Wellentypenweiche

Beschreibung

[0001] Die Erfindung bezieht sich auf eine Wellentypenweiche zur selektiven Auskopplung bestimmter Wellentypen aus einem Hohlleiter, insbesondere einem Rundhohlleiter.

[0002] Im Prinzip sind zwei Methoden bekannt, mit denen eine wellentypselektive Auskopplung erzielt wird. Die eine Methode besteht darin, daß der aus dem Hohlleiter auszukoppelnde Wellentyp an mindestens zwei Stellen des Umfangs, z.B. eines Rundhohlleiters, in eine entsprechende Zahl von Teilwellen zerlegt jeweils in der Regel nicht voll, sondern mit Rücksicht auf die hier ebenfalls koppelnden, im Hohlleiter weiterlaufenden Signalwellen nur partiell angekoppelt wird. Die Teilwellen des auszukoppelnden Wellentyps werden dann - also erst nach dem eigentlichen Kopplungsvorgang - in ihrer nur diesem Wellentyp entsprechenden Phasenlage mit einem dazu eigens notwendigen Mikrowellennetzwerk, das nach Art einer Brückenschaltung ausgebildet wird, im Idealfall vollständig rekombiniert. Dagegen werden die von anderen Wellentypen, wie z.B. den Signalwellen, unvermeidbar mitgekoppelten Teilwellen wegen ihrer zum auszukoppelnden Wellentyp konträren, gegenseitigen Phasenlage von diesem Netzwerk total reflektiert. Diese Methode, die im folgenden netzwerkselektiv genannt wird, ist grundsätzlich mit einem erheblichen technischen Aufwand verbunden, weil sie mehrere Koppelstellen und ein eigenes, oft verhältnismäßig kompliziertes Netzwerk außerhalb des Hohlleiters erfordert.

[0003] Die zweite Methode der wellentypselektiven Kopplung beruht darauf, daß die Kopplung des aus dem Hohlleiter auszukoppelnden Wellentyps mit einer seiner Feldstärkekom ponenten solchr Art und an einem solchen Ort des Hohlleiters erfolgt, daß dort keiner der vom Auskopplungsvorgang auszuschließenden Wellentypen eine ebensolche Feldstärkekomponente aufweist. Dieses im folgenden feldselektiv genannte Verfahren macht den Kopplungsvorgang selbst unabhängig von der Frequenz wellentypenselektiv und vermeidet jede direkte Beeinflussung anderer Wellentypen, z.B. der im Hohlleiter weiterlaufenden Signalwellen. Das feldselektive Kopplungsverfahren ist, sofern es von der Feldkonfiguration her überhaupt anwendbar ist, zumeist mit verhältnismäßig einfachen Mitteln zu realisieren und hat die besseren elektrischen Eigenschaften gegenüber dem netzwerkselektiven Verfahren.

[0004] Die bisher bekannten Lösungen benützen fast immer eine Mischung aus den beiden oben skizzierten Methoden. Bild 1 aus dem Aufsatz von G.Mörz "NTZ, Heft 10, Okt.73, S.441, zeigt einen nicht gerade einfach aufgebauten H₂₀ - H₀₂ - Nachführkoppler, der fast nur netzwerkselektiv arbeitet. Dagegen funktionieren die in der DE-OS 28 04 132 vorgestellten Ausführungsbeispiele von E₀₁ - H₁₁ -Weichen vollständig feldselektiv.

[0005] Aus der genannten DE-OS 28 04 132 ist eine E₀₁ - H₁₁ - Wellentypenweiche bekannt, bei der die als Peilwelle benützte E₀₁-Welle aus einem Rundhohlleiter mittels einer koaxialen Leitung mit verlängertem Innenleiter (Längssonde) ausgekoppelt wird. Diese Längssonde ist in der Mittellängsachse des sich an die Antenne anschließenden Rundhohlleiters angeordnet. Die kapazitive Längssonde auf der Achse dieses Weichen-Wellenleiters ist beispielweise von den H₁₁-Wellen jeglicher Polarisation vollständig entkoppelt, und zwar ohne jedes Selektionsnetzwerk.

[0006] Grundsätzlich sind E₀₁- H₁₁-Weichen für sich allein nur bei zirkularer Polarisation der Signalwellen imstande, die vollständige Information über die Ablage der Hauptstrahlrichtung einer Antenne von der Strahlungsquelle, z.B. einem Satelliten, zu liefern.

[0007] Daneben ist die wellentypenselektive Kopplung der H₂₁-Welle und der H₀₁- Welle im Rundhohlleiter sowie der H₂₀-, der K₀₂- und der E₁₁-Welle im Quadrathohlleiter von unmittelbarer technischer Bedeutung, da diese Wellentypen bei axialem Einfall der Signalwellen eine Nullstelle mit 180°-Phasensprung haben und ihre Amplituden bei kleinen Ablagen proportional zum Ablagewinkel sind. Ferner sind sie in bestimmten Kombinationen geeignet, auch bei linearer Polarisation der Signalwellen die vollständige Ablageinformation zu liefern. Solche Kombinationen sind z.B. im Rundhohlleiter das E₀₁ + H₂₁-Wellenduo, das E₀₁ + H₀₁-Wellenduo und das H_21A + H_21B-Wellenduo sowie im Quadrathohlleiter das K₂₀+ K₀₂-, das H₂₀ + E₁₁- und das H₀₂ + E₁₁-Duo. Unter H_21A- und H_21B-Wellen werden zwei zueinander orthogonale H₂₁-Wellen verstanden.

[0008] Im allgemeinen Fall linear polarisierter Signalwellen, mit denen in der Praxis durchaus zu rechnen ist, sind daher Doppelweichen für diese Wellentypenkombinationen erforderlich. Von den oben genannten Kombinationen zeichnen sich das E₀₁ + H₀₁ - und das H_21A + H_21B Duo dadurch aus, daß sie die vollständige Ablageinformation unabhängig von der Lage der Polarisationsebene der Signalwellen liefern. Die Doppelweichen für diese zuletzt genannten zwei Wellen-typenkombinationen brauchen also bei variierender Polarisationsebene nicht mitgedreht zu werden.

[0009] Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, neue und dabei einfache Wellentypauskopplungsmöglichkeiten anzugeben, so daß für linear polarisierte Signalwellen einsetzbare Doppelweichen für jeden einzelnen, aus dem Hohlleiter auszukoppelnden Wellentyp und die im Hohlleiter weiter zu führenden Signalwellen im wesentlichen die Anforderungen einer vollständig feldselektiven Entkopplung erfüllt werden, so wie dies schon gemäß der Anordnung nach der DE-OS 28 04 132 bei den E₀₁-H_₁₁-Weichen für den Betrieb mit zirkularer Doppelpolarisation der Fall ist. Zusätzlich soll sich die Wellentypenweiche nach der Erfindung so realisieren lassen, daß die Entkopplung zweier auszukoppelnder Peilwellentypen untereinander wenigstens 20 dB beträgt.

[0010] Die Erfindung bezieht sich auf eine wellentypenweiche gemäß dem Oberbegriff des Anspruch 1, wie sie aus der Druckschrift US-A-3815136 bekannt ist. Die Erfindungsaufgabe isst durch die im Kenn zeichen des Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Weitere Ausgestaltungen der Wellentypenweiche sind den Ansprüchen 2 bis 12 zu entnehmen.

[0011] Die Erfindung wird im folgenden anhand von fünf Figuren näher erläutert.

[0012] Es zeigen

[0013] Fig. 1 in einem Diagramm den Verlauf der relativen magnetischen Feldstärke H_z in Axialrichtung in einer Längsschnittebene durch den Rundhohlleiter für die H₀₁-, H₂₁- und H₁₁-Welle bei gleicher Leistung und einer um 10% über der H₀₁-Grenzfrequenz liegenden Betriebsfrequenz.

