[0001] Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenz-Signalkombinierer.
[0002] Hochfrequenzverstärker auf Halbleiterbasis sind hinsichtlich ihrer Leistungsverstärkung
begrenzt. Dieser technische Nachteil wird überwunden, indem das zu verstärkende Hochfrequenzsignal
mehreren Hochfrequenzverstärkern gleichzeitig zugeführt wird, deren Ausgänge mit einem
Hochfrequenz-Kombinierer zur Kombination eines Hochfrequenzsignals verbunden sind,
das der Summe des von jedem Hochfrequenzverstärker erzeugten hochfrequenten Ausgangssignals
entspricht.
[0003] Aus der
US 6,246,299 B1 geht ein derartiger Hochfrequenz-Signalkombinierer bestehend aus einzelnen Koaxialleitungen
hervor.
[0004] Bei Ausfall eines Hochfrequenzverstärkers wird der Hochfrequenz-Signalkombinierer
unsymmetrisch beaufschlagt. Diese Unsymmetrie in der Ansteuerung des Hochfrequenz-Signalkombinierers
verursacht störende Hochfrequenzsignale auf der Außenseite der Koaxialleitungen des
Hochfrequenz-Signalkombinierers, so genannte Mantelwellen, die durch die ferritkernverstärkte
Induktivität der Koaxialleitungen gedämpft werden.
[0005] Die Anordnung des Hochfrequenz-Signalkombinierers weist aufgrund der räumlichen Ausdehnung
der Koaxialleitungen und des Ferritkerns nachteilig ein hohes Bauvolumen auf.
[0006] Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, einen Hochfrequenz-Signalkombinierer zu schaffen,
der ein geringeres Bauvolumen aufweist.
[0007] Die Erfindung wird durch einen Hochfrequenz-Signalkombinierer mit den Merkmalen des
Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte technische Erweiterungen der Erfindung sind
in den abhängigen Patentansprüchen aufgeführt.
[0008] Erfindungsgemäß wird anstelle des in Sintertechnologie hergestellten Ferritkerns
des Stands der Technik ein Kern aus einem axial aufgewickelten Band verwendet, das
aus einer ersten Schicht aus einem magnetisierbaren Material und aus einer zweiten
Schicht aus einem isolierenden Material besteht. Dieser Kern weist gegenüber dem Ferritkern
des Stands der Technik deutlich bessere magnetische Eigenschaften und eine deutlich
höhere Kompaktheit auf.
[0009] Um eine möglichst hohe Magnetisierbarkeit des Kerns zu erzielen, weist die aus Eisen
als magnetisierbarem Material bestehende erste Schicht eine deutlich höhere Dicke,
nämlich bevorzugt 5 bis 50 Mikrometer, besonders bevorzugt 16 bis 20 Mikrometer, als
die aus z.B. Magnesiumoxid als isolierendem Material bestehende zweite Schicht auf,
deren Dicke bevorzugt 0,1 bis 1 Mikrometer, z.B. 0,5 Mikrometer ist.
[0010] Um das Bauvolumen des Hochfrequenz-Signalkombinierers zusätzlich zu reduzieren, werden
ein Teil der Leitungen des Hochfrequenz-Signalkombinierers als Streifenleitungen ausgebildet.
Diese entsprechen denjenigen Koaxialleitungen des Hochfrequenz-Signalkombinierers
nach der
US 6,246,299 B1, die jeweils den von einem Ende zum anderen Ende der Koaxialleitung auf der Innenseite
der Schirmung der Koaxialleitung fließenden Strom wieder auf das eine Ende der Koaxialleitung
zurückführen.
[0011] Zur Erzielung besserer elektrischer Parameter des Hochfrequenz-Signalkombinierers,
beispielsweise bessere S-Parameter, weist der Wellenwiderstand der Koaxialleitungen,
der bevorzugt 35 Ω ist, zum Wellenwiderstand der Streifenleitungen, der bevorzugt
15 Ω ist, einen unterschiedlichen Wert auf. Durch die Serienschaltung jeweils einer
Koaxialleitung und einer Streifenleitung ergibt sich eingangsseitig eine Eingangsimpedanz
von 50 Ω und ausgangsseitig eine Ausgangsimpedanz von 25 Ω. Die physikalische Länge
der Koaxialleitungen, die bevorzugt 187 mm ist, weist zur physikalischen Länge der
Streifenleitungen, die bevorzugt 92,3 mm ist, auch einen unterschiedlichen Wert auf.
