungsanordnung verwendeten Transistoren nicht kompensierbar.

[0003] Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der in Rede stehenden Art anzugeben, bei der die erzeugte Ausgangsgleichspannung in einem weiten Bereich der Versorgungsspannung, der Temperatur und der Bauelemente-Parameter, insbesondere der Stromverstärkung von bipolaren Transistoren, konstant ist.

[0004] Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass ein an der Versorgungsspannung liegender, eine vorstabilisierte Spannung liefernde Spannungsstabilisierungskreis vorgesehen ist,

[0005] dass der Transistor im Ausgangskreis des invertierenden Verstärkers über einen Widerstand an einen die vorstabilisierte Spannung führenden Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises angekoppelt ist,

[0006] dass der Transistor im Ausgangskreis der Emitterfolgestufe des Ausgangskreises über einen Widerstand an den die vorstabilisierte Spannung führenden Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises angekoppelt ist,

[0007] dass der Potentialverschiebungszweig des Referenzspannungskreises an den Ausgangskreis des Ausgangstreibers angekoppelt ist,

[0008] und dass die an den Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises führenden Koppelwiderstände so wie weitere im invertierenden Verstärker, und im Ausgangstreiber liegende Widerstande gleichen Widerstandswert besitzen.

[0009] Die vorstehend definierte Schaltungsanordnung besitzt den Vorteil, dass der Ausgangsspannungsbereich durch eine Vorstabilisierung wesentlich erweitert, die Stromaufnahme für grosse Ausgangsgleichspannungen reduziert, der Durchgriff der Versorgungsgleichspannung auf die Ausgangsgleichspannung wesentlich verringert und der Einfluss der Stromverstärkung von in der Schaltungsanordnung verwendeten Transistoren auf die Ausgangsgleichspannung vernachlässigbar klein ist.

[0010] Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

[0011] Die Erfindung wird im folgenden anhand eines in der einzigen Figur der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Die Figur zeigt dabei ein Schaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung.

[0012] Gemäss dem Schaltbild nach der Figur der Zeichnung liegt an einer mit Schwankungen behafteten Versorgungsgleichspannung U_o ein Spannungsstabilisierungskreis 10 in Form einer Reihenschaltung eines Vorwiderstandes Rv sowie einer Diodenkette D, bis D_N. Ein derartiger Spannungsstabilisierungskreis ist an sich bekannt. An einem Abgriff zwischen dem Widerstand R_v und der Diodenkette D, bis D_N ist eine vorstabilisierte Spannung U_v abnehmbar.

[0013] Weiterhin liegt an der Versorgungsgleichspannung U_o ein Referenzspannungskreis 11 in Form eines Spannungsteilers, der aus einer Konstantstromquelle in Form eines Transistors T,₂ (gegebenenfalls mit Emitterwiderstand) und einem Potentialverschiebungszweig in Form der Reihenschaltung eines Transistors T₁₁ und einer Referenzdiode D₁₁ gebildet wird.

[0014] Von diesem Referenzspannungskreis 11 wird ein die Verstärkung - aufweisender invertierender Verstärker 12 mit einem Transistor T₂₂, einem Kollektorwiderstand R₂₂ und einem Emitterwiderstand R₂₃ angesteuert. In den Kollektorkreis des Transistors T₂₂ ist ein weiterer Transistor T₂, eingeschaltet.

[0015] Der invertierende Verstärker 12 steuert einen Ausgangstreiber 13 mit einem als Emitterfolger geschalteten Transistor T₃₂ an. Im Emitterzweig dieses Transistores liegt ein Arbeitswiderstand R₃₂ sowie ein als Diode geschalteter Transistor T₃₃. Dieser Transistor T₃₃ bildet mit dem Transistor T₁₂ im Referenzspannungskreis 11 einen Stromspiegel, sodass über diese beiden Zweige ein gleicher mit I₁ bezeichneter Strom fliesst. Im Kollektorzweig des Transistors T₃₂ liegt ein Transistor T₃,, dessen Ansteuerung im folgenden noch genauer beschrieben wird.

[0016] Vom Emitter des Transistors T₃₂ des Ausgangstreibers 13 wird ein Transistor T_lo angesteuert, der zusammen mit einem Emitterwiderstand R₁₀ einen Stromquellentransistor zur Speisung einer schematisch dargestellten Last 20 dient. Diese Last 20 kann beispielsweise durch einen integrierten Schaltkreis gebildet werden.

[0017] Es ist darauf hinzuweisen, dass an den Ausgang des Treibers 13 am Emitter des Transistors T₃₂ mehrere Stromquellentransistoren nach Art des Transistors T,_o liegen können, die parallel über einen Strom I_L angesteuert werden. Am Widerstand R₁₀ steht die von Schwankungen der Versorgungsspannung U_o unabhängige Ausgangsgleichspannung U_R.