[0014] Fig. 2 die Schrägansicht eines H₀₁-Koaxialwellenwandlers,

[0015] Fig. 3 eine H₁₁-H₀₁-Wellenweiche, die jedoch für H₁₁-Wellen exakt rotationssymmetrisch ist, in Schrägansicht,

[0016] Fig. 4 eine weitere H₁₁-H₀₁-Wellenweiche mit nur einem einzigen Resonanzschlitz ebenfalls in einer perspektivischen Ansicht,

[0017] Fig. 5 die Schrägansicht einer H₀₁- H₁₁-Wellentypenweiche, die auf dem Prinzip des in Fig.2 dargestellten Koaxialwellenwandlers basiert.

[0018] Bevor im einzelnen auf die Figuren eingegangen wird, soll die bereits angedeutete Wertung hinsichtlich der beiden Kopplungsmöglichkeiten im Hohlleiter mit folgenden Grundsätzen konkretisiert werden. Wo immer es möglich ist, die Kopplung feldselektiv zu gestalten, ist es zweckmäßig, davon auch dann so weit wie möglich Gebrauch zu machen, wenn die gestellten Entkopplungsforderungen durch diese Selektionsart allein nicht voll erfüllt werden können. Es ist immer einfacher und daher billiger, einen möglichst großen Teil der Entkopplung feldselektiv und nur den fehlenden Rest netzwerkselektiv zu erbringen.

[0019] Es ist üblich, daß zunächst die Wand des gemeinsamen Hohlleiters, in dem die zu trennenden Wellentypen laufen, nach feldselektiven Kopplungsmöglichkeiten untersucht wird. Diese sind jedoch im praktisch interessanten Beispiel der von der Kopplung auszuschließenden H₁₁-Wellen beliebiger Polarisation nicht vorhanden, da diese Wellen in jedem Punkt der Hohlrohrinnenwand jede dort überhaupt mögliche Feldstärkekomponente aufweisen. Diese sind beispielsweise im Rundhohlleiter der E_r-, die Hφ- und die H_z-Komponente. Es gibt also an der Wand des Hohlleiters keinerlei Möglichkeit einer gegenüber H₁₁-Wellen breitbandig feldselektiven Kopplung.

[0020] Gewisse feldselektive Wirkungen in Kegelübergängen und auch an sprunghaften Querschnittsänderungen im gemeinsamen Hohlleiter werden wegen starker Frequenzabhängigkeit der dortigen Feldstärkeverhältnisse hier nicht in Betracht gezogen. Gleichwohl ist diese Methode der Selektion vor allem in engeren Frequenzbändern durchaus zusätzlich nutzbar.

[0021] Bei der Erfindung wird aus der obigen, negativen Erkenntnis heraus bei der Suche nach neuen feldselektiven Kopplungsmölichkeiten von der Hohlleiterwand abgegangen. Es findet sich folgender aus der Druckschrift US-A-3815136 bekannten Lösungsansatz. Auf der Hohlleiterachse haben die von einer Kopplung frei zu haltenden H₁₁-Wellen beliebiger Polarisation nach Fig. 1 (Ordinate für r = 0) keine magnetische Längsfeldstärke, sondern nur ein magnetisches Querfeld. Dagegen hat die als Peilwellentyp interessante H₀₁-Welle im Rundhohlleiter RH (Radius R; -R ≦αµρ¨ r ≦αµρ¨ R) nach Fig.1 für r=0, also auf der Achse,und auch im achsnahen Raum ein ausgeprägtes Maximum der magnetischen Längsfeldstärke H_Z. Es ist daher möglich, auf der Rundhohlleiterachse durch Kopplung nur mit der H_z-Komponente die H₀₁-Welle vollständig feldselektiv z.B. gegenüber den H₁₁-Wellen, d.h. vollständig unabhängig von diesen aus- oder einzukoppeln. Diese H₀₁-Kopplung ist auch vollständig feldselektiv gegenüber der E₀₁-Welle, weil auch diese, ebenso wie die H₁₁-Wellen beliebiger Polarisation, auf der Hohlleiterachse keine magnetische Längsfeldstärke hat. Außerdem hat diese H₀₁-Kopplung über die H_z-Komponente - wie aus Fig.1 hervorgeht - eine hohe Feldselektivität gegenüber der H₂₁-Welle, und zwar auch noch bei einer Kopplung im achsnahen Raum, weil die H_z-Komponente der H₂₁-Welle wegen der horizontalen Tangente auf der Achse mit zunehmender Entfernung von der Achse nur sehr langsam von Null ausgehend ansteigt.

[0022] Zur Interpretation von Fig.1 ist nachzutragen, daß hier an der Ordinate die relativen H_z-Komponenten der H₀₁, H₁₁-und H₂₁-Welle bei jeweils gleicher Leistung und bei einer Frequenz dargestellt sind, die 10 % über der Grenzfrequenz der H₀₁-Welle liegt. Fig.1 enthält daher noch nicht die nur bei der H₀₁-Welle zur H_z-Kurve nach Fig.1 noch hinzutretende H_z-Überhöhung als Folge ihres Auftreffens auf einen Kurzschluß unmittelbar hinter der Wellentypenweiche.

[0023] Die H_z-Kurven in Fig. 1 geben den relativen H_z-Verlauf in einer Längsschnittebene durch den Rundhohlleiter RH und seine Achse wieder. Da diese H_z-Kurve nur bei der H₀₁-Welle rotationssymmetrisch ist, kann sie auch nur bei der H₀₁-Welle als Erzeugende der Fläche angesehen werden, mit der die räumliche H_z-Verteilung dieses Wellentyps beschrieben wird. Dagegen sind die H_z-Kurven für die H₁₁- und die H₂₁-Welle nur jeweils in einer solchen Längsschnittebene gezeigt, in der H_z maximal wird (cos φ = 1 bei H₁₁ bzw. cos 2φ = 1 bei H₂₁). In einer dazu senkrechten Längsschnittebene ist bei der H₁₁-Welle H_z= 0 (wegen cos 90°= 0), und die H₂₁-Welle hat hier gegenüber Fig.1 eine H_z-Komponente mit entgegengesetztem Vorzeichen (cos 180° = -1) bei gleicher Amplitude. In einer gegenüber Fig.1 allgemein um den Winkel φ gedrehten Längsschnittebene ergibt sich der H_z-Verlauf bei der H₁₁-Welle durch Multiplikation der H_z-Kurve in Fig.1 mit cos φ und bei der H₂₁-Welle mit dem Faktor cos 2 φ.

[0024] Die Erfindung geht nunmehr von der als opportun befundenen, reinen H_z-Kopplung auf der Hohlleiterachse oder im achsnahen Raum aus. Die praktische, erfindungsgemäße Realisierung dieser Kopplung besteht in der Idee, in den bislang leeren, runden Wellenleiter (Rundhohlleiter) abschnittsweise einen metallischen Innenleiter einzuführen, dessen Durchmesser d im Vergleich zum äußeren Innendurchmesser D des nunmehr koaxialen Wellenleiters klein ist, z.B. etwa d <D/5. Durch einen solchen Innenleiter werden die Feldzustände der einzelnen H-Wellentypen nur im Nahbereich des Innenleiters geringfügig und keinesfalls grundsätzlich verändert. Die Feldstärkekomponenten an der Innenleiteroberfläche passen sich den bekannten Gesetzen an, nach denen das elektrische Feld senkrecht auf der Leiteroberfläche stehen muß und das magnetische Feld parallel zu dieser verlaufen muß. Die dadurch hervorgerufenen kleinen Feldverzerrungen, wie auch die Auswirkungen der induktiven und kapazitiven Feldverdrängung durch den Innenleiter werden um so kleiner, je kleiner sein Durchmesser ist. Ebenso wenig wirkt ein Innenleiter mit kleinem Durchmesser d auf die Grenzfrequenzen der wichtigsten H-Wellentypen, wie es abhängig von d im Diagramm in der Abb.4.4 auf S.216 im "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik" von Meinke/Grundlach, 1.Aufl.,1956, Springer-Verlag dargestellt ist. Der Leitungswellenwiderstand für H₁₁-Wellen wird durch den Innenleiter erniedrigt; bei einem Innenleiterdurchmesser d = D/5 liegt die zugehörige Reflexion in der leicht beherrschbaren Größenordnung r_△Z ≈ 10%: Natürlich fließen auf dem Innenleiter Oberflächenströme gemäß dem Durchflutungsgesetz jeweils senkrecht auf der örtlich vorhandenen, resultierenden magnetischen Feldstärke. Nach dem Aufsatz von W.Baier in der Zeitschrift "AEÜ", Band 22, Heft 4, Seite 184 sind die von diesen Innenleiterströmen verursachten, zusätzlich zu den Außenleiterverlusten auftretenden Leitungsverluste bei nicht zu großen Innenleiterdurchmessern maximal ebenso groß wie die Außenleiterverluste und somit sehr klein.