[0012] Der erfindungsgemäße Hochfrequenz-Signalkombinierer wird im Folgenden anhand der
Zeichnung im Detail beispielhaft näher erläutert. Die Figuren der Zeichnung zeigen:
- Fig. 1A
- ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Signalkombinierers bei
symmetrischer Ansteuerung,
- Fig. 1B
- ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Signalkombinierers bei
asymmetrischer Ansteuerung,
- Fig. 2
- eine dreidimensionale Darstellung des erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Signalkombinierers,
- Fig. 3
- einen Schnitt durch einen im erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Signalkombinierer verwendeten
Magnetkern,
- Fig. 4A
- ein elektrisches Ersatzschaltbild für die Gesamtinduktivität einer Koppleranordnung
mit identischer Orientierung der Koaxialleitungen im Ringkern und
- Fig. 4B
- ein elektrisches Ersatzschaltbild für die Gesamtinduktivität einer Koppleranordnung
mit unterschiedlicher Orientierung der Koaxialleitungen im Ringkern.
[0013] Im Folgenden wird der erfindungsgemäße Hochfrequenz-Signalkombinierer für den Betriebsfall
der symmetrischen Ansteuerung, d.h. für den ungestörten Betriebsfall, anhand von Fig.
1A und für den Betriebsfall der asymmetrischen Ansteuerung, d.h. für den gestörten
Betriebsfall, anhand von Fig. 1B erläutert.
[0014] Bei symmetrischer Ansteuerung des Hochfrequenz-Signalkombinierers wird am ersten
Eingangsanschluss, im Folgenden auch erster Eingangsport 1, ein erstes Hochfrequenzsignal
mit dem Signalpegel
UE1, beispielsweise das Ausgangssignal eines ersten Hochfrequenzverstärkers, und am zweiten
Eingangsanschluss, im Folgenden auch zweiter Eingangsport 2, ein zweites Hochfrequenzsignal
mit dem Signalpegel
UE2, beispielsweise das Ausgangssignal eines zweiten Hochfrequenzverstärkers, eingespeist.
Aus Symmetriegründen weist das erste Hochfrequenzsignal
UE1 und das zweite Hochfrequenzsignal
UE2 im Idealfall gleiche Phase und gleiche Amplitude auf.
[0015] Der erste Eingangsport 1 ist am eingangsseitigen Ende einer ersten Koaxialleitung
4 mit dem Innenleiter 3 einer ersten Koaxialleitung 4 verbunden. Der zweite Eingangsport
2 ist am eingangsseitigen Ende einer zweiten Koaxialleitung 6 mit dem Innenleiter
5 einer zweiten Koaxialleitung 6 verbunden. Die erste und zweite Hochfrequenzleitung
4 und 6 werden jeweils in entgegengesetzten Richtungen durch die von dem Ringkern
7 umschlossene Ausnehmung bzw. Bohrung 20 des Ringkerns 7 geführt. Der Innenleiter
3 der ersten Koaxialleitung 4 und der Innenleiter 5 der zweiten Koaxialleitung 6 werden
jeweils am ausgangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 und der zweiten Koaxialleitung
6 zusammengeführt und an einen Ausgangsanschluss, im Folgenden auch Ausgangsport 8,
geführt, an dem das dritte Hochfrequenzsignal anliegt, dessen Signalamplitude
UA der Signalamplitude
UE1 und
UE2 des im Idealfall hinsichtlich Amplitude und Phase identischen ersten und zweiten
Hochfrequenzsignals entspricht. Jedoch addieren sich die Ströme am Ausgang.
[0016] Der Außenleiter der ersten Koaxialleitung 4 ist am ausgangsseitigen Ende der ersten
Koaxialleitung 4 mit dem ausgangsseitigen Ende einer ersten Streifenleitung 9 und
am eingangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 mit dem eingangsseitigen Ende
der ersten.Streifenleitung 9 verbunden. Eine zur ersten Streifenleitung 9 gehörige
Masseleitung steht mit dem Masseanschluss auf der Leiterplatte des Hochfrequenz-Signalkombinierers
in Verbindung. Der Außenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 ist am ausgangsseitigen
Ende der zweiten Koaxialleitung 6 mit dem ausgangsseitigen Ende einer zweiten Streifenleitung
11 und am eingangsseitigen Ende der zweiten Koaxialleitung 6 mit dem eingangsseitigen
Ende der zweiten Streifenleitung 11 verbunden. Eine zur zweiten Streifenleitung 11
gehörige Masseleitung steht ebenfalls mit dem Masseanschluss auf der Leiterplatte
des Hochfrequenz-Signalkombinierers in Verbindung.
