[0001] Die Erfindung betrifft allgemein elektronische Vorschaltgeräte zum Betrieb von einem
oder mehreren Leuchtmitteln anhand eines Wechselrichters, welcher mindestens einen
Leistungstransistor aufweist. Insbesondere betrifft die Erfindung ein Verfahren und
eine Vorrichtung zur Überwachung von Stromspitzen in derartigen elektronischen Vorschaltgeräten
(EVG), insbesondere innerhalb des Wechselrichters.
[0002] EVG mit Wechselrichter werden als Betriebsgeräte für unterschiedliche Leuchtmittel
eingesetzt, insbesondere Gasentladungslampen, LEDs oder OLEDs.
[0003] Es ist bekannt, dass Stromspitzen in einem solchen EVG negative Auswirkungen haben
können. Der Wechselrichter schaltet normalerweise bei Nullspannung (engl. zero voltage
switching). Wird hingegen bei über einem Leistungstransistor anstehender Restspannung
geschaltet, entstehen kurze, aber unter Umständen sehr hohe Stromspitzen, die hohe
Verlustleistung in den Leistungstransistoren bewirken können. Dies kann zu einer die
Lebensdauer beeinträchtigenden Überlastung oder schlimmstenfalls zur Zerstörung der
Bauelemente, insbesondere der Leistungstransistoren, führen.
[0004] Es ist demnach wünschenswert, derartige Stromspitzen zu überwachen und gegebenenfalls
anhand ihrer Auswertung eine entsprechend angepasste Steuerung und gegebenenfalls
die Abschaltung des Wechselrichters herbeizuführen, so dass Überlastung oder gar Zerstörung
vermieden werden kann.
[0005] Im Patent
EP 1 275 276 wird vorgeschlagen, den Leistungstransistorstrom bzw. den idealen Schaltzeitpunkt
zu erfassen durch Vergleich der Spannung an einem in Serie geschalteten Messwiderstand
mit einem Schwellwert.
[0006] Es sind hierzu bereits Schaltungen bekannt, welche eine oder mehrere Dioden oder
Zenerdioden verwenden, um nur die abträglichen Stromspitzen zu erfassen, typischerweise
über einen Messwiderstand in Serie mit dem Leistungstransistor. Eine solche Schaltung
ist in FIG.4 gezeigt. Über die Diode(n) D1, D2 wird ein RC-Glied mit großer Zeitkonstante
gespeist. Überschreitet der Spannungspegel am Messwiderstand während einer Stromspitze
die Flussspannung der Diode(n), wird der Kondensator C relativ schnell aufgeladen.
Entladen wird er hingegen deutlich langsamer über den Widerstand R wegen der größeren
Zeitkonstante. Hierdurch könnten auch zeitversetzt aufeinander folgende Stromspitzen
die Spannung über dem Kondensator unter Umständen noch hoch halten. Der Spannungspegel
am Kondensator kann ausgewertet werden und zu entsprechenden Anpassungen in der Ansteuerung
des Wechselrichters, etwa zum Sicherheitsabschalten verwendet werden.
[0007] Die zuvor beschriebene Schaltung gemäß FIG.4 hat jedoch einige Nachteile. Aufgrund
der verwendeten Dioden, insbesondere bei Verwendung von Zenerdioden oder bei einer
Serienschaltung, können nur relativ hohe Strom- bzw. Spannungsspitzen erfasst werden.
Geringere Spitzen werden also nicht zuverlässig erfasst. Diese können jedoch in der
Praxis gehäuft auftreten, zu einem unkontrollierten Anstieg der Verlustleistung in
den Leistungstransistoren führen und bringen somit die ernsthafte Gefahr von Überlastung
und Zerstörung mit sich.
[0008] Zudem besteht bekanntermaßen eine beträchtliche Temperaturabhängigkeit der Diodenflussspannung,
so dass auch die Auswertung temperaturabhängig wird und demnach auch selbst abträglich
durch Verlustleistung beeinträchtigt wird. Ferner ist die mit der zuvor beschriebenen
Schaltung erzielte Ausgangsspannung relativ gering, so dass zur weiteren Verarbeitung
typischerweise eine Verstärkung erforderlich ist.
[0009] Eine diesbezüglich weiterentwickelte Vorrichtung zur Überwachung von Stromspitzen
in einem elektronischen Vorschaltgerät für Leuchtmittel wurde in der Offenlegungsschrift
DE 10 2009 047 714 vorgeschlagen. Das Vorschaltgerät mit an sich bekanntem Aufbau hat einen Wechselrichter
mit zwei Leistungstransistoren in Halbbrückenschaltung zur Erzeugung einer Wechselspannung.
Die
DE 10 2009 047 714 offenbart hierfür eine spezielle Ermittlungsschaltung zum Auswerten eines an einem
Messwiderstand in Serie zu einem Leistungstransistor abgegriffenen Messsignals hinsichtlich
abträglicher Stromspitzen. Gemäß
DE 10 2009 047 714 wird die zeitliche Ableitung des Stroms durch die Leistungstransistoren ermittelt,
indem ein Differenzierglied die Spannung über dem Messwiderstand differenziert. Mit
dem Differenzierglied wirkt eine Transistor-Vergleichsschaltung zusammen, zwecks Erzeugung
eines schwellwertabhängigen Signals, welches an die Steuervorrichtung zur Steuerung
der Leistungstransistoren ausgegeben wird.
[0010] Als Differenzierglied zur Ermittlung der zeitlichen Ableitung des Stroms schlägt
die
DE 10 2009 047 714 vor, eine Induktivität bzw. Spule in Serie zum Messwiderstand und den Leistungstransistoren
zu schalten. An der Spule kann die zeitliche Ableitung des Stroms unmittelbar als
Spannungssignal parallel abgegriffen werden. Nachträglich bei dieser Lösung ist unter
anderem, dass die zusätzlich in Serie zur Halbbrücke geschaltete Spule die Qualität
der gewünschten Wechselspannung beeinträchtigen kann. Weiter ist eine Schaltung gemäß
DE 10 2009 047 714 nicht ohne Weiteres rückwärtskompatibel mit bestehenden Betriebsgeräten. Schließlich
wird in der Schwellwertschaltung aus
DE 10 2009 047 714 weiterhin eine Diode verwendet, d.h. dass unerwünschtes temperaturabhängiges Verhalten
weiterhin nicht ausgeschlossen ist.