[0025] Während also die Einführung eines Innenleiters nur durchaus beherrschbare Nebenwirkungen hat, gewinnt man dadurch eine Vielfalt neuartiger Kopplungsmöglichkeiten mit sehr guten elektrischen Eigenschaften, wie im folgenden gezeigt ist.

[0026] Zunächst ist es möglich, mit einem, zwei oder mehreren Resonanzschlitzen, die parallel zur Innenleiterachse in die Wand des hohlen Innenleiters eingebracht sind und die von jeweils einem im Inneren des Innenleiters radial verlaufenden Leiter untereinander gleichphasig und gleich stark angeregt werden, an einer der Schlitzzahl entsprechenden Anzahl von Stellen auf der äußeren Oberfläche des Innenleiters untereinander gleichphasige und gleich große, magnetische Längsfelder zu erzeugen. Mit dieser Feldkonfiguration, die sich bei der keinesfalls schmalbandigen Schlitzresonanz in den Raum des koaxialen Wellenleiters ausbreitet, wird die H₀₁-Welle angeregt oder ausgekoppelt, und zwar mit einer umso besseren Feldselektivität gegenüber allen H₁₁- und H₂₁-Wellen, je dünner der Innenleiter relativ zum äußeren Leiter ist. Der sehr einfache Aufbau solcher H₀₁- H₁₁-Weichen, z.B. nach Fig. 2, wird später noch ausführlich erläutert.

[0027] Über dieses erste Ergebnis einer fast vollständig feldselektiven H₀₁-Kopplung hinaus eröffnen sich im koaxialen Wellenleiter folgende weitere, neue Kopplungsmöglichkeiten. Hierzu wird ausgegangen von der Erkenntnis, daß die Feldstärken- und Stromverteilung an der Innenwand des äußeren Leiters einer koaxialen Wellenleitung - diese Verteilung entspricht weitgehend derjenigen im hohlen Leiter für den jeweiligen Wellentyp - mit der Feldstärken- und Stromverteilung auf dem Innenleiter dieses Koaxialwellenleiters im geometrischen Sinne ähnlich ist. Daraus wird die erfindungsgemäße These abgeleitet, daß sämtliche an der Hohlleiterwand außen bisher angewandten und überhaupt anwendbaren Koppelmechanismen für jegliche Wellentypen, geometrisch verkleinert auch am Innenleiter eines koaxialen Wellenleiters eingesetzt werden können. Sie erfüllen hier von innen heraus - sozusagen als hohlwelttheoretisches Pendant zu den bisherigen äußeren Kopplern - die gleiche Prinzipfunktion wie bei den Außenkopplern.

[0028] Die mit der Einführung des Innenleiterkopplers erzielbare erfindungsgemäßen Fortschritte sind wie folgt zusammenzufassen. Die Zusammenschaltung mehrerer Koppelstellen ist beim Innenleiterkoppler mit Leitungslängen möglich, die um mehr als eine Größenordnung kürzer sind als beim bisherigen Außenkoppler; denn die Kombinationsleitungen laufen von ihrem Ursprung an der jeweiligen Koppelstelle ausgehend direkt aufeinander zu und können daher auf kürzesten Wegen (λ _o/10 und darunter), z.B. in einem Sternpunkt wie in Fig.3, auf der Achse des Innenleiters zusammengeschaltet werden. Eine solche Schaltung wirkt, wie am Beispiel später noch erläutert wird, auf einfachste Weise und mit sehr geringer Frequenzabhängigkeit netzwerkselektiv. Dieses Verfahren zur Erzeugung von Netzwerkselektivität durch ein inneres Netzwerk, d.h. ein im Innenleiter gelegenes Netzwerk, hebt sich also vorteilhaft von der bereits vorher geschilderten, bisherigen Möglichkeit mit einem äußeren Selektionsnetzwerk, d.h. einem außerhalb des Rund- oder Quadrathohlleiters befindlichen Netzwerke ab, bei dem die an den jeweiligen Koppelstellen entspringenden Kombinationsleitungen topologisch sehr ungünstig zunächst radial nach außen, also auseinanderlaufen und erst mit umständlichen Umlenkmanövern, wie z.B. nach dem bereits erwähnten "NTZ"-Aufsatz von G.Mörz, wieder aufeinander zugeführt werden müssen. Aus diesen Gründen müssen hier die äußeren Kombinationsleitungen mindestens etwa zwei Wellenlängen lang sein.

[0029] Aus den sehr kurzen Leitungslängen beim inneren Selektionsnetzwerk ergibt sich weiter der Vorteil, daß die einzelnen Koppelelemente auf die nicht zu koppelnden Wellentypen nur noch mit der Summe ihrer reinen Reaktanzen wirken, d.h. ohne die langen, am Ende kurzgeschlossenen, äußeren Zusatzleitungen. Diese reinen Reaktanzen haben einen wesentlich geringeren Frequenzgang als beim bekannten Außenkoppler und können daher breitbandig kompensiert werden, und zwar auch dann, wenn das einzelne Koppelelement bei nicht oder nur schwach feldselektiven Anordnungen zwecks möglichst vollständiger Auskopplung des gefragten Wellentyps auch mit dem nicht auszukoppelnden Wellentyp partiell stark verkoppelt ist. Dies bedeutet, daß der auszukoppelnde Wellentyp am Weichenausgang nahezu vollständig verfügbar ist und trotzdem die durch die starke Koppelung auf den nicht auszukoppelnden Wellentyp ausgeübte Reaktanzwirkung kompensiert werden kann. Es erscheint sogar möglich, daß diese Reaktanz für den nicht zu koppelnden Wellentyp dazu ausgenützt werden kann, um andere für diesen Wellentyp bestehende Reaktanzen, z.B. der Pfostenkreuze nach der DE-OS 28 04 132, damit wenigstens teilweise zu kompensieren.

[0030] Bei nach der Erfindung ausgebildeten Weichen muß der Innenleiter mit einer Haltevorrichtung in seiner exakt zentrischen Lage gehalten werden. Außerdem muß der Peilwellentyp oder deren zwei nach der Umwandlung z.B. in die Form der koaxialen Grundwelle im Inneren des Innenleiters zur weiteren Verwertung in den Raum außerhalb des äußeren Leiters des koaxialen Wellenleiters befördert werden. Dazu kann eine Innenleiterhalterung nebst koaxialer Herausführung mit guten Eigenschaften z.B. nach den in der DE-OS 28 04 132 aufgezeigten Prinzipien und Ausführungsbeispielen eingesetzt werden.

[0031] Im folgenden wird eine Reihe von praktischen Anwendungsbeispielen der oben entworfenen Grundsätze vorgeführt.

[0032] In Fig. 2 ist in einer perspektivischen Aussicht ein praktisch ausgeführter und erprobter Welentypenwandler gezeigt, der die H₀₁-Welle des Rundhohlleiters innerhalb von Frequenzbändern der relativen Breite von 15 % nahezu vollständig in die Grundwelle der Koaxialleitung umformt. Dieser H₀₁-Koaxialwellenwandler besteht aus einem relativ kurzen, äußeren Rohrleiter 1, der im Vordergrund von Fig.2 zu sehen ist. Dieser äußere Rohrleiter 1 ist hinten zunächst durch eine metallische Platte 2 abgeschlossen. Die Funktion dieser Kurzschlußplatte 2 kann für die H₀₁-Welle im Rundhohlliter jederzeit durch einen kegelförmigen oder sprunghaften Übergang auf einen engeren Rundhohlleiter ersetzt werden, in dem sich das H₀₁-Feld im betrahteten Frequenzbereich nur noch aperiodisch gedämpft ausbreiten kann., während die H₁₁-Welle auch im engeren Rundhohlleiter noch gut ausbreitungsfähig ist. Mit einer solchen Querschnittsverengung wird der H₀₁-Koaxialwellen-übergang zu einer H₀₁-H₁₁-Wellentypenweiche erweitert. Dargestellt ist eine solche Wellentypenweiche in der später noch erläuterten Fig. 5.

