Vorrichtung zur Entzerrung und Demodulation binärer phasenstetig winkelmodulierter Datensignale mit Modulationsindex 0,5

Abstract

 Eine Vorrichtung zur Entzerrung und Demodulation binärer phasenstetig winkelmodulierter Datensignale (CPM-Signale) mit Modulationsindex 0,5 enthält einen Basisbandum­setzer (10) zur Erzeugung der Quadraturkomponenten (I, Q) eines empfangenen CPM-Signals im Basisband und einen Ent­zerrer/Detektor (30). Zwischen Basisbandumsetzer (10) und Entzerrer/Detektor (30) ist eine Vorverarbeitungsein­heit (20) vorgesehen zum Durchführen einer Signalverar­beitung, die einer in diskreten Schritten von 90° pro Bitintervall des im CPM-Signal enthaltenen binären Daten­signals fortlaufenden Phasenrotation des durch die Qua­draturkomponenten (I, Q) dargestellten CPM-Signals im Ba­sisband entspricht. Durch die Einführung dieser mit ge­ringfügigem Aufwand realisierbaren Vorverarbeitungsein­heit (20) wird es möglich, zur Entzerrung und Detektion von verzerrt empfangenen binären CPM-Signalen einen rela­tiv einfachen herkömmlichen Entzerrer/Detektor für binäre pulsamplitudenmodulierte Signale (PAM-Signale) zu verwen­den.

Beschreibung

[0001] Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Ent­zerrung und Demodulation eines binären phasenstetig win­kelmodulierten Datensignals mit dem Modulationsindex h = 0,5, wobei die Vorrichtung mit einem Basisbandum­setzer versehen ist zur Erzeugung der beiden Quadratur­komponenten eines empfangenen modulierten Datensignals im Basisband und mit einem Entzerrer/Detektor, welchem beide Quadraturkomponenten zur Rückgewinnung des ursprünglichen binären Datensignals zugeführt werden.

[0002] Bei Nachrichtenübertragungssystemen mit dispersiven Über­tragungskanälen wird das zu übertragende Signal durch Laufzeitunterschiede und Phasenverschiebungen verzerrt. Bei einer digitalen Nachrichtenübertragung äußern sich diese Verzerrungen durch Nachbarzeichenstörungen im emp­fangenen Signal. Darüber hinaus kann das Empfangssignal durch Rauschen oder sonstige Störsignale beeinträchtigt sein. Um den ursprünglichen Dateninhalt des Signales zu­rückzugewinnen ist es erforderlich, das empfangene Signal zu entzerren.

[0003] Entzerrer für Datensignale mit linearer Modulation, wie beispielsweise Puls-Amplituden-Modulation (PAM) oder Qua­dratur-Amplituden-Modulation (QAM), sind in der Literatur sehr ausführlich beschrieben und untersucht. Ihre techni­sche Realisierung ist in der Regel mit vertretbarem Auf­wand möglich. Anders ist dies mit Entzerrern für Datensi­gnale mit nicht-linearer Winkelmodulation, wie beispiels­weise einer Frequenzmodulation mit stetigem Phasenver­lauf, die als Continuous-Phase-Modulation (CPM) bezeich­ net wird. Die aus der Literatur bekannten Entzerrungsver­fahren und -einrichtungen für CPM-Signale sind im allge­meinen sehr kompliziert und aufwendig und damit für eine kostengünstige technische Realisierung eher ungeeignet. Insbesondere trifft dies zu bei CPM-Modulationsarten, die ein Partial-Response-Verfahren verwenden, d.h., bei denen der Signalverlauf des modulierten Signales nicht nur vom augenblicklich zu übertragenden Datenbit abhängt, sondern in definierter Weise auch von einer festen Anzahl der diesem Datenbit unmittelbar vorangegangenen Datenbits. Beispiele wichtiger binärer Partial-Response-CPM-Modula­tionen sind Gaussian Minimum Shift Keying (GMSK) und Ge­neralized Tamed Frequency Modulation (GTFM).