[0011] Der vorliegenden Erfindung liegt mithin die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren bzw.
eine Vorrichtung zur Überwachung von unerwünschten Stromspitzen in einem EVG bereitzustellen,
welche die vorgenannten Nachteile zumindest teilweise vermeidet.
[0012] Diese Aufgabe löst die Erfindung verfahrensmäßig schon mit dem Merkmalen des Anspruchs
1. Vorrichtungsseitig wird die Aufgabe bereits durch eine Schaltungsvorrichtung mit
den Merkmalen nach Anspruch 5 bzw. ein EVG mit den Merkmalen nach Anspruch 11 gelöst.
[0013] Das vorgeschlagene Verfahren zeichnet sich dadurch aus, dass das Messsignal, welches
alle Stromspitzen im Wechselrichterstrom wiedergibt bzw. anzeigt, differenziert wird
mittels eines Hochpass als Differenzierglied. Anschließend, beispielsweise mittels
einer Einweg-Triggerschaltung, wird das hochpassgefilterte Signal zur Veränderung
des Ausgangssignals genutzt. Durch eingangsseitiges Differenzieren mittels eines Hochpass
werden ohne Beeinträchtigung der Funktion der Halbbrücke und kleinere Stromspitzenidentifizierbar
und sicher auswertbar. Durch den Hochpass, welcher mit seinem Eingang parallel am
Messwiderstand abgreifen kann, wird auch vermieden, eine Veränderung der Brückenschaltung
vornehmen zu müssen. Zudem kann durch den Hochpass bei geringem Schaltungsaufwand
das Differenzieren bzw. zeitliche Ableiten erzielt werden.
[0014] Das mit dem Hochpass gefilterte Signal wird bevorzugt durch eine Einweg-Triggerschaltung
weiter verarbeitet, um lediglich bei Impulsen einer Polarität entsprechend den abträglichen,
unerwünschten Stromspitzen, das Ausgangssignal zu verändern. Die Erzeugung des Ausgangssignals
kann auf verschieddene Arten, etwa durch unipolare Verstärkung im Sinne eines Einquadranten-Verstärkers,
ausgeführt werden. Eine solche Triggerschaltung erlaubt in Verbindung mit dem Hochpass
als Differenzierglied bzw. Vorstufe die Vermeidung von überhöhten und/oder temperaturabhängigen
Schwellwerten, und dies ohne die eigentliche Schaltung der Halbbrücke zu beeinträchtigen.
[0015] In einer besonders kostengünstigen Lösung erfolgt das Differenzieren mittels eines
passiven Hochpass. Unabhängig hiervon erweist sich für typische Betriebsgeräte eine
erfindungsgemäße Hochpassfunktion mit einer Grenzfrequenz im Bereich von 320kHz bis
8MHz (8'000kHz), vorzugsweise im Bereich von 530kHz bis 5,3MHz (5'300kHz), als besonders
zweckmäßig. Hierbei wird als Grenzfrequenz diejenige Frequenz verstanden, bei welcher
die übertragene Amplitude auf den 0,707-fachen Wert absinkt, und ein Filter erster
Ordnung angenommen.
[0016] In einer einfachen und zweckmäßigen Ausführung erfolgt das Umschalten des Ausgangssignals
mittels eines Transistors welcher zur Ansteuerung durch das Differenzierglied und
ausgangseitig mit einem Kondensator verschaltet ist, so dass anhand des Transistors
durch verzögertes Aufladen und schnelles Entladen des Kondensators ein quasi digitales
Ausgangssignal erzeugt wird. Umgekehrt kann das Ausgangssignal natürlich auch durch
schnelles Aufladen und zeitverzögertes Entladen erzeugt werden. Hierbei ermöglicht
es die unterschiedliche Zeitkonstante auch mehrere aufeinander folgenden Stromspitzen
bzw. Stromstösse geringerer Stärke zuverlässig zu erfassen und zur Erzeugung bzw.
Erhaltung eines Ausgangssignals, welches unerwünschte Spitzen anzeigt, zu nutzen.
Zweckmäßig wird als Transistor ein BJT-Verstärker in Emitterschaltung mit Arbeitspunkt
im B-Betrieb betrieben. Dieser Betrieb erlaubt in einfacher Weise, dass der Transistor
nur bei Impulsen mit der zu erfassenden Polarität im hochpassgefilterten Signal das
Auf- bzw. Entladen des Kondensators bewirkt. Vorzugsweise erfolgt langsames bzw. verzögertes
Aufladen des Kondensators gemäß einer fest vorgegebenen oder vorzugsweise einstellbaren
ersten Zeitkonstante und schnelles Entladen gemäß einer deutlich kleineren zweiten
Zeitkonstante. Die erste Zeitkonstante des Aufladevorgangs ist vorzugsweise im Bereich
von einigen Millisekunden, etwa größer als 5ms. Die Zeitkonstante zum Entladen ist
deutlich geringer, etwa ≤1µs, vorzugsweise im Bereich von wenigen hundert Nanosekunden.
[0017] Das vorgeschlagene Überwachungsverfahren ermöglicht unter anderem das gezielte Steuern
des mindestens einen Leistungstransistors des Wechselrichters mittels einer Steuerschaltung
welche den Leistungstransistor des Wechselrichters in Abhängigkeit des Ausgangssignals
der Auswerteschaltung ansteuert, so dass Stromspitzen durch Anpassung der Schaltzeitpunkte
vermieden oder zumindest verringert werden. Das Verfahren kann somit zur optimalen
Regelung der Betriebsparameter genutzt werden. Ergänzend oder alternativ kann es auch
zur Sicherheitsabschaltung, zur Fehlererkennung und/oder zur Leuchtmittelerkennung
eingesetzt werden.