[0033] Durch eine axiale Bohrung 3 in der Kurzschlußplatte 2 der Anordnung nach Fig.2 ist ein Innenleiter 4 geschoben, der in diesem Abschnitt zusammen mit dem äußeren Rohrleiter 1 einen koaxialen Wellenleiter bildet und der daher im folgenden Welleninnenleiter 4 genannt wird. Im Inneren dieses Welleninnenleiters 4 ist koaxial ein zentraler Leiter 5 untergebracht. Dieser zentrale Leiter 5 - im folgenden Koaxialinnenleiter 5 genannt - ist leitend mit einem Querblech 6 verbunden, das sich als bandförmiger Innenleiter symmetrisch nach links und rechts verzweigt. Das bandleiterartige Blech 6 verläuft entlang waagrechter innerer Durchmesser im Welleninnenleiter 4 und ist an zwei einander diametral gegenüberliegenden Längslinien mit der Innenwand des Welleninnenleiters 4 leitend verbunden.

[0034] Fließt nun aus der von rechts hinten kommenden Koaxialleitung ein Strom, der momentan nach vorn gerichtet sei, so verzweigt sich dieser Strom des Koaxialinnenleiters 5 in zwei gleiche Teilströme, die auf dem Querblech 6 nach rechts bzw. nach links zur Innenwand des Welleninnenleiters 4 weiterfließen. Jeder dieser Teilströme fließt zur einen Hälfte entsprechend seiner Herkunft z.B. vom oberen in Fig.2 sichtbaren Halbkreis des Innenleiters 5 auf der oberen Fläche des Querblechs 6, während die andere Hälfte auf der unteren Blechoberfläche fließt. Zwei in Fig.2 sichtbare Längsschlitze 7 und 8 in der Wand des Welleninnenleiters 4 denke man sich vorübergehend leitend verschlossen. Treffen dann die Ströme des Querblechs 6 auf die innere Wand des Welleninnenleiters 4, so werden die auf der oberen Seite des Blechs 6 von rechts und von links her zur Wand fließenden Ströme nach oben umgelenkt und die Ströme auf der Unterseite des Blechs 6 nach unten. Die Ströme fließen also unmittelbar nach dem Knick in Umfangsrichtung zu beiden Seiten des Blechs nach oben und unten auseinander, biegen dann stetig in Längsrichtung nach hinten ab und verteilen sich schließlich quadrantenweise gleichmäßig über den Umfang der Innenfläche des Welleninnenleiters 4.

[0035] Aus dieser Stromverteilung auf der Innenwand des Welleninnenleiters 4 ergeben sich einige praktisch interessante Koppelmechanismen, die dadurch realisiert werden, daß in die zu diesem Zweck dünn gehaltene Wand des Welleninnenleiters 4 an geeigneten Stellen Koppelöffnungen zum koaxialen Wellenleiter eingebracht werden.

[0036] Fig. 2 zeigt eine Koppelanordnung mit zwei Längsschlitzen 7 und 8 in der Welleninnenleiterwand 4, und zwar verläuft der linke Schlitz 7 unmittelbar über dem stromzuführenden Querblech 6, der rechte Schlitz 8 dagegen unmittelbar darunter. Der Durchmesser, auf dem die Koppelschlitze 7 und 8 einander diametral gegenüberliegen, hat also eine leichte Schräglage, die aber wegen der Rotationssymmetrie des anzuregenden H₀₁-Wellentyps bedeutungslos ist.

[0037] Wird jetzt der oben betrachtete Momentanstrom weiter verfolgt, der auf dem Querblech 6 an die Längsschlitze 7 und 8 heranfließt, so setzt sich dieser als über den Längsschlitz 7 bzw. 8 fließender Verschiebungsstrom besonders dann fort, wenn die Längsschlitze 7 und 8 im betrachteten Frequenzbereich etwa eine halbe Wellenlänge λ_olang sind und somit Resonanzschlitze darstellen. Der Resonanzschlitz 7 bzw. 8 mit seinem Verschiebungsstrommaximum in der Mitte übernimmt dann direkt den Leitungsstrom vom Querblech 6, das etwa halb so breit ist wie die Resonanzschlitze 7 und 8 lang sind. Auf die im bereits zitierten Buch von Meinke/Grundlach auf Seite 311 und 312 angegebenen Möglichkeiten, Resonanzschlitze zu bauen, die wesentlich kürzer sind als λ_o/2 wird hingewiesen. Der Verschiebungsstrom im linken Koppelschlitz 7 der Weiche nach Fig. 2 ist z.B. für den ihn erzeugenden, oben betrachteten Momentanstrom nach oben gerichtet und hat daher nach dem Durchflutungsgesetz an der äußeren Fläche des Welleninnenleiters 4 - also im Raum des koaxialen Wellenleiters - eine nach vorn gerichtete, magnetische Längsfeldstärke zur Folge. Im rechten Koppelschlitz 8 ist der momentane Verschiebungsstrom nach unten gerichtet und erzeugt somit an der Außenfläche des Welleninnenleiters 4 ebenfalls ein nach vorn gerichtetes magnetisches Längsfeld, das aus Symmetriegründen die gleiche Amplitude hat wie beim Schlitz 7. Diese H_z-Feldkonfiguration entspricht der H₀₁-Welle im Rundhohlleiter, wie u.a. aus Fig. 1 folgt.

[0038] Die technisch wichtige Frage, wie sich der H₀₁-Wandler nach Fig. 2 gegenüber H₁₁-Wellen verhält, hängt von der Polarisation dieser H₁₁-Welle ab. Eine in Fig. 2 horizontal polarisierte H_11h-Welle ist schon von jedem Resonanzschlitz 7,8 für sich allein betrachtet vollständig entkoppelt, weil bei dieser Polarisation die Wandströme auf der Außenfläche des Welleninnenleiters 4 im Bereich der Resonanzschlitze 7,8 - ebenso wie auf der Innenwand des äußersten Leiters 1 - nur parallel zu den Schlitzen 7 und 8 verlaufen. Das liefert bei diesem Wandler neben der später noch erläuterten Selektionswirkung durch das Querblech 6 einen hohen Beitrag zur H_11h-Entkopplung von Koaxialarm. Diese Entkopplung ist auf mehr als 50 dB zu veranschlagen.

[0039] Eine in der Anordnung nach Fig.2 vertikal polarisierte H_11vWelle regt zwar mit ihren auf dem Welleninnenleiter 4 fließenden Wandströmen, die quer auf die Resonanzschlitze 7 und 8 treffen, den einzelnen Resonanzschlitz 7 bzw. 8 an, aber in vorteilhafter Weise gegenüber der H₀₁-Welle mit einer viel kleineren Amplitude. Dies zeigt der H_zVergleich in Fig.1 bei gleicher Leistung dieser beiden Wellentypen Es ergibt sich eine hohe Feldselektivität, die einen hohen H_11v-Entkopplungsanteil liefert, der mit dünner werdendem Welleninnenleiter nach Fig.1 weiter ansteigt.

[0040] Der zweite Anteil zur H_11v-Entkopplung beruht darauf, daß die H_z-Komponenten der H_11v-Welle am Ort der beiden Resonanzschlitze 7 und 8 untereinander entgegengesetzt gerichtet sind. Die von beiden Resonanzschlitzen 7 und 8 auf das Querblech 6 übergehenden, zur Rohrachse hin gerichteten Ströme haben dann nach dem Durchflutungsgesetz stets untereinander gleiche Richtung und bei symmetrischem Aufbau auch gleiche Amplitude. Daher gleichen sich diese Radialströme auf dem Querblech 6 gegenseitig stets aus, und es bleibt kein Differenzstrom, der auf dem Koaxialinnenleiter 5 nach hinten abfließen könnte, d.h. die Grundwelle der Koaxialleitung ist von der H_11v-Welle vollständig entkoppelt.