[0018] Um nun eine in einem weiten Bereiche von der Versorgungsgleichspannung und der Bauelementeparameter unabhängige Ausgangsgleichspannung U_R zu erhalten, werden der Transistor T₂₁ im invertierenden Verstärker 12 über einen Widerstand R₂₁ und der Transistor T₃₁ im Ausgangstreiber 13 über einen Widerstand R₃₁ vom Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises angesteuert, an dem die vorstabilisierte Spannung U_v steht. Die Kopplung über den Widerstand R₂₁ verbessert dabei noch die Verstärkung im Sinne einer genaueren Einstellung der Verstärkung -1 des invertierenden Verstärkers.

[0019] Weiterhin wird der Transistor T₁₁ im Referenzspannungskreis 11 über einen Widerstand R₁₃ vom Verbindungspunkt der Transistoren T₃₁ und T₃₂ im Ausgangstreiber 13 angesteuert.

[0020] Der über die Transistoren T₃₁ und T₃₂ im Ausgangstreiber 13 fliessende Strom ist mit I₁+I_L bezeichnet. Weiterhin sei der über den Transistor T₂₂ im invertierenden Verstärkerfliessende Strom mit 1₂ bezeichnet. An der Referenz-Diode D₁₁ möge die Spannung U_o abfallen.

[0021] Zur Bestimmung der Ausgangsgleichspannung U_R seien die folgenden beiden Kreise in der Schaltung näher betrachtet.

[0022] Der erste Kreis verläuft vom Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises 10 mit der Spannung U_v über den Widerstand R₂₁, den Transistor T₂₁, den Widerstand R₂₂, den Transistor T₃₂, den Transistor T₁₀ und den Widerstand R_io.

[0023] Der zweite Kreis verläuft ausgehend vom Punkt mit der Spannung U_v über den Widerstand R₃₁, den Transistor T₃₁, den Widerstand R_B, den Transistor T₁₁, die Diode B,₁, den Transistor T₂₁ sowie den Widerstand R₂₃.

[0024] Unter der Voraussetzung, dass erfindungsgemäss die Widerstände R₂₁, R₂₂, R₂₃, R₃₁ den gleichen Widerstandswert besitzen, ergeben sich bei Vernachlässigung von Basisströmen zweiter Ordnung für die beiden vorgenannten Kreise folgende Gleichungen:

[0025] Darin bedeuten die Indices BE mit einer entsprechenden Ziffer jeweils die Basis-Emitterspannung der entsprechenden Transistoren und ß deren Stromverstärkung.

[0026] Berücksichtigt man, dass an vom gleichen Strom durchflossenen Basis-Emitter-Strecken die gleiche Spannung abfällt, so ergibt sich aus den Gleichungen (1) und (2)

[0027] Aus der vorstehenden Gleichung (3) ist ersichtlich, dass die Ausgangsgleichspannung U_R unabhängig von der Spannung U_v und von dem in den Lastkreis fliessenden Strom I_L und damit also von der Versorgungsgleichspannung U_o und der Last 20 unabhängig ist.

[0028] Mit Hilfe des Widerstandes R_B kann der Stromverlust zwischen dem Emitter- und dem Kollektorstrom des Transistors T_lo ausgeglichen werden, wenn R_B = R₃₂ ist. Ist R_B=n R₃₂, so können die a-Faktoren von weiteren n-1 Transistoren entsprechend dem Transistor T₁₀ im aktiven Teil der Schaltung ausgeglichen werden.

[0029] Die an den Widerständen des aktiven Teils der Schaltung abfallenden Spannungen sind der Spannung U_D proportional. Mit dem gleichen Proportionalitätsfaktor wird auch der Temperaturgang der Diode D¹¹ bzw. der Spannung U_D übertragen. Dies ist in vielen Fällen erwünscht, da damit Spannungen an Widerständen und Dioden gleiches Temperaturverhalten zeigen und somit Differenzsignale in den Schaltungen frei von Temperatureinflüssen sind.

[0030] In manchen Fällen ist jedoch ein Diodentemperaturgang unerwünscht.

[0031] In solchen Fällen kann die Diode D₁₁ durch eine eine temperaturstabile Referenzspannung liefernde Schaltung ersetzt werden, wie sie beispielsweise aus «IEEE Journal of Solid-State Circuits, SC-7 (1972), S. 267-269 im Prinzip bekannt ist.