[0017] An den beiden Ausgängen der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 ist zwischen
dem Außenleiter der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 ein Lastausgleichswiderstand
13 von im Ausführungsbeispiel 50 Ω zur Kompensation eines hinsichtlich seiner Signalamplitude
bzw. Signalleistung asymmetrischen ersten und zweiten Hochfrequenzsignals und parallel
dazu ein Kondensator 19 zur Kompensation von Restreaktanzen innerhalb des Hochfrequenz-Signalkombinierers
angeordnet. Äquivalent ist an den beiden Eingängen der ersten und zweiten Koaxialleitung
4 und 6 zwischen dem Außenleiter der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 ein
Eingangsausgleichswiderstand 14 von 50 Ω zur Kompensation eines hinsichtlich seiner
Signalamplitude bzw. Signalleistung asymmetrischen ersten und zweiten Hochfrequenzsignals
und parallel dazu ein Kondensator 18 zur Kompensation von Restreaktanzen innerhalb
des Hochfrequenz-Signalkombinierers vorgesehen.
[0018] Der Wellenwiderstand der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 beträgt im Ausführungsbeispiel
jeweils 35 Ω, wohingegen der Wellenwiderstand der ersten und zweiten Streifenleitung
9 und 11 im Ausführungsbeispiel jeweils 15 Ω beträgt. Aufgrund der elektrischen Verbindung
des Außenleiters der ersten bzw. zweiten Koaxialleitung 4 bzw. 6 mit der ersten bzw.
zweiten Streifenleitung 9 bzw. 11 sind die erste Koaxialleitung 4 und die erste Streifenleitung
9 sowie die zweite Koaxialleitung 6 und die zweite Streifenleitung 11 zueinander in
Serie geschaltet und bilden einen Spannungsteiler zwischen dem Spannungspotential
am Innenleiter der ersten bzw. zweiten Koaxialleitung 2 bzw. 4 und dem Massepotential
an der Masseleitung 10 bzw. 12 der ersten bzw. zweiten Streifenleitung 9 und 11. Jeder
dieser beiden Spannungsteiler ist schematisch in gestrichelter Linie in Fig. 1A bzw.
1B durch die in Serie geschalteten Widerstände 15
1 und 15
2 sowie 15
3 und 15
4 mit jeweils 35 Ω und jeweils 15 Ω angedeutet. Somit ergibt sich im ungestörten Betriebsfall
bei symmetrischer Ansteuerung eingangs- und ausgangsseitig der ersten bzw. zweiten
Koaxialleitung 4 bzw. 6 jeweils ein Spannungsabfall von 0,7·
UE1 bzw. 0,7·
UE2 zwischen dem Innen- und dem Außenleiter der ersten bzw. zweiten Koaxialleitung 4
bzw. 6 und eingangs- und ausgangsseitig der ersten bzw. zweiten Streifenleitung 9
bzw. 11 jeweils ein Spannungsabfall von 0,3·
UE1 bzw. 0,3·
UE2 zwischen der eigentlichen ersten bzw. zweiten Streifenleitung 9 bzw. 11 und der zugehörigen
Masseleitung 10 bzw. 12.
[0019] Die Eingangsimpedanz des Hochfrequenz-Signalkombinierers beträgt an den beiden Eingangsports
1 und 2 aufgrund der Serienschaltung von erster Koaxialleitung 4 und erster Streifenleitung
9 sowie von zweiter Koaxialleitung 6 und zweiter Streifenleitung 11 bei den bevorzugten
Werten für die Wellenwiderstände der ersten und zweiten Koaxial- und Streifenleitung
im Ausführungsbeispiel jeweils 50 Ω. Die Ausgangsimpedanz des Hochfrequenz-Signalkombinierers
am Ausgangsport 8 beträgt aufgrund der Parallelschaltung der aus der ersten Koaxialleitung
4 und der ersten Streifenleitung 9 bestenden ersten Serienschaltung von HF-Leitungen
und der aus der zweiten Koaxialleitung 6 und der zweiten Streifenleitung 11 bestenden
zweiten Serienschaltung von Hochfrequenz-Leitungen, die der in Fig. 1A bzw. 1B dargestellten
Brückenschaltung aus den gestrichelt dargestellten Widerständen 15
1 und 15
2 sowie 15
3 und 15
4 entspricht, im Ausführungsbeispiel 25 Ω.
[0020] Der Signalpegel
UA des dritten Hochfrequenzsignals am Ausgangsport 8 des Hochfrequenz-Signalkombinierers
ergibt sich gemäß Gleichung (1) aus der Summe des ausgangsseitigen Spannungsabfalls
zwischen dem Innen- und dem Außenleiter der ersten Koaxialleitung 4 (entspricht dem
Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 15
1) und dem ausgangsseitigen Spannungsabfall zwischen der zweiten Streifenleitung 11
und der zugehörigen Masseleitung 12 (entspricht dem Spannungsabfall am fiktiven Widerstand
15
2) oder äquivalent aus der Summe des ausgangsseitigen Spannungsabfalls zwischen dem
Innen- und dem Außenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 (entspricht dem Spannungsabfall
am fiktiven Widerstand 15
3) und dem ausgangsseitigen Spannungsabfall zwischen der ersten Streifenleitung 9 und
der zugehörigen Masseleitung 10 (entspricht Spannungsabfall am fiktiven Widerstand
15
4), die in beiden Fällen bei einem hinsichtlich Amplitude und Phase identischen ersten
und zweiten Hochfrequenzsignal dem Signalpegel
UE1 oder
UE2 des ersten oder zweiten Hochfrequenzsignals am ersten und zweiten Eingangsport 1
und 2 entspricht.