[0041] Zum gleichen Ergebnis führt die folgende Betrachtung der elektrischen Feldstärken: Die von der H_11v-Welle in den beiden Resonanzschlitzen 7 und 8 hervorgerufenen Verschiebungsströme haben, wie vorstehend erläutert wurde, nach dem Durchflutungsgesetz stets untereinander gleiche räumliche Richtung. Dies gilt mit einer für beide Koppelorgane gleichen Zeitphase auch für die entsprechenden elektrischen Feldstärken, die sich zwischen dem Querblech 6 und der Innenwand des Welleninnenleiters 4 in Richtung zur Achse ausbreiten. Wichtig ist, daß von diesen elektrischen Feldstärken gleicher räumlicher Richtung die eine von links kommende auf der oberen Fläche des Querbleches 6 herrscht und die andere, von rechts kommende, auf der unteren Seite des Querbleches 6. Da ferner die elektrischen Felder der auf dem Querblech 6 laufenden Grundwelle in ein und demselben Querschnitt über und unter dem Querblech 6 stets einander entgegengesetzte Richtung haben, sind die von beiden Resonanzschlitzen 7 und 8 ausgehenden Teilwellen der H_11v-Welle untereinander gegenphasig. Ihre elektrischen Feldstärken treffen daher in der Mitte sowohl auf der Ober- wie auch auf der Unterseite des Querbleches 6 stets gegeneinander gerichtet zusammen. Die elektrischen Felder beider Teilwellen löschen sich also in der durch die Achse verlaufenden, senkrechten Längsschnittebene stets aus. Es herrscht hier eine Nullstelle der resultierenden elektrischen Feldstärke, d.h. es entsteht eine räumlich stationäre Kurzschlußebene, so daß in der hier angeschlossenen Koaxialleitung die koaxiale Grundwelle nicht angeregt werden kann.

[0042] Das Querblech 6 ist ein Musterbeispiel eines sehr einfachen, gleichwohl aber sehr wirkamen, inneren Selektionsnetzwerkes. Es bewirkt im Zusammenspiel mit den Resonanzschlitzen 7 und 8 bei der H₀₁-Welle, daß ihre H_z-Komponenten, die im Bereich beider Resonanzschlitze 7 und 8 untereinander gleiche Richtung haben, auf dem Querblech 6 untereinander entgegengesetzt gerichtete Radialströme erzeugen. Damit erzwingt der maximale Differenzstrom - das ist die skalare Summe dieser beiden Radialströme - eine optimale Anregung der Koaxialleitungswelle. Demgegenüber erzeugen die an den Resonanzschlitzen 7 und 8 untereinander entgegengesetzt gerichteten H_z-Komponenten der H_11v-Welle auf dem Querblech stets Radialströme gleicher Richtung, die sich ohne koaxialen Differenzstrom gegenseitig auf dem Querblech 6 ausgleichen.

[0043] Der auf dem Querblech 6 fließende Ausgleichsstrom führt zur Anregung eines H₁₁-Feldes im Inneren des Welleninnenleiters 4, d.h. zu einem verkleinerten Abbild der erzeugenden H_11v-Welle im äußeren, koaxialen Wellenleiter 1. Da der äußere Wellenleiter 1 mit seiner H₀₁- bzw. H₁₁-Grenzfrequenz den Betriebsfrequenzbereich bestimmt, liefert der wesentlich dünnere Welleninnenleiter 4 für das in ihm erzeugte H₁₁-Feld eine kräftige aperiodische Dämpfung. Neben diesem physikalischen Grund für die hohe Entkopplung der H₁₁-Welle von der Grundwelle der Koaxialleitung ist darauf hinzuweisen, daß die sich in der Koaxialleitung 4,5 noch ausbreitenden H₁₁-Feldreste ihrerseits total von der koaxialen Grundwelle entkoppelt sind.

[0044] Der auf dem Querblech 6 von der H_11v-Welle hervorgerufene Ausgleichsstrom übt auf diese Welle im zentralen durchlaufenden koaxialen Wellenleiter 1,4 eine gewisse Reaktanzwirkung aus. Diese Rückwirkung ist nach Fig.1 wegen der gegenüber der H₀₁-Welle relativ kleinen koppelnden H_zFeldstärken nicht stark, und sie wird umso schwächer, je kleiner der Durchmesser des Welleninnenleiters 4 wird. Da die Reflexion der H₁₁-Durchgangswege dieser Wellentypenweichen sehr klein sein soll, wird diese Rückwirkung im folgenden noch näher betrachtet.

[0045] Die physikalische Ursache dieser Reaktanzwirkung ist darin zu sehen, daß die Wandströme der H_11v-Welle auf dem Welleninnenleiter 4 in der Regel nicht ungestört über die Resonanzschlitze 7 und 8 fließen können, sondern dort eine gewisse Reaktanz zu überwinden haben. Diese Reaktanz wird dargestellt von der Parallelschaltung des reinen Resonanzschlitzes 7 bzw. 8 und des im Welleninnenleiter 4 daran angeschlossenen, inhomogenen Leitungsystems, bestehend aus der rechten bzw. linken Hälfte dem Querbleches 6 in Fig.2 und aus der Innenfläche des rechten bzw. linken Halbzylinders an der Innenwand des Welleninnenleiters 4.

[0046] Die beiden untereinander gleichen Resonanzschlitze 7 und 8 verhalten sich in der Umgebung iher Resonanz jeweils wie ein stark bedämpfter Parallelresonanzkreis. Sie sind also hochohmig, so daß die auf den Resonanzschlitz 7 bzw. 8 treffenden Wandströme hier angenähert nur die Reaktanz am Eingang des obigen inneren Leitungssystems im Welleninnenleiter 4 vorfinden. Dieses innere Leitungssystem wird gebildet aus der Innenfläche des rechten Halbzylinders des Welleninnenleiters 4 als "Außenleiter" und der jeweiligen Hälfte des Querbleches 6 als "Innenleiter". Dieses Leitungssystem ist am Ende kurzgeschlossen, und zwar in der Anordnung von Fig. 2 in der durch die Achse verlaufenden, senkrechten Längsschnittebene. Dies ist darin begründet, daß in dieser Ebene die Spannungslosigkeit - verifiziert durch die Entkopplung der koaxialen Ausgangsleitung - dadurch erzwungen wird, daß die von den beiden Resonanzschlitzen 7 und 8 stammenden, untereinander gleich starken Teilwellen der H_11v-Wellen in der Mitte des Querbleches 6 - wie bereits erläutert - gegenphasig aufeinandertreffen.

[0047] Die H_11v-Wandströme auf dem Welleninnenleiter 4 werden dann nicht gestört, wenn der in der Mittelebene herrschende Kurzschluß über das innere Leitungsystem an den Ort der Resonanzschlitze 7 und 8 transformiert wird. Dies wird bei Betriebsfrequenzen ereicht, bei denen die halbe Länge 1_rdes Querbleches 6 entweder klein ist gegen die Wellenlänge - etwa l_r ≦ωτ¨ λ ο/10 - , oder bei l_r≈n. λ ο / 2. Es ist allerdings darauf hinzuweisen, daß mit zunehmender Ordnungszahl n die räumliche Lage der Wiederkehrorte dieses Kurzschlusses bei Frequenzänderung immer stärker variiert. Es ergeben sich räumlich nicht stationäre Wiederkehrpunkte des stationären Kurzschlusses in der Mittelebene.

[0048] Hingegen tritt das erste H_11v-Reflexionsmaximum mit steigender Frequenz dann auf, wenn die Leitungslänge l_r = 0,25 λ_or wird; denn bei dieser Frequenz und in ihrer Umgebung ist das innere Leitungsystem am Ort der Resonanzschlitze 7 und 8 hochohmig. Gemildert wird dieser Einfluß auf die Wandströme der H_11v-Welle dadurch, daß wegen der Schlitzlänge l_s> 2 l_r die Schlitzresonanz weit unter dem H_11v-Reflexionsmaximum liegt, und daher der Schlitz 7 bzw. 8 hier nicht mehr hochohmig ist.