[0018] Die erfindungsgemäße Vorrichtung bzw. ein damit ausgestattetes erfindungsgemäßes
Betriebsgerät für Leuchtmittel, insbesondere ein EVG, zeichnet sich somit aus durch
ein Hochpass als Differenzierglied zwecks Differenzieren des Messsignals, wobei der
Hochpass zum eingangseitigen Anschluss parallel an den Messwiderstand vorgesehen ist.
[0019] Vorzugsweise wird ein passiver Hochpass, insbesondere aber nicht zwingend ein RC-Hochpass,
eingesetzt. Die Grenzfrequenz liegt zweckmäßig im Bereich von 320kHz bis 8MHz, vorzugsweise
im Bereich von 530kHz bis 5,3MHz.
[0020] Vorteilhaft wird die Auswerteschaltung ergänzt durch eine Einweg-Triggerschaltung
zum Erzeugen eines Ausgangssignals. Die Einweg-Triggerschaltung ändert nur bei Impulsen
einer vorbestimmten Polarität im hochpassgefilterten Signal das Ausgangssignal, so
dass das Ausgangssignal lediglich störende Stromspitzen anzeigt.
[0021] Zweckmäßig umfasst die Vorrichtung bzw. Schaltung einen RC-Hochpass als Differenzierglied
sowie eine Einweg-Triggerschaltung mit einem Transistor-Verstärker und einem integrierenden
Kondensator. Eine vorteilhafte Differenzier-Funktion wird erzielt, mit einem RC-Hochpass
mit einer Zeitkonstante τ im Bereich von 20ns bis 500ns (20*10
-9s ≤ R*C ≤ 500*10
-9s), insbesondere im Bereich von 30ns bis 300ns. Vorzugsweise wird in der Triggerschaltung
ein BJT-Verstärker in Emitterschaltung mit Arbeitspunkt im B-Betrieb vorgesehen. Zweckmäßig
ist es hierbei, wenn der Kondensator parallel zum den Durchgangsanschlüssen des Transistors
auf Masse geschaltet ist und am anderen Knotenpunkt mit dem Transistor über einen
festen oder einstellbaren Widerstand an die Speisung angeschlossen ist. Hierbei ist
der Widerstand vorzugsweise deutlich größer als der Durchgangswiderstand des BJT-Verstärkers.
[0022] Die vorgeschlagenen Vorrichtung bzw. Auswerteschaltung kann auf einfache Weise in
Schaltpläne bereits bestehender Steuerschaltungen aufgenommen und integriert werden.
[0023] Die Erfindung wird im Folgenden durch das Beschreiben einer Ausführungsform und weiterer
erfindungswesentlicher Merkmale unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen
erläutert, wobei
- FIG.1
- ein erfindungsgemäß ausgebildetes EVG als Schaltschema mit den für die Erfindung relevanten
Komponenten;
- FIG.2
- eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Überwachung von Stromspitzen in einem EVG gemäß
FIG.1;
- FIG.3
- unterschiedliche Spannungs- bzw. Signalverläufe in einer Prinzipdarstellung zur Erläuterung
des erfindungsgemäßen Verfahrens; und
- Fig.4
- eine aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung zur Überwachung von Stromspitzen
in einem EVG
zeigen.
[0024] FIG.1 zeigt teilweise ein erfindungsgemäß ausgebildetes elektronisches Vorschaltgerät
(EVG), insgesamt mit 10 bezeichnet, in einer Prinzipdarstellung. Das EVG 10 umfasst
in FIG.1 einen Wechselrichter 12 mit zwei zu einer Halbbrücke geschalteten Leistungstransistoren
S1, S2. In einer nicht gezeigten aber äquivalenten Ausführungsform kann auch eine
Vollbrücke mit vier Leistungstransistoren im Wechselrichter 12 eingesetzt werden.
Jeder Leistungstransistor S1, S2 ist zum Schutz gegen Überspannung mit einer Freilaufdiode
parallel beschaltet. Nicht gezeigt sind weitere an sich bekannte Komponenten zur Speisung
der Brückenschaltung mit einer Gleichspannung U0, wie etwa ein netzgespeister Gleichrichter,
Sinusregler und Speicherkondensator, deren Wirkweise bekannt und für vorliegende Erfindung
nicht ausschlaggebend ist.
[0025] Die Gleichspannung U0 wird durch alternierende Ansteuerung der beiden Leistungstransistoren
S1, S2 zerhackt zur Erzeugung einer Rechteck-Wechselspannung U1 mit hoher Frequenz,
welche dem effizienten Betrieb von einem oder mehreren Leuchtmitteln, bspw. einer
oder mehrerer Gasentladungslampen bzw. Leuchtstoffröhren dient, die in FIG.1 schematisch
mit LP bezeichnet ist/sind. Am Ausgang des Wechselrichters 12 ist eine Drosselspule
L1 angeordnet, welche zur Lampe LP in Reihe geschaltet ist. Die Kondensatoren C3,
C4 ergänzen die Drosselspule L1 bzw. den Wechselrichter 12 zur Erzeugung einer zum
Betrieb der Lampe(n) LP geeigneten Spannungsform.
[0026] Zur Erzeugung der Rechteck-Wechselspannung U1 wird jeder Steueranschluss der beiden
Leistungstransistoren S1, S2, d.h. jedes Gate im Falle von MOSFETs, durch eine Treiber-
bzw. Steuerschaltung angesteuert, schematisch mit 20 bezeichnet. Die Steuerschaltung
20 ist in das EVG 10 integriert und dient neben dem Betrieb des Wechselrichters 12
typischerweise auch der Steuerung der Vorheiz- und Zündphasen der Lampe(n) LP.
[0027] Wie aus FIG.1 ersichtlich ist in Serie zur Brückenschaltung des Wechselrichters 12,
d.h. zu den Leistungstransistoren S1, S2 ein Messwiderstand Rsh geschaltet, welcher
als Stromwandler zur Erfassung unerwünschter Stromspitzen dient. Der Messwiderstand
Rsh ist unmittelbar zwischen den Quellen- bzw. Source-Anschluss des unteren Leistungstransistors
S1 und Masse bzw. den Gegenpol zu U0 des Speicherkondensators (nicht gezeigt) geschaltet.