[0021] Der Strom
IA am Ausgangsport 8 des Hochfrequenz-Signalkombinierers ergibt sich gemäß Gleichung
(2) als Addition des Stroms
I1 durch den Innenleiter der ersten Koaxialleitung 4 und des Stroms
I2 durch den Innenleiter der zweiten Koaxialleitung 6:

[0022] Der Stromfluss des auf der Innenseite des Außenleiters der ersten Koaxialleitung
4 vom Ausgang zum Eingang der ersten Koaxialleitung 4 fließenden Stroms
I1, der komplementär zum auf dem Innenleiter der ersten Koaxialleitung 4 fließenden
Strom
I1 ist, wird über den ersten Streifenleiter 9 geschlossen. Äquivalent wird der Stromfluss
des auf der Innenseite des Außenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 vom Ausgang zum
Eingang der zweiten Koaxialleitung 6 fließende Stroms
I2, der komplementär zum auf dem Innenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 fließenden
Stroms
I2 ist, über den zweiten Streifenleiter 11 geschlossen.
[0023] Die Leistung
PA am Ausgangsport 8 ergibt sich ausgehend von Gleichung (1) und (2) gemäß Gleichung
(3) aus der Addition der Leistungen
PE1 und
PE2 am ersten und zweiten Eingangsport 1 und 2.

[0024] Im gestörten Betriebsfall bei asymmetrischer Ansteuerung des Hochfrequenzsignalkombinierers
wird einer der beiden Eingangsports 1 und 2 nicht angesteuert. Wird beispielsweise,
wie in Fig. 1B dargestellt ist, der zweite Eingangsport 2 nicht angesteuert, so liegt
am zweiten Eingangsport 2 eine Spannung
UE2=0
V an. Somit beträgt der Spannungsabfall zwischen Innen- und Außenleiter der zweiten
Koaxialleitung 6 eingangs- und ausgangsseitig der zweiten Koaxialleitung 6 jeweils
0V. Konsequenterweise ist auch der Spannungsabfall von der zweiten Streifenleitung
11 zur zugehörigen Masseleitung 12 eingangs- und ausgangsseitig 0V. Bei fehlender
Ansteuerung des zweiten Eingangsports 2 fließt kein Strom
I2 durch den Innenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 und durch die zweite Streifenleitung
11.
[0025] Bei fehlender Ansteuerung des zweiten Eingangsports 2 ergibt sich das ausgangsseitige
Potential des Innenleiters der ersten Koaxialleitung 4 gegen Masse zu 0,7·
UE1 und entspricht dem Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 15
1 und 15
2. Das ausgangsseitige Potential des Innenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 gegen
Masse ergibt sich zu 0,3·
UE1 und entspricht dem Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 15
3 und 15
4. Aufgrund der unterschiedlichen ausgangsseitigen Potentiale an den Innenleitern der
ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 kommt es über den Lastausgleichswiderstand
13 zu einem Potentialausgleich zwischen dem ausgangsseitigen Potential des Innenleiters
der ersten Koaxialleitung 4 gegen Masse und dem ausgangsseitigen Potential des Innenleiters
der zweiten Koaxialleitung 6 gegen Masse, die gemäß Gleichung (4) zu einer Spannung
UA des dritten Hochfrequenzsignals am Ausgangsport 8 in der symmetrischen Mitte zwischen
0,3·
UE1 und 0,7·
UE1, nämlich bei 0,5·
UE1, führt.