Ansprüche

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von Schwankungen einer Versorgungsgleichschaltung unabhängigen Ausgangsgleichspannung, insbesondere zur Ansteuerung von Stromquellentransistoren zur Speisung von integrierten Schaltungen, mit einem an der Versorgungsgleichspannung liegenden Referenzspannungskreis in Form einer Reihenschaltung, einer Konstantstromquelle und eines Potentialverschiebungszweiges, mit einem vom Referenzspannungskreis angesteuerten invertierenden Verstärker, in dessen Ausgangskreis eine seine Verstärkung festlegende Kombination aus Widerständen und mindestens einem Transistor liegt, mit einem vom invertierenden Verstärker angesteuerten, die Ausgangsgleichspannung liefernden Ausgangstreiber mit einer Emitterfolgerstufe und einem in deren Ausgangskreis liegenden Transistor und mit einer Ansteuerung des Potentialverschiebungskreises im Referenzspannungskreis vom Ausgangstreiber, dadurch gekennzeichnet, dass ein an der Versorgungsgleichspannung (U_o) liegender Spannungsstabilisierungskreis (10) vorgesehen ist,

dass der Transistor (T₂,) im Ausgangskreis des invertierenden Verstärkers (12) über einen Widerstand (R₂₁) an einen die vorstabilisierte Spannung (U_v) führenden Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises (10) angekoppelt ist,

dass der Transistor (T₃,) im Ausgangskreis der Emitterfolgerstufe (T₃₂) des Ausgangstreibers (13) über einen Widerstand (R₃₁) an den die vorstabilisierte Spannung (U_v) führenden Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises (10) angekoppelt ist,

dass der Potentialverschiebungszweig (T₁₁, D₁₁) des Referenzspannungskreises (11) an den Ausgangskreis des Ausgangstreibers (13) angekoppelt ist,

und dass die an den Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises (10) führenden Koppelwiderstände (R₂₁, R₃₁) sowie weitere im invertierenden Verstärker (12) und im Ausgangstreiber (13) liegende Widerstände (R₂₂, R₂₃) gleichen Widerstandswert besitzen.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Potentialverschiebungszweig (T₁₁, D₁₁) des Referenzspannungskreises (11) über einen Widerstand (R_e) an den Ausgangskreis des Ausgangstreibers (13) angekoppelt ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Wert des Koppelwiderstandes (R_e) zwischen Potentialverschiebungszweig (T₁₁, D₁₁) des Referenzspannungskreises (11) und dem Ausgangskreis des Ausgangstreibers (13) gleich dem Wert eines Arbeitswiderstandes (R₃₂) der Emitterfolgerstufe (T₃₂) des Ausgangstreibers (13) ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Wert des Koppelwiderstandes (R_e) zwischen Potentialverschiebungszweig (T₁₁, D₁₁) des Referenzspannungskreises (11) und an dem Ausgangskreis des Ausgangstreibers (13) gleich dem n-fachen Wert des Arbeitswiderstandes (R₃₂) der Emitterfolgerstufe (T₃₂) des Ausgangstreibers (13) ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein Transistor (T,₂) der Konstantstromquelle des Referenzspannungskreises (11) sowie ein im Ausgangskreis des Ausgangstreibers (12) liegender Transistor (T₃₃) einen Stromspiegel bilden.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Potentialverschiebungszweig (T₁₁, D₁₁) des Referenzspannungskreises (11) eine Diode (D₁₁) ein Referenz enthält.

Claims

1. A circuit arrangement for generating a stable d.c. output voltage free of fluctuations in a d.c. voltage supply, in particular for driving current source transistors to feed integrated circuits, having a reference voltage circuit connected to the d.c. supply voltage consisting of a series circuit path including a constant current source and a potential-level adjusting arm, with an inverting amplifier driven by the reference voltage circuit and having an output circuit that contains a combination of resistors and at least one transistor which determines the amplification thereof, with an output driver driven by the inverting amplifier to supply the output d.c. voltage and comprising an emitter-follower stage and a transistor located in the output circuit thereof, and where the potential-level adjusting arm in the reference voltage circuit is driven by the output driver, characterised in that a voltage-stabilising circuit (10) is connected to the d.c. supply voltage (U_o);

that the transistor (T₂₁) in the output circuit of the inverting amplifier (12) is coupled via a resistor (R₂,) to a tapping of the voltage-stabilising circuit (10) which is at the pre-stabilised voltage (U_v);

that the transistor (T₃₁) in the output circuit of the emitter-follower stage (T₃₂) of the output driver (13) is coupled via a resistor (R₃₁) to the tappiag of the voltage-stabilising circuit (10) which is at the pre-stabilised voltage (U_v);

that the potential-level adjusting arm (T_", D₁₁) of the reference voltage circuit (11) is coupled to the output circuit of the output driver (13);

and that the coupling resistors (R₂,, R₃₁), which lead to the tapping of the voltage-stabilising circuit (10), and further resistors (R₂₂, R₂₃) located in the inverting amplifier (12) and in the output driver (13) have the same resistance value.