[0049] Es ist mit der Anordnung nach Fig.2 wegen des prinzipiell dünnen Welleninnenleiters 4 erstmals möglich, das erste H_11v-Reflexionsmaximum mit l_r = 0,25 λ_or so weit über den Betriebsfrequenzbereich zu schieben, daß es nicht mehr stört. Ein derart kurzes inneres Selektionsnetzwerk ist den bisherigen, äußeren Selektionsnetzwerken mit ihren viel längeren Kombinationsleitungssystemen hinsichtlich Breitbandigkeit und vor allem wegen der Einfachheit der Anordnung wesentlich überlegen.

[0050] Der H₀₁-Koaxialwellenwandler nach Fig.2 läßt sich in folgender Weise zu einer H₀₁ - H₁₁ -Peilwellenweiche erweitern, wie sie in Fig.5 in einer Schrägansicht dargestellt ist.Die Kurzschlußplatte 2 im Hintergrund der Anordnung nach Fig.2 wird in der Anordnung nach Fig.5 durch einen sprunghaften, stetigen oder gestuften Übergang 16 auf einen Hohlleiter 17 oder Wellenleiter solcher Art ersetzt, daß sich in diesem weiterführenden Wellenleiter 17 nur noch ein aperiodisch abklingendes H₀₁-Feld ausbreiten kann, während sich H₁₁-Wellen hier genügend weit über ihrer Grenzfrequenz, und daher aperiodisch ungedämpft ausbreiten können. Solche Übergänge werden nach bekannten Prinzipien dimensioniert. Der Welleninnenleiter 4 wird entweder nach hinten so weit verlängert, bis es an einem geeigneten Abschluß, z.B. an einer Polarisationsweiche mit freiem Zentrum, möglich ist, die Koaxialleitung mit der umgewandelten H₀₁-Welle aus dem Wellenleiter herauszuführen. Falls dies wegen zwischengeschalteter und das Durchziehen eines Welleninnenleiters 4 sehr erschwerender Elemente wie z.B. Krümmer nicht möglich ist, wird der Welleninnenleiter 4 möglichst kurz gehalten und mit radial oder schräg zum äußeren Leiter 1 verlaufenden Streben in seiner zentralen Lage gehalten. Diese Haltestreben, die sich auch dazu eignen, die innere Koaxialleitung herauszuführen, können nach den in der DE-OS 28 02 132 aufgestellten Grundsätzen dimensioniert werden.

[0051] Wie bereits erwähnt wurde, ist die so entstandene H₀₁-H₁₁-Weiche bezüglich beliebig polarisierter H₁₁-Wellen noch nicht exakt rotationssymmetrisch, wenngleich der Grad der Unsymmetrie, der sich auf Unterschiede in der Reflexion (siehe H_11v- bzw. H_11h-Verhalten) und in der elektrischen Länge der Weichendurchgangswege für orthogonale H₁₁-Wellen bezieht, wegen der relativ sehr geringen Kopplung der H₁₁-Wellen (Fig.1) nicht hoch ist. Wie erläutert, wird diese Unsymmetrie bei der H₀₁-H₁₁-Weiche mit zwei Resonanzschlitzen 7 und 8 nach Fig. 2 um so kleiner, je dünner der Welleninnenleiter 4 im Vergleich zum Außenleiter 1 der koaxialen Wellenleitung gemacht wird.

[0052] Absolute Rotationssymmetrie, wie sie z.B. im Betrieb mit zirkularer Doppelpolarisation notwendig ist, wird mit der in einer Schrägansicht in Fig. 3 skizzierten H₀₁-H₁₁-Weiche erreicht, und zwar auch bei relativ großen Durchmessern des Welleninnenleiters 4. Die Weiche in Fig.3 arbeitet nach dem gleichen Prinzip der feldselektiven H_z-Kopplung wie die Weiche in Fig.2. Zusätzlich zum horizontalen, in diesem Fall aus zwei Hälften 6'und 6" bestehendes Querblech 6 dieser Weiche mit zwei Resonanzschlitzen 7 und 8 wird bei der Anordnung nach Fig.3 ein vertikales ebenfalls aus zwei Hälften 9'und 9" bestehendes Querblech 9 eingeführt, das in gleicher Weise mit dem Innenleiter 5 der nach hinten verlaufenden Koaxialleitung kontaktiert ist wie das horizontale Querblech 6. Das neu hinzugefügte, vertikale Querblech 9 speist zwei weitere Resonanzschlitze 10 und 11 in der Wand des Welleninnenleiters 4. Der obere Resonanzschlitz 10 ist nach Fig.3 unmittelbar rechts neben dem Querblechabschnitt 9' und der untere Schlitz 11 links vom Querblechabschnitt 9" angebracht. Die vier Resonanzschlitze 7,8,10 und 11 in Fig.3 liegen also von der Rohrachse aus betrachtet durchweg auf der gleichen Seite ihres jeweiligen Quer blechabschnittes. Ein Strom, der auf dem zentralen koaxialen Innenleiter 5 von hinten kommt, wird wegen der Symmetrie der Anordnung in vier untereinander gleich starke und gleichphasige Teilströme auf den vier, radial nach außen laufenden Querblechabschnitten 6', 6", 9'und 9" aufgeteilt. Diese Ströme speisen die Resonanzschlitze 7,8,10 und 11 und erzeugen dort Verschiebungsströme, die stets zyklisch liegen und die auf der Außenfläche des Welleninnenleiters 4 vor den vier Resonanzschlitzen 7,8,10 und 11 im koaxialen Wellenleiter 1,4 jeweils H_z-Komponenten von untereinander stets gleicher Stärke und Richtung anregen. Diese Feldkonfiguration entspricht wiederum derjenigen der H₀₁-Welle des runden, koaxialen Wellenleiters.

[0053] Die Weiche nach Fig.3 verhält sich aus Gründen der Symmetrie gegenüber horizontal polarisierten H_11h-Wellen exakt ebenso wie gegenüber vertikal polarisierten H_11v-Wellen, nämlich so, wie es bei der Weiche nach Fig.2 für H_11v-Wellen beschrieben ist. Die Anordnung nach Fig.3 stellt somit im Hinblick auf Reflexion und elektrische Länge für beliebig polarisierte H₁₁-Wellen eine vollständig rotationssymmetrische H₀₁- H₁₁ -Weiche dar. Damit ist bei einer entsprechend der Fig.3 ausgebildeten Weiche jegliche Depolarisation linear oder zirkular polarisierter H₁₁-Wellen ausgeschlossen. Dies gilt auch dann, wenn der Durchmesser des Welleninnenleiters 4 relativ groß ist, d.h. wenn eine größere Anzahl von Verschiebungsstromlinien auf den Welleninnenleiter 4 treffen und als Folge davon eine nennenswerte Verkopplung einzelner der Resonanzschlitze 7,8,10 oder 11 mit den H₁₁-Wellen auftritt. Da relativ große Durchmesser des Welleninnenleiters 4 aus Gründen der Herstellbarkeit bei höheren Betriebsfrequenzen, z.B. über 10 GHz, in Betracht zu ziehen sind, eignet sich die Weichenanordnung nach Fig.3 vor allem für höhere Frequenzen und bei sehr hohen Entkopplungsforderungen zwischen dualen Zirkularpolarisationen.

[0054] Neben der vollständigen Rotationssymmetrie hat die Weiche nach Fig.3 die folgende weitere neue Eigenschaft. Die gekreuzten Querbleche 6 und 9 dieser Weiche wirken nicht nur für H₁₁-Wellen jeglicher Polarisation als inneres Selektionsnetzwerk, sondern auch gegenüber der H₂₁-Welle. Auf der Außenfläche des Welleninnenleiters 4 hat die H₂₁-Welle an diametral gegenüberliegenden Stellen H_z-Komponenten von untereinander gleicher Stärke und Richtung. Diese H_z-Komponenten, die nach Fig.1 im Vergleich zu denen der H₀₁-Welle sehr klein sind, wären für sich allein betrachtet in der Lage, über die beiden Resonanzschlitze 7,8 des einen, z.B. horizontalen Querbleches 6 einen kleinen Differenzstrom in der Koaxialleitung zu erzeugen. Gleiches gilt für den Koppler nach Fig.2, dessen H₂₁-Selektivität "nur" auf der z.B. aus Fig.1 entnehmbaren feldselektiven Wirkung beruht, die mit kleiner werdendem Durchmesser des Welleninnenleiters 4 ansteigt.