[0004] Eine Vorrichtung zur Entzerrung und Demodulation eines Partial-Response-CPM-Signales ist zum Beispiel aus dem Aufsatz "On Optimum and Suboptimum Coherent Detection of Continuous Phase Modulation on a Two-Ray Multipath Fading Channel", N.A.B. Svensson, IEEE Transactions on Communi­cations, Vol. Com-35, No. 10, Seiten 1041 bis 1049, Okto­ber 1975, bekannt. Diese Vorrichtung baut auf einem in dem Aufsatz "Continuous Phase Modulation", C.-E. Sundberg, IEEE Communications Magazine, Vol. 24, No. 4, Seiten 25 bis 38, April 1986, dargestellten Demodulator für verzerrungsfrei empfangene Partial-Response-CPM-Si­gnale auf. Figur 10, Seite 31, der letztgenannten Veröf­fentlichung zeigt einen Quadraturempfänger, welcher aus einem Basisbandumsetzer und einem Viterbi-Detektor gebil­det wird. Der Basisbandumsetzer besteht aus einem Band­paßfilter, welchem das Eingangssignal zugeführt ist, zwei Mischern, welchen jeweils das bandpaßgefilterte Signal zugeführt ist und jeweils einem den Mischern nachgeschal­teten Tiefpaßfilter. Das Mischsignal des ersten Mischers ist gegenüber dem Mischsignal des zweiten Mischers um 90° in der Phase nacheilend, wobei die Frequenz der Mischsi­ gnale der Trägerfrequenz des empfangenen modulierten Si­gnales entspricht. Durch die den Mischern nachgeschalte­ten Tiefpaßfilter wird von dem Mischprodukt nur der nie­derfrequente Signalanteil durchgelassen. Das tiefpaßge­filterte Ausgangssignal des ersten Mischers wird hierbei als sogenannte In-Phase-Komponente (I-Komponente), das tiefpaßgefilterte Ausgangssignal des zweiten Mischers als sogenannte Quadratur-Phase-Komponente (Q-Komponente) be­zeichnet. Diese beiden Signalkomponenten, im folgenden als Quadraturkomponenten bezeichnet, sind einem Viterbi-­Detektor zugeführt, der nach dem Verfahren der Maximum Likelihood Sequence Estimation (MLSE) die gesendeten Da­ten zurückgewinnt. In dem Quadraturempfänger für verzerr­te CPM-Signale gemäß der schon genannten Veröffentlichung von Svensson ist der Viterbi-Detektor durch einen Viter­bi-Entzerrer ersetzt (siehe Figur 2, Seite 1043 der ge­nannten Veröffentlichung), der ebenfalls nach dem MLSE-­Verfahren arbeitet. Der Viterbi-Entzerrer nimmt gleich­zeitig mit der Entzerrung die Detektion, d.h. die Rückge­winnung, der ursprünglichen zu übertragenden Daten vor. Er berücksichtigt dabei sowohl die Struktur und die Par­tial-Response-Eigenschaft der CPM-Modulation als auch die Charakteristik des verzerrenden Übertragungskanales. Prinzipiell lassen sich anstelle des Viterbi-Entzerrers auch andere Entzerrertypen, wie zum Beispiel Decision-­Feedback-Entzerrer, verwenden, siehe die schon genannte Veröffentlichung von Svensson.

[0005] Die Tatsache, daß die CPM-Modulation eine nicht-lineare Winkelmodulation ist, und daß zu den linearen Nachbarzei­chenstörungen durch den dispersiven Übertragungskanal noch nicht-lineare Nachbarzeichenstörungen durch die Par­tial-Response-Eigenschaft der Modulation kommen, macht Entzerrer für CPM-Signale erheblich komplizierter und aufwendiger als Entzerrer für linear-modulierte Datensig­ nale wie PAM- oder QAM-Signale. Die Veröffentlichung von Svensson macht deutlich, daß sowohl die spezielle Struk­tur der phasenstetigen Frequenzmodulation, als auch die nicht-lineare Partial-Response-Charakteristik der Modula­tion, als auch die linearen Nachbarzeichenstörungen durch den dispersiven Übertragungskanal in komplizierter Weise im Entzerrer berücksichtigt werden müssen. Dies erfordert die Echtzeit-Ausführung einer sehr großen Anzahl von auf­wendigen Multiplikationen und Additionen komplexer Größen.

[0006] Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine gattungs­gemäße Vorrichtung der eingangs genannten Art so auszuge­stalten, daß der Aufwand für die Entzerrung und Demodula­tion von binären CPM-modulierten Datensignalen verringert wird. Insbesondere ist im Hinblick auf eine kostengünsti­ge technische Realisierbarkeit eine Vorrichtung zur Ent­zerrung und Demodulation von binären CPM-Signalen erstre­benswert, bei der - bei gleichbleibender Leistungsfähig­keit - ein durch die Modulationsart bedingter Mehraufwand an komplexen Rechenoperationen vermieden wird.

[0007] Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß zwischen Basisbandumsetzer und Entzerrer/Detektor ei­ne Vorverarbeitungseinheit vorgesehen ist zum Durchführen einer Signalverarbeitung, die einer in diskreten Schrit­ten in einer vorgegebenen Rotationsrichtung fortlaufenden Phasenrotation des durch die Quadraturkomponenten darge­stellten modulierten Datensignals im Basisband ent­spricht, wobei der Betrag des Winkels des diskreten Pha­senrotationsschrittes pro Bitintervall des im modulierten Datensignal enthaltenen binären Datensignals sich auf 90° beläuft.