[0028] Zwischen dem Source-Anschluss des unteren Leistungstransistors S1 und dem Messwiderstand
Rsh wird ein Messsignal, insbesondere die Messspannung Ush abgegriffen, das Stromspitzen
im Strom durch die Leistungstransistoren S1, S2 anzeigt.
[0029] Bei Idealbetrieb schalten die Leistungstransistoren S1, S2 so dass keine oder nur
unwesentliche Stromspitzen durch Restspannung erzeugt werden. Im praktischen Betrieb
kann dies jedoch nicht ohne weiteres gewährleistet werden, u.a. bedingt durch Herstellungstoleranzen
der Lampe(n) LP und der Komponenten. Zur Vermeidung störender Einwirkung solcher unerwünschter
Stromspitzen, ist die Steuerschaltung 20 mit einer Auswerteschaltung 14 versehen,
deren Eingang das am Messwiderstand Rsh abgegriffene Messsignal Ush zugeführt wird.
Die Auswerteschaltung 14 kann hierbei zusammen mit der Steuerschaltung 20 als integrierte
Schaltung oder auch physisch getrennt ausgeführt sein.
[0030] FIG.2 zeigt schematisch eine bevorzugte Ausführung der Auswerteschaltung 14. Diese
umfasst ein als RC-Hochpass ausgeführtes Differenzierglied 16 mit einem Kondensator
C1 und einen Widerstand R1. Am Knotenpunkt zwischen dem in Serie mit dem Abgriff am
Messwiderstand Rsh geschalteten Kondensator C1 und dem auf Masse führenden Widerstand
R1 wird somit eine spektral auf den Bereich höherer Frequenzen gefiltertes Signal
U
F bereitgestellt. Von diesem Knotenpunkt wird das gefilterte Signal U
F über einen Widerstand R2 zur Strombegrenzung zum Ansteuern des Steuer- bzw. Basisanschluss
eines BJT-Transistors T1 verwendet.
[0031] In einem Ausführungsbeispiel wird der RC-Hochpass mit einer Zeitkonstante von etwa
100ns ausgeführt, z.B. durch einen 100Ω Widerstand R1 und einen 1nF Kondensator C1.
Die Zeitkonstante liegt bei typischen Betriebsfrequenzen des Wechselrichters 12 bevorzugt
im Bereich von 30-300ns.
[0032] Der Transistor T1 ist Teil einer Einweg-Triggerschaltung 18, welche neben dem Differenzierglied
16 das andere wesentliche Glied der Auswerteschaltung 14 darstellt. Die Einweg-Triggerschaltung
18 dient insbesondere dazu, nur bei Impulsen im gefilterten Signal U
F, welche unerwünschten Stromspitzen bzw. Stromstössen entsprechen, das Ausgangssignal
U
OUT zu verändern. Demnach soll die Einweg-Triggerschaltung 18 bei entgegen gerichteten
Impulsen, welche bspw. beim eigentlichen Schaltvorgang der Leistungstransistoren S1,
S2 erzeugt werden, das Ausgangssignal U
OUT nicht verändern. Dementsprechend zeigt das Ausgangssignal U
OUT zuverlässig lediglich störende Stromspitzen der Auswerteschaltung 14 an.
[0033] Zu diesem Zweck ist der Transistor T1 vorzugsweise als BJT in Emitterschaltung (Engl.
"common emitter") mit Arbeitspunkt im B-Betrieb geschaltet. Dementsprechend kann der
BJT T1 ohne Basis-Emitter Vorspannung betrieben werden, sodass weder Basisstrom noch
Kollektorstrom fließen wenn das gefilterte Signal U
F keine Spannung hat bzw. Null ist. Der Transistor (T1) erzeugt somit einen Kollektor-Emitter-Strom
nur bei Impulsen einer Polarität im gefilterten Signal U
F, welche den zu erfassenden Stromspitzen entsprechen.
[0034] Das Ausgangssignal U
OUT wird von einem integrierenden Kondensator C2 der Einweg-Triggerschaltung 18 abgegriffen,
welcher in Serie mit einem Widerstand R3 einen Spannungsteiler zwischen der Speisespannung
+V
CC und Masse bildet. Der Transistor T1 ist parallel zum Kondensator C2, d.h. mit Kollektor
am Knoten zum Widerstand R3 und mit Emitter auf Masse geschaltet. Somit kann der Transistor
zur Erzeugung eines quasi digitalen Ausgangssignals U
OUT durch Kurzschluss auf Masse eine verhältnismäßig schnelle Entladung des Kondensators
C2 bewirken. Andererseits sind C2 und R3 so gewählt, dass das Aufladen auf +V
CC deutlich langsamer erfolgt, d.h. dass die Zeitkonstante R3*C2 deutlich größer ist,
typisch einige Millisekunden, als die durch den Durchlasswiderstand (Kollektor-Emitter-Widerstand)
des Transistors bedingte Zeitkonstante R
CE*C3, welche typisch im Bereich von wenigen hundert Nanosekunden liegt. Der symbolisch
dargestellte Widerstand R3 ist zur Anpassung der Auflade-Zeitkonstante, bspw. an andere
Lampentypen, vorzugsweise einstellbar ausgeführt, als schaltbarer Widerstandskombination,
welche durch die Steuerschaltung 20 einstellbar ist.
[0035] Alternativ zum EVG 10 für Leuchtstoffröhren gemäß FIG.1, kann eine Auswerteschaltung
14 gemäß FIG.2, ohne Weiteres auch in Betriebsgeräten für andere Leuchtmittel, bspw.
LEDs oder OLEDs (nicht gezeigt) Verwendung finden. Die Wirkweise der erfindungsgemäßen
Überwachung von Stromspitzen wird nachfolgend nochmals anhand der Spannungsverläufe
aus FIG.3 näher erläutert.
[0036] Die erste Spannungskurve in FIG.3 zeigt die nichtideale Rechteck-Spannung U1 am Mittelabgriff
zwischen den Leistungstransistoren S1, S2.