[0026] Der Ausgangsstrom
IA am Ausgangsport 8 des Hochfrequenz-Signalkombinierers entspricht gemäß Gleichung
(5) dem einzig fließenden Strom
I1 durch den Innenleiter der ersten Koaxialleitung 4:

[0027] Die Leistung
PA am Ausgangsport 8 im gestörten Betriebsfall ergibt sich ausgehend von Gleichung (4)
und (5) gemäß Gleichung (6), die einem Viertel der Leistung
PA am Ausgangsport 8 gemäß Gleichung (3) im ungestörten Betriebsfall entspricht:

[0028] Aufgrund des Potentialausgleichs zwischen dem ausgangsseitigen Potential der Innenleiter
der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 ergibt sich das ausgangsseitige Potential
des Innenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 gegen Masse zu 0,5·
UE1. Dies führt aufgrund des ausgangsseitigen Spannungsabfalls zwischen dem Innenleiter
und dem Außenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 in Höhe von 0V zu einem ausgangsseitigen
Potential des Außenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 gegen Masse ebenfalls in Höhe
von 0,5·
UE1. Da das eingangsseitige Potential des Außenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 aufgrund
des nicht angesteuerten zweiten Eingangsports 2 auf Massepotential liegt, liegt ein
Spannungsabfall am Außenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 zwischen dem ausgangs-
und dem eingangsseitigen Ende der zweiten Koaxialleitung 6 in Höhe von 0,5·
UE1 vor, der einen Strom
IMantel2 auf der Außenseite der Schirmung der zweiten Koaxialleitung 6 als sogenannte Mantelwelle
vom ausgangsseitigen zum eingangsseitigen Ende der zweiten Koaxialleitung 6 treibt.
[0029] Das eingangsseitige Potential des Außenleiters der ersten Koaxialleitung 4 weist
aufgrund der Ansteuerung des ersten Eingangsports 1 mit dem ersten Hochfrequenzsignal,
dessen Signalpegel den Wert
UE1 aufweist, und aufgrund des Spannungsabfalls zwischen Innenleiter und Außenleiter
der ersten Koaxialleitung 4 in Höhe von 0,7·
UE1 einen Wert in Höhe von 0,3·
UE1 auf. Da das ausgangsseitige Potential des Innenleiters der ersten Koaxialleitung
4 aufgrund des Potentialausgleichs zwischen dem ausgangsseitigen Potential der Innenleiter
der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 einen Wert in Höhe von 0,5·
UE1 besitzt und der Spannungsabfall zwischen Innenleiter und Außenleiter der ersten Koaxialleitung
4 0,7·
UE1 beträgt, weist das ausgangsseitige Potential des Außenleiters der ersten Koaxialleitung
4 einen Wert in Höhe von -0,2·
UE1 auf. Somit liegt ein Spannungsabfall am Außenleiter zwischen dem eingangs- und dem
ausgangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 in Höhe von 0,5·
UE1 vor, der einen Strom
IMantel1 auf der Außenseite der Schirmung der ersten Koaxialleitung 4 als sogenannte Mantelwelle
vom eingangsseitigen zum ausgangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 treibt.
[0030] Da die beiden Mantelwellen
IMantel1 und
IMantel2 auf der Außenseite der Schirmung der ersten und zweiten Koaxialleitung 1 und 2 unerwünscht
sind, müssen sie kompensiert oder zumindest gedämpft werden. Da es sich um hochfrequente
Signale handelt, werden sie allein durch die Induktivitätsbeläge der ersten und zweiten
Koaxialleitung 4 und 6 zu einem gewissen Grad schon gedämpft. Die Induktivität der
ersten und zweiten Koaxialleitung und damit ihre Dämpfungscharakteristik wird durch
Umschließen der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 mit einem ringförmigen Kern
aus einem magnetisierbaren Material erhöht. Eine zusätzliche Erhöhung der Induktivität
der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 kann durch eine vorteilhafte Anordnung
der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 erzielt werden, wie im Folgenden anhand
der Figuren 4A und 4B gezeigt wird.
[0031] Da die Mantelwellen
IMantel1 und
IMantel2 auf der ersten und zweiten Koaxialleitung 1 und 2 aufgrund des identischen Spannungsabfalls
zwischen jeweils den beiden Enden der ersten und zweiten Koaxialleitung 1 und 2 gleich
groß sind, könnten sie aufgrund ihrer Stromrichtung über den Ausgangsport 8 einen
geschlossen Stromkreis vom ersten Eingangsport 1 zum zweiten Eingangsport 2 bilden.
Die Induktivitäten der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 würden folglich eine
Serienschaltung zwischen ersten und zweiten Eingangsport 1 und 2 bilden.
[0032] Würde man die erste und zweite Koaxialleitung 4 und 6 in der identischen Orientierung
durch die Ausnehmung bzw. Bohrung 20 des Ringkerns 7 - d.h. eingangsseitiges Ende
der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 an der einen Seite der Bohrung 20 und
ausgangsseitiges Ende der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 an der anderen
Seite der Bohrung 20 -, so erhält man die in Fig. 4A dargestellte Ersatzschaltung
der in Serie geschalteten Induktivität
L1 der ersten Koaxialleitung 4 und
L2 der zweiten Koaxialleitung 6, wobei der Punkt die identische Orientierung der Induktivität
L1 und
L2 kennzeichnet. Für die Gesamtinduktivität
L der Ersatzschaltung gilt die Beziehung in Gleichung (7) mit der Gegeninduktivität
M gemäß Gleichung (8). Bei gleicher Orientierung der Induktivität
L1 und
L2 und unterschiedlicher Stromrichtung in den beiden Induktivität
L1 und
L2 weist die in die jeweils andere Induktivität induzierte Gegeninduktivität
M ein entgegengesetztes Vorzeichen zur in den Induktivität
L1 und
L2 jeweils erzeugten Selbstinduktivität auf, was durch das Minuszeichen vor dem Term
2
M modelliert wird.