[0055] Bei der Weiche nach Fig.3 hingegen erzeugt die H₂₁-Welle mit ihrem zweiten H_z-Komponentenpaar vor den beiden Resonanzschlitzen 10 und 11 des anderen z.B. vertikalen Querbleches 9 einen ebenso kleinen Differenzstrom wie die beiden zuerst betrachteten H_z-Komponenten. Da das erste und das zweite H_z-Komponentenpaar bei der H₂₁-Welle untereinander gleiche Amplitude, aber stets entgegengesetzte Richtung haben, wie sich bei jeglicher H₂₁-Polarisation aus dem H₂₁-Feldbild des koaxialen Wellenleiters ergibt, gilt dies auch für die entsprechenden Differenzströme. Diese Differenzströme, die ja in ein und derselben Koaxialleitung fließen, löschen sich somit stets gegenseitig aus.

[0056] Die H₂₁-Welle ist also bei der Weiche nach Fig.3 nicht nur mit ihrer bloßen Feldselektivität, je nach dem Durchmesser des Welleninnenleiters 4, von der Koaxialleitung entkoppelt, sondern zusätzlich noch mit der Netzwerkselektivität, die den gekreuzten Querblechen 6 und 9 gegenüber der H₂₁-Welle zukommt. Diese Netzwerkselektivität ist bei voller Symmetrie der Anordnung breitbandig beliebig hoch.

[0057] Bei der Anordnung nach Fig.3 kann mit folgender einfachen Änderung ein grundsätzlicher Funktionswandel, und zwar zum H₂₁-Koaxialwellenwandler, herbeigeführt werden. Beide Resonanzschlitze ein und desselben, an sich beliebigen Querbleches 6 oder 9 werden gegenüber der in Fig.3 gezeigten Lage auf der jeweils anderen Seite dieses Querbleches 9 bzw. 6 angebracht. Ein Primärstrom aus der Koaxialleitung erzeugt dann im koaxialen Wellenleiter 4,1 vor den Resonanzschlitzen 7,8,10 und 11 H_z-Komponenten, die in zyklischer Reihenfolge alternierende Richtungen haben. Diese H_z-Konfiguration paßt nun zur H₂₁-Welle, die angeregt wird. Dagegen ist diese alternierende H_z-Komponentenfolge konträr zur H₀₁-Welle und auch zu H₁₁-Wellen jeglicher Polarisation. Dieses abgewandelte innere Selektionsnetzwerk koppelt also nun die H₂₁-Welle mit der Koaxialleitung 5,4 und entkoppelt diese von der H₀₁-Welle und von allen H₁₁-Wellen. Die Netzwerkselektivität wird hier allerdings von einem negativen Beitrag durch "Feldselektivität" reduziert, da eine im koaxialen Wellenleiter laufende H₀₁-Welle nach Fig.1 die einzelnen Resonanzschlitze 7,8,10 und 11 nach wie vor viel stärker anregt als die H₂₁-Welle.

[0058] Zur Vervollständigung dieser Betrachtung wird darauf hingewiesen, daß in Fig.4 in einer perspektivischen Ansicht die Grundform der vorher beschriebenen H₀₁-Koaxial-Wellenweiche dargestellt ist. Diese Bauweise hat in einem Welleninnenleiter 12 nur einen einzigen Resonanzschlitz 13, der von einem "halben", d.h. nur über einen halben Durchmesser reichenden Querblech 14 aus der Koaxialleitung 5, 12 mit dem zentralen Innenleiter 15 gespeist wird. Diese Anordnung arbeitet rein feldselektiv, ohne jedes innere Selektionsnetzwerk. Gleichwohl ist von dieser Anordnung unter Berücksichtigung der relativen H_z-Amplituden in Fig.1 eine umso höhere Entkopplung der H₂₁- Welle und aller H₁₁-Wellen von der Koaxialleitung zu erwarten, je dünner der Welleninnenleiter 12 ist, wobei insbesondere die H₁₁-Reflexion sehr klein wird. Dieser einfache Innenschlitzkoppler ist insbesondere für tiefere Frequenzen, etwa unter 2 GHz, geeignet.

[0059] In den drei in den Fig.3 bis 5 dargestellten Ausführungsbeispielen ist der Rohrleiter 1 nicht wie beim Beispiel nach Fig.2 durch eine metallische Kurzschlußplatte abgeschlossen, sondern er geht mittels eines kegelförmigen Übergangsstückes 16 auf einen engeren Rundhohlleiter 17 über. In diesem engeren Rundhohlleiter 17 kann sich z.B. das H₀₁-Feld nur noch aperiodisch gedämpft ausbreiten, wogegen die H₁₁-Welle dort noch gut ausbreitungsfähig ist.

Ansprüche

1. Wellentypenweiche für einen Rundhohlleiter (1), in dem zur Auskopplung des H₀₁-Wellentyps und zur Umwandlung der H₀₁-Welle in eine koaxiale Grundwelle in einem Abschnitt eine Koaxialleitung angebracht ist, deren Innenleiter (5) auf der zentralen Längsachse des Rundhohlleiters (1) verläuft und deren Außenleiterwandung (4) zumindest einen axial verlaufenden Resonanzschlitz (7, 8, 10, 11) aufweist,
dadurch gekennzeichnet,
daß an einer Längsseite jedes Resonanzschlitzes (7, 8, 10, 11) innen an der Außenleiterwandung jeweils ein leitendes Blech (6', 6", 9', 9") befestigt ist, das mit seiner gegenüberliegenden Seite mit dem Innenleiter (5) der Koaxialleitung verbunden ist.

2. Wellentypenweiche nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Außenleiterwandung (4) mehrere axial verlaufende Resonanzschlitze (7, 8, 10, 11) aufweist, die gleichmäßig verteilt rund um den Umfang der Außenleiterwandung der Koaxialleitung angeordnet sind.

3. Wellentypenweiche nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Außenleiterwandung (4) der Koaxialleitung zwei axial verlaufende Resonanzschlitze (7, 8) aufweist, die zueinander um 180° versetzt am Umfang der Außenleiterwandung der Koaxialleitung angeordnet sind.

4. Wellentypenweiche nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Außenleiterwandung (4) der Koaxialleitung vier axial verlaufende Resonanzschlitze (7, 8, 10, 11) aufweist, die zueinander um 90° versetzt rund um den Umfang der Außenleiterwandung der Koaxialleitung angeordnet sind.

5. Wellentypenweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß bei Vorhandensein mehrerer Resonanzschlitze (7, 8, 10, 11) in der Außenleiterwandlung (4) der Koaxialleitung die leitenden Bleche (6', 6", 9', 9") entlang des Innenumfangs der Koaxialleitungsaußenleiterwandung (4) stets an der gleichen Längsseite von jedem der Schlitze (7, 8, 10, 11) angebracht sind.

6. Wellentypenweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Bleche (6, 9) eine Längsausdehnung von etwa der Hälfte der Längsausdehnung eines Resonanzschlitzes (7, 8) aufweisen.

7. Wellentypenweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Resonanzschlitze (7, 8) eine Längsausdehnung von etwa einer halben Betriebswellenlänge aufweisen.

8. Wellentypenweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Resonanzschlitze (7, 8) und die leitenden Bleche (6, 9) in geringer Entfernung vor einem solchen Rundhohlleiterbereich (2) angeordnet sind, in dem sich der Querschnitt des Rundhohlleiters (1) kegelförmig oder sprunghaft verengt, derart daß der mittels der Koppelelemente ausgekoppelte Wellentyp nicht mehr als Wellen ausbreitungsfähig ist.

9. Wellentypenweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Durchmesser d der Außenleiterwandung (4) der Koaxialleitung im Vergleich zum Innendurchmnesser D des Rundhohlleiters (1) klein ist, z.B. D/d ≈5.

10. Wellentypenweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Koaxialleitung mittels mehrerer, innen an der Rundhohlleiterwandung angreifender Streben zentral im Rundhohlleiter (1) gehalten ist.

11. Wellentypenweiche nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet,
daß eine der Streben so ausgebildet ist, daß in ihr jeweils der auszukoppelnde und umgewandelte H₀₁-Wellentyp aus dem Hohlleiter (1) herausführbar ist.

12. Wellentypenweiche nach einem der Ansprüche 1 bis 9,
gekennzeichnet durch
eine Kombination mit einer Polarisationsweiche derart, daß die Koaxialleiteraußenwandung (4) an ihrem einen Ende mit der ein freies Zentrum aufweisenden Polarisationsweiche verbunden ist, und die Koaxialleitung mit der umgewandelten H₀₁-Welle durch das freie Zentrum herausgeführt ist.

Claims

1. Mode filter for a circular waveguide (1), in one section of which a coaxial line is provided for extracting the H₀₁ wave mode and for converting the H₀₁ wave into a coaxial fundamental wave, the inner conductor (5) of which coaxial line extends on the central longitudinal axis of the circular waveguide (1), and the outer conductor wall (4) of which has at least one axially extending resonance slot (7, 8, 1O, 11), characterized in that a conductive sheet (6', 6", 9', 9") is fastened in each case to the outer conductor wall on the inside on one longitudinal side of each resonance slot (7, 8, 10, 11), which sheet is connected at its opposite side to the inner conductor (5) of the coaxial line.

2. Mode filter according to Claim 1, characterized in that the outer conductor wall (4) has a plurality of axially extending resonance slots (7, 8, 10, 11) which are arranged distributed evenly around the circumference of the outer conductor wall of the coaxial line.

3. Mode filter according to Claim 2, characterized in that the outer conductor wall (4) of the coaxial line has two axially extending resonance slots (7, 8) which are arranged offset to each other by 180° on the circumference of the outer conductor wall of the coaxial line.

4. Mode filter according to Claim 2, characterized in that the outer conductor wall (4) of the coaxial line has four axially extending resonance slots (7, 8, 10, 11) which are arranged offset to each other by 90° around the circumference of the outer conductor wall of the coaxial line.

5. Mode filter according to one of the preceding claims, characterized in that, given the presence of a plurality of resonance slots (7, 8, 10, 11) in the outer conductor wall (4) of the coaxial line, the conductive sheets (6', 6", 9', 9") along the inner circumference of the coaxial line outer conductor wall (4) are always fastened to the same longitudinal side of each of the slots (7, 8, 10, 11).

6. Mode filter according to one of the preceding claims, characterized in that the sheets (6, 9) have approximately half the longitudinal extent of the longitudinal extent of a resonance slot (7, 8).

7. Mode filter according to one of the preceding claims, characterized in that the resonance slots (7, 8) have a longitudinal extent of approximately half an operating wavelength.

8. Mode filter according to one of the preceding claims, characterized in that the resonance slots (7, 8) and the conductive sheets (6, 9) are arranged at a close distance from such a circular waveguide region (2) in which the cross-section of the circular waveguide (1) constricts in the fashion of a cone or suddenly, in such a way that the wave mode extracted by means of the coupling elements is no longer capable of being propagated as waves.

9. Mode filter according to one of the preceding claims, characterized in that the diameter d of the outer conductor wall (4) of the coaxial line is small, for example D/d ≈ 5, in comparison with the interior diameter D of the circular waveguide (1).

10. Mode filter according to one of the preceding claims, characterized in that the coaxial line is held centrally in the circular waveguide (1) by means of a plurality of struts engaging on the inside of the circular waveguide wall.

11. Mode filter according to Claim 10, characterized in that one of the struts is designed in such a way that the respective H₀₁ wave mode which is to be extracted and has been converted can be led out of the waveguide (1) in said strut.

12. Mode filter according to one of Claims 1 to 9, characterized by a combination with a polarizing filter in such a way that the coaxial conductor outer wall (4) is connected at one of its ends to the polarizing filter having a free centre, and the coaxial line with the converted H₀₁ wave is led out through the free centre.

Revendications

1. Filtre de mode pour un guide d'ondes circulaire (1), dans une section duquel, pour le découplage du type d'onde H₀₁ et pour la conversion de l'onde H₀₁ en une onde de base coaxiale, est disposé un câble coaxial dont le conducteur intérieur (5) est disposé suivant l'axe longitudinal central du guide d'ondes circulaire (1) et dont la paroi formant conducteur extérieur (4) possède au moins une fente résonnante axiale (7,8,10,11), caractérisé par le fait que sur un côté longitudinal de chaque fente résonnante (7,8,10,11) et intérieurement sur la paroi formant conducteur extérieur est fixée respectivement une tôle conductrice (6',6",9',9"), qui est reliée par son côté opposé au conducteur intérieur (5) du câble coaxial.

2. Filtre de mode suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que la paroi formant conducteur extérieur (4) comporte plusieurs fentes résonnantes axiales (7,8,10,11), qui sont réparties de façon uniforme sur le pourtour de la paroi formant conducteur extérieur du câble coaxial.

3. Filtre de mode suivant la revendication 2, caractérisé par le fait que la paroi formant conducteur extérieur (4) du câble coaxial possède deux fentes résonnantes axiales (7,8), qui sont disposées en étant décalées de 180° sur le pourtour de la paroi formant conducteur extérieur du câble coaxial.

4. Filtre de mode suivant la revendication 2, caractérisé par le fait que la paroi formant conducteur extérieur (4) du câble coaxial comporte quatre fentes résonnantes axiales (7,8,10,11), qui sont réparties, en étant décalées réciproquement de 90°, sur le pourtour de la paroi formant conducteur extérieur du câble coaxial.

5. Filtre de mode suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que dans le cas de la présence de plusieurs fentes résonnantes (7,8,10,11) dans la paroi formant conducteur extérieur (4) du câble coaxial, les tôles conductrices (6',6",9',9") sont toujours disposées sur le même côté longitudinal de chacune des fentes (7,8,10,11), le long du pourtour intérieur de la paroi formant conducteur extérieur (4) du câble coaxial.

6. Filtre de mode suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les tôles (6,9) possèdent une étendue longitudinale égale approximativement â la moitié de l'étendue longitudinale d'une fente résonnante (7,8).

7. Filtre de mode suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les fentes résonnantes (7,8) possèdent une étendue longitudinale égale approximativement à la moitié d'une longueur d'onde de service.

8. Filtre de mode suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les fentes résonnantes (7,8) et les tôles conductrices (6,9) sont disposées à une faible distance d'une zone (2) du guide d'ondes circulaire, dans laquelle la section transversale de ce guide d'ondes circulaire (1) se rétrécit avec une forme conique ou de façon étagée de telle sorte que le type d'onde découplé au moyen des éléments de couplage n'est plus apte à se propager sous la forme d'ondes.

9. Filtre de mode suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le diamètre d de la paroi formant conducteur extérieur (4) du câble coaxial est faible par rapport au diamètre intérieur D du guide d'ondes circulaire (1), et que l'on a par exemple D/d ≈ 5.

10. Filtre de mode suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le câble coaxial est maintenu en position centrée dans le guide d'ondes circulaire (1) à l'aide de plusieurs entretoises fixées intérieurement sur la paroi du guide d'ondes circulaire.

11. Filtre de mode suivant la revendication 10, caractérisé par le fait que l'une des entretoises est agencée de telle sorte que, dans cette entretoise, respectivement le type d'onde H₀₁ devant être découplé et converti peut être ressorti du guide d'ondes (1).

12. Filtre de mode suivant l'une des revendications 1 à 9, caractérisé par une combinaison à un aiguillage de polarisation de telle sorte que la paroi extérieure (4) du câble coaxial est raccordée, par l'une de ses extrémités, au filtre de polarisation, qui possède un centre libre, et le câble coaxial ressort au niveau du centre libre, avec l'onde H₀₁ convertie.

Zeichnung