[0037] Beim Schalten der Leistungstransistoren S1, S2 außerhalb des Nulldurchgangs weist
das Messsignal U
SH unerwünschte Stromspitzen U
PEAK auf, welche von der Auswerteschaltung 14 überwacht und erfasst werden sollen. Die
durch den Hochpassfilter bzw. das Differenzierglied 16 erzeugten Impulse werden der
Einweg-Triggerschaltung 18 zugeführt. Letztere erzeugt nur bei Impulsen mit positiver
Polarität einen Abfall der Spannung über dem aufgeladenen bzw. aufladenden Kondensator
C2, welche dem Ausgangssignal U
OUT entspricht. Impulse der anderen Polarität, welche bei jedem Schaltvorgang erzeugt
werden, führen zu keiner Veränderung des Ausgangssignals. Selbstverständlich ist bei
gleichbleibender Wirkung auch eine Invertierung der Spannungsrichtungen in U
F und/oder U
OUT möglich.
[0038] Wie im untersten Spannungsverlauf U
OUT aus FIG.3 ersichtlich, wird somit durch kurzzeitig aufeinander folgende Stromspitzen
das Ausgangssignal U
OUT unter einer Schwellspannung U
THRESH gehalten. Somit werden unerwünschte Stromspitzen durch Tiefstellen von U
OUT quasi digital angezeigt.
[0039] Somit werden mit dem Differenzierglied 16 nur steile Flanken ausgewertet. Durch die
Einweg-Triggerschaltung 18 führen nur die Flanken, welche unerwünschten Stromspitzen
entsprechen zur Veränderung des Ausgangssignals U
OUT. Auch kurzzeitig aufeinander folgende, schädliche Stromspitzen mit geringerer Höhe
können durch entsprechende Wahl von R
SH und den Betrieb des Transistors T1 ein Kippen des Ausgangssignals U
OUT unter U
THRESH auslösen bspw. mit einigen wenigen Impulsen. Das Wiederaufladen von C2 dauert wesentlich
länger. Durch eine einstellbare Zeitkonstante, etwa durch Veränderung von R3, kann
die benötigte Anzahl der Stromspitzen zum Beeinflussen der Steuerschaltung 20 bzw.
der Ansteuerung von S1 und S2 einstellbar sein. Die Weiterverarbeitung bzw. Verwertung
des Ausgangssignals U
OUT kann bspw. durch einen Mikrocontroller oder einen ASIC der Steuerschaltung 20 erfolgen.
Unter Verwendung des Ausgangssignals U
OUT kann durch die Steuerschaltung 20 eine Sicherheitsabschaltung erfolgen oder auch
eine entsprechende Anpassung der Ansteuerung von S1 und S2.Die Auswertung des Ausgangssignals
U
OUT erlaubt auch Rückschlüsse zur Erkennung des Typs der am EVG 10 verwendeten Lampe(n)
LP.
[0040] Wie aus obiger Beschreibung ersichtlich bietet die Erfindung insbesondere folgende
Vorteile:
- schaltungstechnisch sehr einfacher Aufbau;
- genaue und eindeutige Auswertung der Stromspitzen, insbesondere sind auch kleinere
Stromspitzen sicher identifizier- und auswertbar;
- einfache Anpassung der Spannungspegel und Zeitkonstanten auf andere Werte;
- unmittelbare Verwertbarkeit des Ausgangssignals in einem digitalen System;
- die Erfassung erfolgt im Wesentlichen temperaturunabhängig.
Bezugszeichenliste
FIG.1-2 |
FIG.4 (Stand der Technik) |
10 |
Vorschaltgerät |
D1... D2 |
Diode |
12 |
Wechselrichter |
R |
Widerstand |
14 |
Auswerteschaltung 40 |
C |
Kondensator |
16 |
Differenzierglied |
|
|
18 |
Einweg-Triggerschaltung |
|
|
20 |
Steuerschaltung |
|
|
Cl... |
C4 Kondensator |
|
|
L1 |
Drosselspule |
|
|
LP |
Lampe |
|
|
R1 ... R3 |
Widerstand |
|
|
S1, S2 |
Leistungstransistor |
|
|
T1 |
Transistor (bspw. BJT) |
|
|
|
|
|
|
FIG.3 |
|
|
U1 |
Wechselspannung |
|
|
USH |
Messsignal |
|
|
UF |
gefiltertes Signal |
|
|
UPEAK |
Spannungsspitze |
|
|
UOUT |
Ausgangssignal |
|
|
UTHRESH |
Schwellenspannung |
|
|
1. Verfahren zur Überwachung von Stromspitzen in einem elektronischen Vorschaltgerät
(10) zum Betrieb von mindestens einem Leuchtmittel (LP) mit einem Wechselrichter (12)
zur Erzeugung einer Wechselspannung (U1) mittels mindestens eines Leistungstransistors
(S2), wobei das Verfahren umfasst:
Auswerten eines Messsignals hinsichtlich störender Stromspitzen, welche den Leistungstransistor
(S2) beinträchtigen können, mittels einer Auswerteschaltung (14), wobei das Messsignal
von einem Stromwandler, insbesondere einem Messwiderstand (RSH), erzeugt wird, welcher
mit dem Leistungstransistor (S2) des Wechselrichters verbunden ist;
Differenzieren des Messsignals mittels eines Differenzierglieds (16)
gekennzeichnet durch
Differenzieren mittels eines Hochpass (16) als Differenzierglied in der Auswerteschaltung
zum Erzeugen eines hochpassgefilterten Signals, und durch
Erzeugen eines Ausgangssignals anhand des hochpassgefilterten Signals, wobei vorzugsweise
eine Triggerschaltung in der Auswerteschaltung bei Impulsen einer Polarität im hochpassgefilterten
Signal jedoch nicht bei Impulsen gegengerichteter Polarität das Ausgangssignal ändert,
so dass das Ausgangssignal störende Stromspitzen anzeigt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Differenzieren mittels eines passiven Hochpass (16) mit einer Grenzfrequenz im
Bereich von 320kHz bis 8MHz, vorzugsweise im Bereich von 530kHz bis 5,3MHz, erfolgt.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch Umschalten des Ausgangssignals mittels eines Transistors (T1) in der Triggerschaltung,
welcher zur Ansteuerung durch das Differenzierglied (16) und ausgangseitig mit einem Kondensator (C2) verschaltet
ist, so dass anhand des Transistors (T1) durch verzögertes Aufladen (C2) und schnelles Entladen des Kondensators (C2) oder umgekehrt
das Ausgangssignal quasi digital erzeugt wird wobei als Transistors (T1) ein BJT-Verstärker
in Emitterschaltung mit Arbeitspunkt im B-Betrieb betrieben wird, so dass er nur bei
Impulsen einer Polarität im hochpassgefilterten Signal das Auf- bzw. Entladen des
Kondensators (C2) bewirkt.