[0033] Bei dünner Wicklung des ringförmigen Kerns ist der Faktor
k in der mathematischen Beziehung für die Gegeninduktivität
M näherungsweise 1, so dass sich für die Gegeninduktivität
M näherungsweise der Wert der jeweils identischen Selbstinduktivität
L1 =
L2 =
L' der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 und für die Gesamtinduktivität
L der Ersatzschaltung näherungsweise ein Wert von Null ergibt.
[0034] Weisen die erste und zweite Koaxialleitung 4 und 6 in der Bohrung 20 des Ringkerns
7 eine unterschiedliche Orientierung auf, wie es in den Fig. 1A und 1B angedeutet
ist, so ergibt sich das in Fig. 4B dargestellte Ersatzschaltbild für die Gesamtinduktivität
L der Ersatzschaltung. Bei gleicher Orientierung der Induktivität
L1 und
L2 und gleicher Stromrichtung in den beiden Induktivitäten
L1 und
L2 weist die in die jeweils andere Induktivität induzierte Gegeninduktivität
M ein gleiches Vorzeichen zur in den Induktivität
L1 und
L2 jeweils erzeugten Selbstinduktivität auf, was gemäß Gleichung (9) durch ein Pluszeichen
vor dem Term 2
M in der mathematischen Beziehung für die Gesamtinduktivität
L modelliert wird.

[0035] Die Gesamtinduktivität
L für eine Anordnung aus einer ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6, bei der die
Orientierung der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 innerhalb der Bohrung 20
des Ringkerns 7 jeweils unterschiedlich ist, wird somit gegenüber der Selbstinduktivität
L1 bzw.
L2 der ersten bzw. zweiten Koaxialleitung 4 bzw. 6 vervierfacht.
[0036] Eine weitere Erhöhung der Induktivität in der ersten und zweiten Koaxialleitung 4
und 6 und damit der Gesamtinduktivität
L für die Koppler-Anordnung aus erster und zweiter Koaxialleitung 4 und 6 wird durch
die erfindungsgemäße Verwendung eines Ringkerns 7 erzielt, der gemäß Fig. 3 aus einem
axial aufgewickelten Band gefertigt ist, das aus einer ersten Schicht 16 aus magnetisierbaren
Eisen und aus einer zweiten Schicht 17 aus einer isolierenden Schicht, beispielsweise
aus einem Oxid oder Nitrid, bevorzugt, aus einem isolierenden Magnesiumoxid, besteht.
[0037] Die spiralförmige Anordnung des aus magnetisierbaren Eisen und isolierenden Magnesiumoxid
bestehenden Bandes im Ringkern reduziert die Wirbelstromgrenzfrequenz
fg gegenüber einem in Sintertechnologie hergestellten konventionellen Ferritkern deutlich.
Zusammen mit der gegenüber einem konventionellen Ferritkern höheren Materialdichte
des magnetisierbaren Eisens im Ringkern ergibt sich eine dreifach höhere Sättigungsinduktivität
BS und eine insbesondere bei höheren Frequenzen deutlich höhere Permeabilitätszahl
µr (
µr≈100000 im Vergleich zu einem
µr≈5000 bei in konventioneller Sintertechnologie hergestellten Ferritkernen). Höhere
Sättigungsinduktivität
BS und höhere Permeabilitätszahl
µr ermöglichen eine höhere Selbstinduktivität
L1 und
L2 und eine höhere Gegeninduktivität
M der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 und damit eine höhere Gesamtinduktivität
L der Koppler-Anordnung. Zusätzlich ermöglicht die höhere Materialdichte im Ringkern
eine höhere Kompaktheit des Hochfrequenz-Signalkombinierers.
[0038] Um die Kompaktheit des Hochfrequenz-Signalkombinierers zusätzlich zu erhöhen, werden
die Koaxialleitungen des ursprünglichen Hochfrequenz-Signalkombinierers, die den auf
den Innenseite der Abschirmung der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 fließenden
Strom zurückführen, erfindungsgemäß jeweils durch eine platzsparende erste und zweite
Streifenleitung 9 und 11 ersetzt.