[0008] Durch die erfindungsgemäße Vorverarbeitung werden die ur­ sprünglichen Quadraturkomponenten I und Q in Quadratur­komponenten I′ und Q′ eines modulierten Datensignals um­gewandelt, deren Werte zu den Bittaktzeitpunkten im we­sentlichen den Werten der Quadraturkomponenten entspre­chen, die man erhalten hätte, wenn linear-modulierte bi­näre Datensignale, wie binäre PAM-Signale oder binäre PSK-Signale, gesendet worden wären. Durch die Tatsache, daß im allgemeinen die Basisbandumsetzung mit zeitabhän­gigen Trägerphasenfehlern einhergehen wird und der dis­persive Übertragungskanal mit ebenfalls zeitabhängigen Mehrwege-Ausbreitungen behaftet sein wird, wird am Aus­gang der Vorverarbeitungseinheit nicht nur eine In-­Phase-Komponente I′, sondern auch eine Quadratur-Phase-­Komponente Q′ ungleich Null, welche jedoch in bekannter Weise bei der Entzerrung berücksichtigt wird, so daß zur Detektion nur noch die reellen Zahlenwerte der entzerrten In-Phase-Komponente zu verarbeiten sind. Durch die erfin­dungsgemäße Vorverarbeitung braucht also nicht mehr die komplizierte Struktur der nicht-linearen Winkelmodulation eines CPM-Signals berücksichtigt zu werden, sondern es kann von der erheblich einfacheren Struktur einer linea­ren Amplitudenmodulation ausgegangen werden.

[0009] Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung ist die Vorverar­beitungseinheit derart ausgestaltet, daß die Quadratur­komponenten I und Q im Rhythmus des Bittaktes vorverar­beitet werden, wobei in einem ersten Taktintervall des Bittaktes beide Quadraturkomponenten unverändert weiter­gegeben werden, in einem darauffolgenden zweiten Taktin­tervall eine der beiden Quadraturkomponenten invertiert wird, in einem dritten Taktintervall beide Quadraturkom­ponenten invertiert werden und in einem vierten Taktin­tervall die Quadraturkomponente invertiert wird, welche im zweiten Taktintervall nicht invertiert wurde, wobei jeweils im zweiten und vierten Taktintervall die beiden Quadraturkomponenten zusätzlich zu den beschriebenen In­vertierungen miteinander vertauscht werden. Dieses Verar­beitungsschema wird mit einem Zyklus von vier Taktinter­vallen periodisch fortgesetzt.

[0010] Durch die Einführung der mit geringfügigem Aufwand reali­sierbaren Vorarbeitungseinheit wird es möglich, zur Ent­zerrung und Demodulation von verzerrt empfangenen binären CPM-Signalen einen relativ einfachen herkömmlichen Ent­zerrer/Detektor für binäre PAM-Signale zu verwenden. Hierdurch kann auf bewährte Schaltungskonzepte für Ent­zerrer/Detektoren für linear-modulierte Datensignale zu­rückgegriffen werden, und der Realisierungsaufwand gemes­sen an der Anzahl der auszuführenden Rechenoperationen im Entzerrer/Detektor reduziert sich erheblich. Insbesondere entfällt ein Großteil der im CPM-Entzerrer gemäß der Ver­öffentlichung von Svensson erforderlichen komplexen Mul­tiplikationen, die restlichen reduzieren sich auf reelle Multiplikationen oder sehr einfache vorzeichengesteuerte Additionen/Subtraktionen.

[0011] Um die Vereinfachungen aufzuzeigen, welche mit der Vor­verarbeitung erzielt werden können, wird im folgenden ein MLSE-Entzerrer für CPM-Signale, entsprechend dem Aufsatz von Svensson, mit einem MLSE-Verstärker für binäre PAM-­Signale verglichen. Als Beispiel wird eine binäre CPM mit einem Modulationsindex von h = 0,5, einer Bitperiode T, einer Partial-Response der Pulsdauer von L Bitperioden und einer Kanalimpulsantwort, die K Bits umfaßt, angenom­men.

[0012] Entsprechend dem Aufsatz von Svensson arbeitet der dort beschriebene CPM-Entzerrer mit einem Zustandsgraphen mit 2^L+K-Zuständen. Zum Zeitpunkt t_n = nT ist der Zustands­vektor
Z_n = (ϑ_n, b_n-1,..., b_n-L-K+1)
durch die zeitlich zurückliegenden Daten­bits b_n-1,..., b_n-L-K+1, deren Dateninhalt die Wer­te +1 bzw. -1 aufweisen und durch den Phasenzustand ϑ_n vorgegeben. Der Phasenzustand ϑ_n ist abhängig von allen zeitlich zurückliegenden Datenbits und enthält den Wert 0 oderπ wenn n gerade ist undπ/2 oder 3π/2 wenn n ungerade ist. Insbesondere ist

[0013] Die Tatsache, daß der Phasenzustand ϑ_n für jeden durch den Viterbi-Algorithmus entwickelten Datenweg berechnet werden muß, wenn der Zustandsgraph durchlaufen wird, ist ein ausschlaggebender Gesichtspunkt, welcher den Aufbau eines CPM-Entzerrers kompliziert und anspruchsvoll werden läßt. Dieser Nachteil wird vermieden, wenn eine Vorverar­beitungseinheit verwendet wird.