4. Verfahren nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch verzögertes Aufladen des Kondensators (C2) gemäß einer vorgegebenen oder einstellbaren
ersten Zeitkonstante und schnelles Entladen des Kondensators (C2) gemäß einer zweiten
Zeitkonstante wobei die erste Zeitkonstante deutlich größer ist als die zweite Zeitkonstante,
vorzugsweise mit einer ersten Zeitkonstante >5ms und einer zweiten Zeitkonstante ≤1µs.
5. Vorrichtung zur Überwachung von Stromspitzen in einem elektronischen Vorschaltgerät
(10)für mindestens ein Leuchtmittel (LP), mit einem Wechselrichter (12) zur Erzeugung
einer Wechselspannung (U1) mittels mindestens eines Leistungstransistors (S2), wobei
die Vorrichtung eine Auswerteschaltung (14) aufweist zum Auswerten eines an einem
Messwiderstand (RSH) in Serie mit dem mindestens einem Leistungstransistor (S1) abgegriffenen
Messsignals hinsichtlich Stromspitzen, welche den Leistungstransistor (S2) beinträchtigen
können, mit einem Differenzierglied (16) zum Erzeugen eines gefilterten Signals durch
Differenzieren des Messsignals, sowie mit einer Triggerschaltung zum Erzeugen eines
Ausgangssignals anhand des gefilterten Signals;
dadurch gekennzeichnet, dass
das Differenzierglied (16) als Hochpass zum eingangseitigen Anschluss parallel an
den Messwiderstand (RSH) ausgeführt ist.
6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Differenzierglied (16) als passiver Hochpass mit einer Grenzfrequenz im Bereich
von 320kHz bis 8MHz, vorzugsweise im Bereich von 530kHz bis 5,3MHz, ausgeführt ist.
7. Vorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Triggerschaltung als Einweg-Triggerschaltung (18) ausgeführt ist um bei Impulsen
einer Polarität im hochpassgefilterten Signal nicht jedoch bei Impulsen gegengerichteter
Polarität das Ausgangssignal zu ändern, so dass das Ausgangssignal störende Stromspitzen
anzeigt.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass einen Transistor (T1) in der Einweg-Triggerschaltung (18) vorgesehen ist, welcher
eingangsseitig an das Differenzierglied (16) und ausgangseitig mit einem Kondensator
(C2) verschaltet ist, um durch verzögertes Aufladen (C2) und schnelles Entladen des
Kondensators (C2) oder umgekehrt das quasi digitale Ausgangssignal zu erzeugen und
dass als Transistors (T1) ein BJT-Verstärker zum Betrieb in Emitterschaltung mit Arbeitspunkt
im B-Betrieb angeordnet ist, so dass der Transistors (T1) nur bei Impulsen einer Polarität
im hochpassgefilterten Signal zum Auf- bzw. Entladen des Kondensators (C2) schaltet.
9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Kondensator (C2) der Einweg-Triggerschaltung (18) einerseits parallel zum Transistors
(T1) auf Masse geschaltet ist und andererseits über einen Knotenpunkt zusammen mit
dem Transistor über einen festen oder einstellbaren Widerstand (R3) an die Speisung
angeschlossen ist, wobei der Widerstand (R3) deutlich größer ist als der Durchgangswiderstand
des Transistors.
10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, wobei das Differenzierglied (16) als
RC-Hochpass (R1, C1) ausgeführt ist, vorzugsweise mit einer Zeitkonstante τ im Bereich
von 20ns bis 500ns, insbesondere im Bereich von 30ns bis 300ns.
11. Elektronisches Vorschaltgerät (10) zum Betrieb von mindestens einem Leuchtmittel (LP),
umfassend
einen Wechselrichter (12) zur Erzeugung einer Wechselspannung mittels mindestens eines
Leistungstransistors (S1);
eine Steuerschaltung (20) zum Ansteuern des mindestens einen Leistungstransistors
(T1) des Wechselrichters; -
ein Messwiderstand (RSH) zur Erzeugung eines Messsignals, welcher in Serie mit dem
mindestens einen Leistungstransistor (S1) geschaltet ist; sowie
eine Auswerteschaltung (14) zur Überwachung von Stromspitzen im elektronischen Vorschaltgerät,
welche Auswerteschaltung (14)
ein Differenzierglied (16) zum Erzeugen eines gefilterten Signals durch Differenzieren
des Messsignals, sowie
eine Triggerschaltung zum Erzeugen eines Ausgangssignals anhand des gefilterten Signals
umfasst,
dadurch gekennzeichnet, dass
das Differenzierglied (16) als Hochpass ausgeführt und eingangseitig an den Messwiderstand
(RSH) angeschlossen ist.
12. Elektronisches Vorschaltgerät (10) nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Triggerschaltung als Einweg-Triggerschaltung (18) ausgeführt ist um bei Impulsen
einer Polarität im gefilterten Signal nicht jedoch bei Impulsen gegengerichteter Polarität
das Ausgangssignal zu ändern, so dass das Ausgangssignal störende Stromspitzen anzeigt.
13. Elektronisches Vorschaltgerät (10) nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (20) ausgeführt ist zum Ansteuern des mindestens einen Leistungstransistors
(T1) in Abhängigkeit des Ausgangssignals der Auswerteschaltung (14).
14. Elektronisches Vorschaltgerät (10) nach Anspruch 11, 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteschaltung (14) in die Steuerschaltung (20) integriert ist.