2. A circuit arrangement as claimed in Claim 1, characterised in that the potential-level adjusting arm (T₁₁, D₁₁) of the reference voltage circuit (11) is coupled via a resistor (R_B) to the output circuit of the output driver (13).

3. A circuit arrangement as claimed in Claim 1 and 2, characterised in that the value of the coupling resistor (R_a) between the potential-level adjusting arm (T_", D₁₁) of the reference voltage circuit (11) and the output circuit of the output driver (13) is equal to the value of an operating resistor (R₃₂) of the emitter-follower stage (T₃₂) of the output driver (13).

4. A circuit arrangement as claimed in Claim 1 and 2, characterised in that the value of the coupling resistor (R_a) between the potential-level adjusting arm (T_", D₁₁) of the reference voltage circuit (11) and the output circuit of the output driver (13) is equal to n-times the value of the operating resistor (R₃₂) of the emitter-follower stage (T₃₂) of the output driver (13).

5. A circuit arrangement as claimed in one of the Claims 1 to 4, characterised in that a transistor (T₁₂) of the constant current source of the reference voltage circuit (11) and a transistor (T₃₃) in the output circuit of the output driver (12), together form a current mirror.

6. A circuit arrangement as claimed in one of the Claims 1 to 5, characterised in that the potential-level adjusting arm (T₁₁, D₁₁) of the reference voltage circuit (11) contains a diode (D₁₁) as a reference element.

Revendications

1. Montage pour générer une tension continue de sortie indépendante de variations d'une tension continue d'alimentation, en particulier pour l'attaque de transistors-sources de courant servant à l'alimentation de circuits intégrés, avec un circuit de tension de référence, auquel est appliquée la tension continue d'alimentation, sous forme du montage en série d'une source de courant constant et d'une branche de décalage de potentiel, avec un amplificateur inverseur, attaqué par le circuit de tension de référence, dont le circuit de sortie contient une combinaison, fixant son gain, de résistances et d'au moins un transistor, avec un excitateur de sortie, attaqué par l'amplificateur inverseur et fournissant la tension continue de sortie, possédant un étage émetteur-suiveur et un transistor dans le circuit de sortie de cet étage, ainsi qu'avec un dispositif d'attaque de la branche de décalage de potentiel dans le circuit de tension de référence de l'excitateur de sortie, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit stabilisateur de tension (10), auquel est appliquée la tension continue d'alimentation (U_o), que le transistor (T₂,) dans le circuit de sortie de l'amplificateur inverseur (12) est couplé à travers une résistance (R₂,) à une prise, présentant la tension préstabilisée (U_v), du circuit stabilisateur de tension (10), que le transistor (T₃₁) dans le circuit de sortie de l'étage émetteur-suiveur (T₃₂) de l'excitateur de sortie (13) est couplé à travers une résistance (R₃₁) à la prise présentant la tension préstabilisée (U_v) du circuit stabilisateur de tension (10), que la branche de décalage de potentiel (T₁₁, D₁₁) du circuit de tension de référence (11) est couplée au circuit de sortie de l'excitateur de sortie (13) et que les résistances de couplage (R₂,, R₃,), menant à la prise du circuit stabilisateur de tension (10), ainsi que d'autres résistances (R₂₂, R₂₃), contenues dans l'amplificateur inverseur (12) et dans l'excitateur de sortie (13), possèdent la même valeur de résistance.

2. Montage selon la revendication 1, caractérisé en ce que la branche de décalage de potentiel (T₁₁, D,,) du circuit de tension de référence (11) est couplée à travers une résistance (R_B) au circuit de sortie de l'excitateur de sortie (13).

3. Montage selon les revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la valeur de la résistance de couplage (R_B) entre la branche de décalage de potentiel (T_", D₁₁) du circuit de tension de référence (11) et le circuit de sortie de l'excitateur de sortie (13) est égale à la valeur d'une résistance de charge (R₃₂) de l'étage émetteur-suiveur (T₃₂) de l'excitateur de sortie (13).

4. Montage selon les revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la valeur de la résistance de couplage (R_B) entre la branche de décalage de potentiel (T₁₁, D₁₁) du circuit de tension de référence (11) et le circuit de sortie de l'excitateur de sortie (13) est égale à n fois la valeur de la résistance de charge (R₃₂) de l'étage émetteur-suiveur (T₃₂) de l'excitateur de sortie (13).

5. Montage selon une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'un transistor (T,₂) de la source de courant constant du circuit de tension de référence (11) et un transistor (T₃₃) contenu dans le circuit de sortie de l'excitateur de sortie (13) constituent un montage de courant à rapport géométrique (circuit miroir de courant).

6. Montage selon une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que la branche de décalage de potentiel (T₁₁, D₁₁) du circuit de tension de référence (11) contient une diode de tension de référence (D₁₁).

Zeichnung