[0014] Ein weiterer Nachteil des CPM-Entzerrers ist die zur Re­konstruktion eines nicht-linearen Partial-Response-CPM-­Signals erforderliche komplexe Berechnung, die 2^L+K-1 verschiedene Bitmuster und die Faltung dieser Bitmuster mit der Kanalimpulsantwort h(t) erfordert. Mit dem empfangenen komplexen Basisbandsignal x(t) und der CPM-­Phasenübergangsfunktion q(t) berechnet sich der Metrikzu­wachs für jeden Zustandsübergang zu

wobei

[0015] Wird die Vorverarbeitungseinheit angewandt, so kann ein sehr viel einfacherer MLSE-Entzerrer für binäre PAM-Si­gnale zur Entzerrung und Detektierung des CPM-Sginals verwendet werden. Der PAM-Entzerrer verwendet einen regu­lären Zustandsgraphen mit 2^L+K-Zuständen. Der Zustands­vektor zum Zeitpunkt t_n = nT ist
Z_n = (b_n-1,..., b_n-L-K).

[0016] Dadurch, daß bei diesem Zustandsdiagramm ein Phasenzu­stand nicht zu berücksichtigen ist, vereinfacht sich die Verarbeitung durch einen Viterbi/MLSE-Entzerrer wesent­lich.

[0017] Darüber hinaus ist die Komplexität der Metrikberechnung viel geringer, da das Referenzsignal s(t, b_n, Z_n) nun durch

gegeben ist, wobei h′(t) eine modifizierte Impulsantwort des Übertragungskanals ist, welche die Partial-Response-­Eigenschaften der CPM beinhaltet. Ein Kanalschätzer, der ein entsprechend vorverarbeitetes Gegenstück zum Si­gnal x(t) verarbeitet, ist daher in der Lage, eine Schät­zung der Kanalimpulsantwort h′(t) direkt abzuleiten, ohne zusätzliche Verarbeitungsschritte. Während bei einem CPM-MLSE-Entzerrer die Berechnung des Referenzsi­gnals s(t ,b_n,Z_n) eine größere Anzahl von komplexen Mul­tiplikationen erfordert, so werden im Falle eines PAM-­MLSE-Entzerrers nur wenige Additionen und Subtraktionen immernoch unter der Voraussetzung, daß die Datensymbo­le b_i die Werte +1 bzw. -1 aufweisen, benötigt.

[0018] Im Vergangenen wurde von einer CPM ausgegangen, bei der jedem Datenbit b_i unmittelbar eine Phasenänderung zuge­ordnet ist. Auf der Empfangsseite erhält man dann die ge­sendeten Datenbits b_i aus den am Ausgang des PAM-MLSE-­Entzerrers abgreifbaren Datenbits durch differentielle Decodierung dieser Datenbits.

[0019] In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist der Entzerrer/Detektor als adaptiver Enterrer/Detektor ausge­führt und ein Kanalschätzer vorgesehen, zum Erzeugen ei­ner aus zwei Quadraturkomponenten bestehenden Schätzung der momentanen Kanalimpulsantwort, welche Quadraturkompo­nenten über eine zweite Vorverarbeitungseinheit dem adap­tiven Entzerrer/Detektor zuführt.

[0020] Die Erfindung wird nun anhand der in Zeichnungen darge­stellten Ausführungsbeispiele näher beschrieben und er­läutert.

[0021] Es zeigen:

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel mit einem adaptiven Entzerrer/Detektor.

[0022] Das in Fig. 1 dargestellte Ausführungsbeispiel zeigt eine Vorrichtung zum Entzerren und Demodulieren eines Emp­ fangssignales r(t). Diese Vorrichtung ist Teil eines nicht dargestellten Empfangsgerätes eines Übertragungs­systems. Zu übertragende digitale Daten werden in einem nicht dargestellten Sendegerät auf ein Trägersignal durch einen nicht-linearen CPM-Modulator aufmoduliert. Das Sen­designal wird über eine Übertragungsstrecke dem Empfänger zugeführt. Als Übertragungsstrecke können sowohl lei­tungsgebundene, wie zum Beispiel Glasfaserstrecken, oder auch leitungsungebundene Übertragungsstrecken, wie zum Beispiel Funkstrecken, Verwendung finden. Durch Laufzeit­unterschiede, Reflexionen und andere auf der Übertra­gungsstrecke auftretende Effekte, kann im Empfangsteil anstelle des Sendesignales nur das verzerrte und durch Rauschen oder sonstige Störungen beeinträchtigte Emp­fangssignal r(t) empfangen werden.