1. Method for monitoring current peaks in an electronic ballast (10) for operating at
least one lamp (LP), comprising an inverter (12) for generating an alternating voltage
(U1) by means of at least one power transistor (S2), said method comprising:
evaluating a measuring signal for disturbing current peaks that may negatively influence
said power transistor (S2) by means of an evaluation circuit (14),
wherein said measuring signal is generated by a current transformer, in particular
by a measuring resistance (RSH) that is connected to the power transistor (S2) of
said inverter;
differentiation of said measuring signal by means of a differentiation circuit (16)
characterized by
differentiation by means of a high pass (16) as a differentiation circuit in said
evaluation circuit for generating a high pass-filtered signal and by generating an
output signal on the basis of said high pass-filtered signal,
preferably with a trigger circuit in said evaluation circuit changing the output signal
at impulses of a polarity in the high pass-filtered signal, but not at impulses of
a reversed polarity so that the output signal indicates disturbing current peaks.
2. Method according to claim 2, characterized in that said differentiation by means of a passive high pass (16) is performed at a cut-off
frequency in the range of 320 kHz to 8 MHz, preferably in the range of 530 kHz to
5.3 MHz.
3. Method according to claim 1 or 2, characterized in that by switching the output signal by means of a transistor (T1) in the trigger circuit
which is connected for being triggered by said differentiation circuit (16) and is
connected to a capacitor (C2) on the output side thereof so that by means of said
transistor (T1) said output signal is generated quasi digitally by a delayed charging
(C2) and by quick discharge of said capacitor (C2) or vice versa, wherein there is
operated as a transistor (T1) a BJT amplifier in an emitter circuit with a working
point in class-B operation so as to cause the capacitor (C2) being charged or discharged
only at impulses of a polarity in the high pass-filtered signal.
4. Method according to claim 3, characterized by a delayed charging of the capacitor (C2) in accordance with a predetermined or adjustable
first time constant and by a quick discharge of the capacitor (C2) in accordance with
a second time constant, said first time constant being clearly larger than said first
time constant, preferably at a first time constant > 5ms and a second time constant
≤ 1µs.
5. Device for monitoring current peaks in an electronic ballast (10) for at least one
lamp (LP), comprising an inverter (12) for generating an alternating voltage (U1)
by means of at least one power transistor (S2), said device comprising an evaluation
circuit (14) for evaluating a measuring signal tapped at a measuring resistance (RSH)
in series with at least one power transistor (S1) with regard to current peaks that
may negatively influence said power transistor (S2), a differentiation circuit (16)
for generating a filtered signal by differentiation of said measuring signal, and
a trigger circuit for generating an output signal on the basis of said filtered signal;
characterized in that
said differentiation circuit (16) is configured as a high pass for input connection
in parallel with said measuring resistance (RSH).
6. Device according to claim 5, characterized in that said differentiation circuit (16) is configured as a passive high pass with a cut-off
frequency in the range of 320 kHz to 8 MHz, preferably in a range of 530 kHz to 5.3
MHz.
7. Device according to claim 5 or 6, characterized in that said trigger circuit is configured as a one-way trigger circuit (18) in order to
change the output signal at impulses of a polarity in the high pass-filtered signal,
but not at impulses of a reversed polarity so that said output signal indicates disturbing
current peaks.
8. Device according to claim 7, characterized in that a transistor (T1) is provided in said one-way trigger circuit (18) which is connected
to the differentiation circuit (16) on the input side and to the capacitor (C2) on
the output side in order to generate said quasi digital output signal by a delayed
charging (C2) and by a quick discharge of the capacitor (C2) or vice versa, and that
there is arranged as a transistor (T1) a BTJ amplifier in an emitter circuit with
the operation point in the class-B operation so that the transistor (T1) switches
for charging and discharging said capacitor (C2) only at impulses with polarity in
the high pass-filtered signal.
9. Device according to claim 8, characterized in that said capacitor (C2) of the one-way trigger circuit (18) is connected to earth parallel
to said transistor (T1) on the one side and is connected on the other side together
with said transistor to a power supply via a junction point via a fixed or adjustable
resistance (R3), said resistance (R3) being clearly higher than the contact resistance
of the transistor.
10. Device according to one of the claims 5 to 9, wherein said differentiation circuit
(16) is configured as an RC high pass (R1, C1), preferably with a time constant in
the range of 20 ns to 500 ns, particularly in the range of 30 ns to 300 ns.
11. Electronic ballast (10) for operating at least one lamp (LP), comprising an inverter
(12) for generating an alternating voltage by means of at least one power transistor
(S1);
a control circuit (20) for controlling said at least one power transistor (T1) of
said inverter;
a measuring resistance (RSH) for generating a measuring signal which is connected
in series with said at least one power transistor (S1); and
an evaluation circuit (14) for monitoring current peaks in said electronic ballast,
said evaluation circuit (14) comprising
a differentiation circuit (16) for generating a filtered signal by differentiation
of said measuring signal and
a trigger circuit for generating an output signal on the basis of the filtered signal,
characterized in that
said differentiation circuit (16) is configured as a high pass and is connected on
the input side thereof to said measuring resistance (RSH).
12. Electronic ballast (10) according to claim 11, characterized in that said trigger circuit is configured as a one-way trigger circuit (18) in order to
change the output signal at impulses of a polarity in the high pass-filtered signal,
but not at impulses of a reversed polarity so that said output signal indicates disturbing
current peaks.
13. Electronic ballast (10) according to claim 11 or 12, characterized in that said control circuit (20) is configured for controlling said at least one power transistor
(T1) as a function of said evaluation circuit (14).
14. Electronic ballast (10) according to claim 11, 12, or 13, characterized in that said evaluation circuit (14) is integrated in said control circuit (20).