[0039] Um bessere elektrische Eigenschaften des erfindungsgemäßen Hochfrequenzsignalkombinierers
zu erzielen, weist die erste und zweite Streifenleitung 9 und 11 gegenüber der ersten
und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 einen geringeren Wellenwiderstand, nämlich einen
Wellenwiderstand in Höhe von 15 Ω gegenüber dem Wellenwiderstand in Höhe von 35 Ω
bei der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6. Die physikalische Länge der ersten
und zweiten Streifenleitung 9 und 11 in Höhe von 70mm bis 120mm, bevorzugt 92,3 mm,
ist somit auch kürzer als die physikalische Länge der ersten und zweiten Koaxialleitung
4 und 6 in Höhe von 150mm bis 200mm, bevorzugt 187 mm.
[0040] Die Erfindung ist nicht auf die dargestellte Ausführungsform beschränkt. Von der
Erfindung sind insbesondere auch andere Parameterkombinationen für die Wellenwiderstände
der Koaxial- und Streifenleitungen abgedeckt, die zu einer gegebenen Eingangsimpedanz,
insbesondere von 50 Ω, und einer gegebenen Ausgangsimpedanz, insbesondere von 25 Ω,
des Hochfrequenz-Signalkombinierers führen.
1. Hochfrequenz-Signalkombinierer mit
einem ersten Eingangsanschluss (1) zur Einspeisung eines ersten Hochfrequenzsignals,
einem zweiten Eingangsanschluss (2) zur Einspeisung eines zweiten Hochfrequenzsignals,
einem Ausgangsanschluss (8) zur Ausgabe des aus dem ersten und dem zweiten Hochfrequenzsignal
kombinierten dritten Hochfrequenzsignals,
einer ersten Koaxialleitung (4) zwischen dem ersten Eingangsanschluss (1) und dem
Ausgangsanschluss (8),
einer zweiten Koaxialleitung (6) zwischen dem zweiten Eingangsanschluss (2) und dem
Ausgangsanschluss (8),
einem ringförmigen Kern (7), durch dessen Ausnehmung (20) die erste und zweite Koaxialleitung
(4,6) hindurch geführt sind,
einem Lastausgleichswiderstand (13) zur Kompensation eines hinsichtlich seiner Signalamplitude
bzw. Signalleistung asymmetrischen ersten und zweiten Hochfrequenzsignals und einem
dazu parallelen Kondensator (19) zur Kompensation von Restreaktanzen innerhalb des
Hochfrequenz-Signalkombinierers zwischen den ausgangsseitigen Außenleitern der ersten
Koaxialleitung (4) und der zweiten Koaxialleitung (6), und
einem Eingangsausgleichswiderstand (14) zur Kompensation eines hinsichtlich seiner
Signalamplitude bzw. Signalleistung asymmetrischen ersten und zweiten Hochfrequenzsignals
und einem dazu parallelen Kondensator (18) zur Kompensation von Restreaktanzen innerhalb
des Hochfrequenz-Signalkombinierers zwischen den eingangsseitigen Außenleitern der
ersten Koaxialleitung (4) und der zweiten Koaxialleitung (6),
dadurch gekennzeichnet,
dass zwischen dem Außenleiter der ersten Koaxialleitung (4) am ersten Eingangsanschluss
(1) und am Ausgangsanschluss (8) zusätzlich eine erste Mikrostreifenleitung (9) und
zwischen dem Außenleiter der zweiten Hochfrequenzleitung (6) am zweiten Eingangsanschluss
(2) und am Ausganganschluss (8) eine zweite Mikrostreifenleitung (11) ausgebildet
ist und
dass die physikalische Länge der ersten und zweiten Koaxialleitung (4,6) unterschiedlich
zur physikalischen Länge der ersten und zweiten Mikrostreifenleitung (9,11) ist und/oder
dass der Wellenwiderstand der ersten und zweiten Koaxialleitung (4,6) unterschiedlich
zum Wellenwiderstand der ersten und zweiten Mikrostreifenleitung (9,11) ist.
2. Hochfrequenz-Signalkombinierer nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
dass der ringförmige Kern (7) aus einem aufgewickelten Band gefertigt ist, das aus einer
ersten Schicht (16) aus einem magnetisierbaren Material und aus einer zweiten Schicht
(17) aus einem isolierenden Material besteht.
3. Hochfrequenz-Signalkombinierer nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass die erste und zweite Koaxialleitung (4,6) jeweils einen Wellenwiderstand von ca.
35 Ω und die erste und zweite Mikrostreifenleitung (9,11) jeweils einen Wellenwiderstand
von ca. 15 Ω aufweisen.