[0023] Das verzerrte Empfangssignal r(t) ist einem Basisbandum­setzer 10 zugeführt, der auf bekannte Weise aus einem Bandpaßfilter, zwei Mischern und jeweils einem den Mi­schern nachgeschalteten Tiefpaßfilter aufgebaut ist, wo­bei den Mischern zwei Quadratur-Träger zugeführt sind, deren Frequenz der Trägerfrequenz des Empfangssi­gnals r(t) entspricht. Der Basisbandumsetzer 10 liefert an seinem ersten Ausgang eine In-Phase-Komponente I und an seinem zweiten Ausgang eine Quadratur-Phase-Komponen­te Q. Die I-Komponente ist einem ersten Eingang 1 eines ersten Multiplexers 23 und einem zweiten Eingang 2 eines zweiten Multiplexers 24 sowie einem ersten Inverter 21 zugeführt. Der Ausgang des ersten Inverters 21 ist mit dem dritten Eingang 3 des ersten Multiplexers 23 und mit dem vierten Eingang 4 des zweiten Multiplexers 24 verbun­den. Die Q-Komponente ist dem vierten Eingang 4 des er­sten Multiplexers 23 und dem ersten Eingang 1 des zweiten Multiplexers 24 sowie einem zweiten Inverter 22 zuge­führt. Der Ausgang des zweiten Inverters 22 ist mit dem zweiten Eingang 2 des ersten Multiplexers 23 und mit dem dritten Eingang 3 des zweiten Multiplexers 24 verbunden. Der Ausgang des ersten Multiplexers 23 ist mit dem ersten Eingang eines Entzerrers/Detektors 30, der Ausgang des zweiten Multiplexers 24 mit einem zweiten Eingang dieses Entzerrers/Detektors verbunden. Der Entzerrer/Detektor 30 liefert an seinem Ausgang D demodulierte Daten, die - zu­mindest bei guten Übertragungsbedingungen - den ursprüng­lich gesendeten Daten entsprechen.

[0024] In einer möglichen Ausführungsform ist der Entzerrer/De­tektor 30 durch einen MLSE-Entzerrer realisiert, welcher den Viterbi-Algorithmus benutzt. Ausführungsformen von Viterbi-MLSE-Entzerrern für lineare Modulationsarten wie PAM oder QAM sind beschrieben in G.D. Forney, "Maximum-­likelihood sequence estimation of digital sequences in the presence of intersymbol interference", IEEE Transac­tions on Information Theory, Vol. IT-18, pp.363-378, May 1972 und in G. Ungerboeck, "Adaptive maximum-likelihood receiver for carrier-modulated data-transmission systems", IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-22, pp. 624-636, May 1974.

[0025] Im Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein Viterbi-­MLSE-Entzerrer für binäre PAM-Signale verwendet, wobei als Datensymbole die Werte +1 und -1 Anwendung finden.

[0026] Der Entzerrer/Detektor 30 liefert außerdem an einem Aus­gang T einen zum Empfangssignal r(t) synchronen Bit­takt Cl, welcher an den Takteingang eines Zählers 25 ge­führt ist. Dieses Taktsignal kann aber beispielsweise auch von einer gesonderten Takterzeugungseinheit gelie­fert werden. Die beiden Inverter 21, 22, die beiden Mul­tiplexer 23, 24 und der Zähler 25 bilden zusammen eine Vorverarbeitungseinheit 20.

[0027] Der Zähler 25 ist ein Modulo-4-Zähler, dessen Zähleraus­gänge mit Steuereingängen der beiden Multiplexer 23 und 24 verbunden sind. Aufgrund des jeweiligen Zählzu­standes Null bis Drei wählen die Multiplexer aus den vier Eingängen 1, 2, 3, 4 jeweils einen Eingang aus, dessen Signal für jeweils die Dauer eines Taktintervalles des Bittaktes Cl an den Ausgang des betreffenden Multiplexers weitergeschaltet wird. In Fig. 1 ist der Schaltzustand der Multiplexer für den Zählerstand Null dargestellt. Bei jedem Taktschritt des Bittaktes Cl wird der Zählerstand um jeweils Eins erhöht, wobei bei Erreichen des Zähler­standes Drei beim nächsten Taktschritt des Bittaktes Cl wieder der Zählerstand Null folgt. Beim Zählerstand Null werden dann die ersten Eingänge 1 der beiden Multiplexer, beim Zählerstand Eins die zweiten Eingänge 2 der Multi­plexer, beim Zählerstand Zwei die dritten Eingänge 3, beim Zählerstand Drei die Eingänge 4 zu den Ausgängen der betreffenden Multiplexer 23 bzw. 24 durchgeschaltet.

[0028] Die folgende Tabelle zeigt die an den Ausgängen der Mul­tiplexer abgegebenen Signale in Abhängigkeit des Zähler­standes des Zählers 25.