1. Procédé de surveillance de pics de courant dans un ballast électronique (10) pour
alimenter au moins un agent lumineux (LP), avec un convertisseur (12) pour générer
une tension alternative (U1) par au moins un transistor de puissance (S2), le procédé
comprenant:
l'évaluation d'un signal de mesure quant aux pics de courant perturbants pouvant perturber
le transistor de puissance (S2), moyennant un circuit d'évaluation (14), ledit signal
de mesure étant généré par un convertisseur, en particulier une résistance de mesure
(RSH) connectée au transistor de puissance (S2) du convertisseur;
la dérivation du signal de mesure moyennant un circuit de dérivation (16),
caractérisé
par la dérivation moyennant un passe-haut (16) comme circuit de dérivation dans le circuit
d'évaluation pour générer un signal filtré par le passe-haut, et
par la génération d'un signal de sortie sur base du signal filtré par le passe-haut,
de préférence par un déclencheur dans le circuit d'évaluation changeant le signal
de sortie en cas d'impulsions à polarité dans le signal filtré par le passe-haut mais
pas en cas d'impulsions à polarité renversée, de sorte que le signal de sortie indique
des pics de courant perturbants.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérise en ce que la dérivation a lieu moyennant un passe-haut (16) passif à une fréquence de coupure
dans le domaine de 320 kHz à 8 MHz, de préférence dans le domaine de 530 kHz à 5,3
MHz.
3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le changement du signal de sortie moyennant un transistor (T1) dans le déclencheur,
transistor qu'est connecté pour être commandé par le circuit de dérivation (16) et
est connecté à un condensateur (C2) du côté de sortie, de sorte que le signal de sortie
est généré d'une manière quasi digitale à l'aide du transistor (T1) par un chargement
retardé (C2) et une décharge rapide du condensateur (C2) ou vice versa, un amplificateur
BJT en montage émetteur commun avec point de travail en fonctionnement en classe B
étant opéré comme le transistor (T1) de sorte qu'il provoque le chargement ou la décharge
du condensateur (C2) seulement en cas des impulsions à une polarité dans le signal
filtré par le passe-haut.
4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé par le chargement retardé du condensateur (C2) selon une première constante de temps
prédéterminée ou ajustable et par la décharge rapide du condensateur (C2) selon une
deuxième constante de temps, la première constante de temps étant sensiblement plus
grande que la deuxième constante de temps, de préférence à une première constante
de temps >5 ms et une deuxième constante de temps de ≤1 µs.
5. Dispositif pour la surveillance de pics de courant dans un ballast électronique (10)
pour au moins un agent lumineux (LP), avec un convertisseur (12) pour générer une
tension alternative (U1) par au moins un transistor de puissance (S2), le dispositif
comprenant un circuit d'évaluation (14) pour évaluer un signal de mesure prélevé à
une résistance de mesure (RSH) en série avec au moins un transistor de puissance (S1)
quant aux pics de courant pouvant perturber le transistor de puissance (S2), avec
un circuit de dérivation (16) pour générer un signal filtré par la dérivation du signal
de mesure, et un déclencheur pour générer un signal de sortie à l'aide du signal filtré;
caractérisé en ce que
le circuit de dérivation (16) est configuré comme un passe-haut pour la connexion
parallèle à la résistance de mesure (RSH) du côté d'entrée.
6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que le circuit de dérivation (16) est configuré comme un passe-haut avec une fréquence
de coupure dans le domaine de 320 kHz à 8 MHz, de préférence dans le domaine de 530
kHz à 5,3 MHz.
7. Dispositif selon la revendication 5 ou 6, caractérisé en ce que le déclencheur est configuré comme un déclencheur à une seule voie (18) afin de changer
le signal de sortie en cas des impulsions avec une polarité dans le signal filtré
par le passe-haut mais pas en cas des impulsions avec une polarité renversée, de sorte
que le signal de sortie indique des pics de courant perturbants.
8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que dans le déclencheur à une seule voie (18) est prévu un transistor connecté au circuit
de dérivation (16) du côté de l'entrée et au condensateur (C2) du côté de sortie,
pour générer le signal de sortie quasi digital par un chargement retardé (C2) et une
décharge rapide du condensateur (C2), et que comme le transistor (T1) est disposé
un amplificateur BJT pour le fonctionnement dans un émetteur commun avec le point
de travail dans le fonctionnement en classe B, de sorte que le transistor (T1) est
connecté pour charger ou décharger le condensateur (C2) seulement en cas des impulsions
avec une polarité dans le signal filtré par le passe-haut.
9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que le condensateur (C2) du déclencheur à une seule voie (18) est connecté à la terre
de manière parallèle au transistor (T1) d'un côté et d'autre côté à l'alimentation
via un point nodal ensemble avec le transistor et via une résistance (R3) fixe ou
ajustable, la résistance (R3) étant sensiblement plus élevée que la résistivité spécifique
du transistor.
10. Dispositif selon l'une des revendications 5 à 9, dans lequel le circuit de dérivation
(16) est configuré comme un passe-haut RC (R1, C1), de préférence avec une constante
de temps τ dans un domaine de 20 ns à 500 ns, en particulier dans un domaine de 30
ns à 300 ns.
11. Ballast électronique (10) pour alimenter au moins un agent lumineux (LP), comprenant
un convertisseur (12) pour générer une tension alternative (U1) par au moins un transistor
de puissance (S1);
un circuit de commande (20) pour la commande dudit au moins un transistor de puissance
(T1) du convertisseur;
une résistance de mesure (RSH) pour générer un signal de mesure et connectée en série
avec ledit au moins un transistor de puissance (S1); et un circuit d'évaluation (14)
pour la surveillance de pics de courant dans le ballast électronique, ledit circuit
d'évaluation (14) comprenant
un circuit de dérivation (16) pour générer un signal filtré par la dérivation du signal
de mesure, et
un déclencheur pour générer un signal de sortie à l'aide du signal filtré,
caractérisé en ce que
le circuit de dérivation (16) est configuré comme un passe-haut et est connecté à
la résistance de mesure (RSH) du côté d'entrée.
12. Ballast électronique (10) selon la revendication 11, caractérisé en ce que le déclencheur est configuré comme un déclencheur à une seule voie (18) afin de changer
le signal de sortie en cas des impulsions à polarité dans le signal filtré mais pas
en cas des impulsions à polarité renversée, de sorte que le signal de sortie indique
des pics de courant perturbants.
13. Ballast électronique (10) selon la revendication 11 ou 12, caractérisé en ce que le circuit de commande (20) est configuré pour la commande dudit au moins un transistor
de puissance (T1) en fonction du signal de sortie du circuit d'évaluation (14).
14. Ballast électronique (10) selon les revendications 11, 12 ou 13, caractérisé en ce que le circuit d'évaluation (14) est intégré dans le circuit de commande (20).