Z	E	I′	Q′
Null	1	I	Q
Eins	2	-Q	I
Zwei	3	-I	-Q
Drei	4	Q	-I

[0029] In der Spalte Z sind die Zählerstände des Zählers 25, in der Spalte E die bei diesen Zählerständen jeweils durch­geschalteten Eingänge 1, 2, 3, 4 der Multiplexer 23, 24 angegeben. In der Spalte I′ sind die an den Ausgängen des ersten Multiplexers auftretenden Signalkomponenten und unter der Spalte Q′ die an den Ausgängen des zweiten Mul­tiplexers auftretenden Signalkomponenten aufgelistet, welche sich aus dem Verdrahtungsschema der Multiplexer­eingänge mit dem Basisbandumsetzer 10 und den Invertern ergeben.

[0030] Aus dieser Tabelle ist ersichtlich, daß beim Zählerstand Null beide Quadraturkomponenten I und Q unverändert durchgeschaltet werden. Beim Zählerstand Eins wird die Q-Komponente invertiert und mit der I-Komponente ver­tauscht. Beim Zählerstand Zwei sind beide Quadraturkompo­nenten invertiert, aber wieder in ihrer ursprünglichen Anordnung durchgeschaltet. Beim Zählerstand Drei schließ­lich ist im Gegensatz zum Zählerstand Eins nun die I-Kom­ponente invertiert und wieder sind beide Quadraturkompon­enten miteinander vertauscht.

[0031] Die folgende zweite Tabelle zeigt eine andere Reihenfolge der im Rhythmus des Bittaktes Cl vorgenommenen Invertie­rungen und Vertauschungen.

Z	E	I′	Q′
Null	1	I	Q
Eins	2	Q	-I
Zwei	3	-I	-Q
Drei	4	-Q	I

[0032] Im Unterschied zu der ersten Tabelle ist beim Zählerstand Eins die I-Komponente anstelle der Q-Komponente inver­tiert und beim Zählerstand Drei die Q-Komponente anstelle der I-Komponente invertiert, wobei wiederum bei diesen beiden Zählerständen die beiden Signalkomponenten I und Q vertauscht werden. Diese Reihenfolge läßt sich durch eine kleine Veränderung der Verschaltung der Multiplexerein­ gänge erreichen. Beide Schaltungen eignen sich gleich gut zur Ausführung der Erfindung.

[0033] Bei der dargestellten Ausführungsform der Erfindung sind die beiden den Invertern und Multiplexern zugeführten Quadraturkomponenten I und Q durch einen im Basisbandum­setzer 10 enthaltenen, nicht dargestellten, Analog-Digi­tal-Wandler bereits in eine Darstellung durch digitale Datenworte umgewandelt. Die Multiplexer sind daher als digitale Multiplexer, die Inverter, je nach der verwende­ten Darstellung der dem Analog-Digital-Wandler entstam­menden Datenworte, als Vorzeichenumkehrer beziehungsweise als Komplementbildner ausgeführt.

[0034] In einem weiteren, nicht dargestellten, Ausführungsbei­spiel ist die Vorverarbeitungseinheit teilweise mit ana­logen Bauelementen aufgebaut. Der Basisbandumsetzer 10 ist ohne Digital-Analog-Wandler ausgeführt, liefert die Quadraturkomponenten I und Q also als analoges Signal. Die beiden Inverter 21 und 22 sind hierbei als invertie­rende Verstärker mit einem Verstärkungsfaktor von Eins, die beiden Multiplexer 23 und 24 als analoge Multiplexer, ausgeführt. Die Verschaltung der Multiplexer 23, 24 bleibt gegenüber dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbei­spiel unverändert. Jeweils zwischen einem Ausgang eines Multiplexers 23, 24 und einem Eingang des digital reali­sierten Entzerrers/Detektors 30 befindet sich jetzt ein Analog-Digital-Wandler.

[0035] Bei den im Ausführungsbeispiel gesendeten Daten sind je­weils eine definierte Anzahl von Datenbits in einem Da­tenrahmen zusammengefaßt. Mit Hilfe eines aus dem empfan­genen Datensignal gewonnenen Rahmensynchronisationssigna­les wird der Zählbeginn des Zählers 25 jeweils mit dem Beginn eines Datenrahmens synchronisiert. Hierdurch ist zum Beispiel beim ersten Datenbit eines jeden Datenrah­mens jeweils der erste Eingang der beiden Multiplexer durchgeschaltet.

[0036] In einem nicht dargestellten Ausführungsbeispiel ist der Entzerrerteil des Entzerrers/Detektors 30 als sogenannter adaptiver Entzerrer ausgeführt. Beispielsweise durch re­kursive Adaption oder durch eine auf der Beobachtung der vorverarbeiteten Quadraturkomponenten I′ und Q′ basieren­den Kanalschätzung paßt sich der Entzerrer/Detektor an die Übertragungseigenschaften der Übertragungsstrecke an.

[0037] Bei der Verwendung eines adaptiven Entzerrers/Detektors ist eine Rahmensynchronisation des Zählers bzw. der Mul­tiplexer nicht erforderlich. Ein Voreilen bzw. Nacheilen der Multiplexer stellt sich in diesem Fall für den adap­tiven Entzerrer/Detektor als eine konstante Phasenverdre­hung um ein Vielfaches von 90° dar, die der Entzerrer/De­tektor beim Adaptionsvorgang genauso ausgleicht, als sei es eine auf dem Übertragungsweg aufgetretene konstante Phasenverdrehung.

[0038] Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung zur Entzerrung und Demodulation eines binären winkelmodu­lierten Datensignales mit einem Basisbandumsetzer 100, einem adaptiven Entzerrer/Detektor 300 sowie mit einer ersten und einer zweiten Vorverarbeitungseinheit 201, 202 und mit einem Kanalschätzer 400. Beide Vorverarbeitungs­einheiten 201, 202 entsprechen in ihrer Wirkung der be­reits in dem ersten Ausführungsbeispiel geschilderten Vorverarbeitungseinheit 20.

[0039] In jedem Datenrahmen des gesendeten Signales ist eine de­finierte Bitfolge als Trainingssignal enthalten. Mit Hil­fe dieses bekannten Trainingssignales werden die auf dem Übertragungsweg auftretenden Signalverzerrungen im Detail erfaßt und ausgewertet. Die beiden Quadraturkomponenten I und Q werden zum einen direkt dem Kanalschätzer 400 zuge­führt, zum anderen über die erste Vorverarbeitungsein­heit 201 dem adaptiven Entzerrer/Detektor 300. Der Kanal­schätzer 400 wertet das in den beiden Quadraturkomponen­ten I und Q verzerrt enthaltene Trainingssignal aus und erzeugt auf bekannte Weise eine Schätzung der momentanen Kanalimpulsantwort. Diese Kanalimpulsantwort besteht ebenfalls aus zwei Quadraturkomponenten i und q. Diese beiden Quadraturkomponenten sind der zweiten Vorverarbei­tungseinheit 202 zugeführt, welche durch Invertieren und Vertauschen in geschilderter Weise zwei Signale i′ und q′ erzeugt. Diese vorverarbeiteten Signalkomponenten i′, q′ sind Einstelleingängen des adaptiven Entzerrers/Detek­tors 300 zugeführt. Mittels dieser Signale werden Koeffi­zienten des adaptiven Entzerrers/Detektors 300 so einge­stellt, daß die auf dem Übertragungsweg aufgetretenen Si­gnalverzerrungen rückgängig gemacht bzw. berücksichtigt werden.

[0040] Auch bei der in Fig. 2 dargestellten Ausführung eines adaptiven Entzerrers/Detektors müssen die Zähler bzw. Multiplexer der Vorverarbeitungseinheiten 201 und 202 nicht unbedingt mit dem Datenrahmen synchronisiert sein. Die Zähler bzw. Multiplexer der Vorverarbeitungseinhei­ten 201 und 202 müssen jedoch untereinander synchroni­siert sein, d.h. ihre Anfangszustände müssen in jedem Da­tenrahmen in einem definierten Verhältnis zueinander stehen.

[0041] Zur Entzerrung und Demodulation eignen sich auch pro­grammgesteuerte Signalprozessoren. Durch eine Vorverar­beitung der Signalkomponenten, wobei diese Vorverarbei­tung auch mittels des Signalprozessors selbst realisiert sein kann, werden auch hier entscheidende Vorteile er­zielt. Durch Verringerung des Rechenaufwandes wird zum einen der Konstruktions- beziehungsweise Programmierauf­wand verringert, zum anderen wird auf diese Weise die Si­gnalbearbeitungszeit verkürzt.

Ansprüche

1. Vorrichtung zur Entzerrung und Demodulation eines bi­nären phasenstetig winkelmodulierten Datensignals mit dem Modulationsindex h = 0,5, wobei die Vorrichtung mit einem Basisbandumsetzer versehen ist zur Erzeugung der beiden Quadraturkomponenten eines empfangenen modulierten Daten­signals im Basisband und mit einem Entzerrer/Detektor, welchem beide Quadraturkomponenten zur Rückgewinnung des ursprünglichen binären Datensignals zugeführt werden,
dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen Basisbandumsetzer (10) und Entzerrer/Detek­tor (30) eine Vorverarbeitungseinheit (20) vorgesehen ist zum Durchführen einer Signalverarbeitung, die einer in diskreten Schritten in einer vorgegebenen Rotationsrich­tung fortlaufenden Phasenrotation des durch die Quadra­turkomponenten (I, Q) dargestellten modulierten Datensi­gnals im Basisband entspricht, wobei der Betrag des Win­kels des diskreten Phasenrotationsschrittes pro Bitinter­vall des im modulierten Datensignal enthaltenen binären Datensignals sich auf 90° beläuft.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Entzerrer/Detektor (30) als adaptiver Entzerrer/­Detektor ausgeführt ist und daß ein Kanalschätzer vorge­sehen ist, der aus den vorverarbeiteten Quadraturkompo­nenten (I′, Q′) eine aus zwei Quadraturkomponen­ten (i′, q′) bestehende Schätzung der momentanen Kanalim­pulsantwort erzeugt, welches als Einstellsignal direkt dem adaptiven Entzerrer/Detektor zugeführt ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Entzerrer/Detektor als adaptiver Entzerrer/Detek­tor (300) ausgeführt ist und daß ein Kanalschätzer (400) vorgesehen ist, der aus den Quadraturkomponenten (I, Q) eine aus zwei Quadraturkomponenten (i, q) bestehende Schätzung der momentanen Kanalimpulsantwort erzeugt, wel­che zur Erhaltung eines Einstellsignals über eine zweite Vorverarbeitungseinheit (202) dem adaptiven Entzerrer/De­tektor (300) zugeführt ist, wobei die beiden Vorverarbei­tungseinheiten (201, 202) die gleichen Signalverarbeitun­gen untereinander synchron durchführen.

4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Quadraturkomponenten (I, Q) in der Vorverarbei­tungseinheit (20) taktweise verarbeitet werden, wobei in einem ersten Taktintervall beide Quadraturkomponenten un­verändert weitergegeben werden, in einem darauffolgenden zweiten Taktintervall eine der beiden Quadraturkomponen­ten invertiert wird, in einem dritten Taktintervall beide Quadraturkomponenten invertiert werden und in einem vier­ten Taktintervall die Quadraturkomponente invertiert wird, welche im zweiten Taktintervall nicht invertiert wurde, wobei jeweils im zweiten und vierten Taktintervall die beiden Quadraturkomponenten zusätzlich zu den be­schriebenen Invertierungen miteinander vertauscht werden.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Zeitdauer eines Taktintervalles der Länge eines Bitintervalles eines in den Quadraturkomponenten (I, Q) enthaltenen binären Digitalsignales entspricht.

6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Vorverarbeitungseinheit (20) aus einem ersten In­verter (21), dessen Eingang mit einem ersten Ausgang des Basisbandumsetzers (10) verbunden ist, und einem zweiten Inverter (22), dessen Eingang mit einem zweiten Ausgang des Basisbandumsetzers (10) verbunden ist, und zwei Mul­tiplexern (23, 24) mit jeweils vier Eingängen, welche von einem Modulo-4-Zähler (25) gesteuert werden, aufgebaut ist und die Ausgänge der Multiplexer (23, 24) mit den Eingängen des Entzerrers/Detektors (30) verbunden sind.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Modulo-4-Zähler (25) durch ein Rahmensynchronisa­tionssignal gesteuert wird.

8. Vorrichtung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste Eingang (1) des ersten Multiplexers (23) mit dem ersten Ausgang des Basisbandumsetzers (10), der erste Eingang (1) des zweiten Multiplexers (24) mit dem zweiten Ausgang des Basisbandumsetzers (10), der zweite Eingang (2) des ersten Multiplexers (23) mit dem Ausgang des zweiten Inverters (22) und der zweite Eingang (2) des zweiten Multiplexers (24) mit dem ersten Ausgang des Ba­sisbandumsetzers (10), der dritte Eingang (3) des ersten Multiplexers (23) mit dem Ausgang des ersten Inver­ters (21) und der dritte Eingang (3) des zweiten Multi­plexers (24) mit dem Ausgang des zweiten Inverters (22) und der vierte Eingang (4) des ersten Multiplexers (23) mit dem zweiten Ausgang des Basisbandumsetzers (10) und der vierte Eingang (4) des zweiten Multiplexers (24) mit dem Ausgang des ersten Inverters (21) verbunden ist.

9. Vorrichtung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste Eingang (1) des ersten Multiplexers (23) mit dem ersten Ausgang des Basisbandumsetzers (10), der erste Eingang (1) des zweiten Multiplexers (24) mit dem zweiten Ausgang des Basisbandumsetzers (10), der zweite Eingang (2) des ersten Multiplexers (23) mit dem zweiten Ausgang des Basisbandumsetzers (10) und der zweite Ein­gang (2) des zweiten Multiplexers (24) mit dem Ausgang des ersten Inverters (21), der dritte Eingang (3) des er­sten Multiplexers (23) mit dem Ausgang des ersten Inver­ters (21) und der dritte Eingang (3) des zweiten Multi­plexers (24) mit dem Ausgang des zweiten Inverters (22) und der vierte Eingang (4) des ersten Multiplexers (23) mit dem Ausgang des zweiten Inverters (22) und der vierte Eingang (4) des zweiten Multiplexers (24) mit dem ersten Ausgang des Basisbandumsetzers (10) verbunden ist.

10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Entzerrer/Detektor (30) ein für binäre 0°/180° phasensprungmodulierte Datensignale geeigneter Entzer­rer/Detektor ist.

11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Entzerrer/Detektor (30) ein für binäre puls-am­plituden-modulierte Datensignale geeigneter Entzerrer/De­tektor ist.

Zeichnung