4. Hochfrequenz-Signalkombinierer nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet,
dass die erste und zweite Koaxialleitung (4,6) jeweils eine physikalische Länge von 150mm
bis 200mm, bevorzugt von 187 mm, und die erste und zweite Mikrostreifenleitung (9,11)
jeweils eine physikalische Länge von 70mm bis 120mm, bevorzugt von 92,3 mm, aufweisen.
5. Hochfrequenz-Signalkombinierer nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass die erste Schicht (16) eine 5 bis 50 Mikrometer, bevorzugt 16 bis 20 Mikrometer dicke
Eisenschicht und die zweite Schicht (17) eine 0,1 bis 1 Mikrometer, bevorzugt 0,5
Mikrometer, dicke Oxid- oder Nitrid-Schicht, insbesondere aus Magnesiumoxid, ist.
1. High frequency signal combiner with
a first input terminal or port (1) for feeding in a first high frequency signal,
a second input terminal or port (2) for feeding in a second high frequency signal,
an output terminal or port (8) for outputting the third high frequency signal which
is a combination of the first and the second high frequency signal,
a first coaxial line (4) between the first input terminal or port (1) and the output
terminal or port (8),
a second coaxial line (6) between the second input terminal or port (2) and the output
terminal or port (8),
an annular core (7) through the recess (20) of which the first and second coaxial
line (4, 6) are passed,
a load balancing resistor (13) for compensating for a first and second high frequency
signal which is asymmetrical with regard to its signal amplitude or signal power,
and a parallel capacitor (19) for compensating for residual reactances within the
high frequency signal combiner between the output-side outer conductors of the first
coaxial line (4) and the second coaxial line (6), and
an input balancing resistor (14) for compensating for a first and second high frequency
signal which is asymmetrical with regard to its signal amplitude or signal power and
a parallel capacitor (18) for compensating for residual reactances within the high
frequency signal combiner between the input-side outer conductors of the first coaxial
line (4) and the second coaxial line (6),
characterised in that
in addition a first microstrip line (9) is formed between the outer conductor of the
first coaxial line (4) at the first input terminal or port (1) and at the output terminal
or port (8) and a second microstrip line (11) is formed between the outer conductor
of the second high frequency line (6) at the second input terminal or port (2) and
at the output terminal or port (8), and
in that the physical length of the first and second coaxial line (4, 6) is different to the
physical length of the first and second microstrip line (9, 11), and/or
in that the surge impedance of the first and second coaxial line (4, 6) is different to the
surge impedance of the first and second microstrip line (9, 11).
2. High frequency signal combiner according to claim 1,
characterised in that
the annular core (7) is made of a wound strip which is composed of a first layer (16)
of a magnetizable material and of a second layer (17) of an insulating material.
3. High frequency signal combiner according to claim 1 or 2,
characterised in that
the first and second coaxial line (4, 6) each have a surge impedance of approximately
35 Ω and the first and second microstrip line (9, 11) each have a surge impedance
of approximately 15 Ω.
4. High frequency signal combiner according to one of claims 1 to 3,
characterised in that
the first and second coaxial line (4, 6) each have a physical length of 150 mm to
200 mm, preferably of 187 mm, and the first and second microstrip line (9, 11) each
have a physical length of 70 mm to 120 mm, preferably of 92.3 mm.
5. High frequency signal combiner according to claim 2,
characterised in that
the first layer (16) is an iron layer with a thickness of 5 to 50 micrometers, preferably
16 to 20 micrometers, and the second layer (17) is an oxide or nitride layer, in particular
of magnesium oxide, with a thickness of 0.1 to 1 micrometer, preferably of 0.5 micrometer.
1. Combinateur de signaux haute fréquence avec
une première connexion d'entrée (1) pour l'introduction d'un premier signal haute
fréquence,
une seconde connexion d'entrée (2) pour l'introduction d'un second signal haute fréquence,
une connexion de sortie (8) pour l'émission du troisième signal haute fréquence combiné
à partir du premier et du second signal haute fréquence,
une première ligne coaxiale (4) entre la première connexion d'entrée (1) et la connexion
de sortie (8),
une seconde ligne coaxiale (6) entre la seconde connexion d'entrée (2) et la connexion
de sortie (8),
un noyau annulaire (7), à travers l'évidement (20) duquel sont menées la première
et la seconde ligne coaxiale (4, 6),
une résistance de compensation de charge (13) pour la compensation d'un premier et
d'un second signal haute fréquence asymétrique concernant son amplitude de signal
ou sa puissance de signal et un condensateur (19) parallèle à celle-ci pour la compensation
de réactances résiduelles à l'intérieur du combinateur de signaux haute fréquence
entre les conducteurs externes du côté de la sortie de la première ligne coaxiale
(4) et de la seconde ligne coaxiale (6), et
une résistance de compensation d'entrée (14) pour la compensation d'un premier et
d'un second signal haute fréquence asymétrique concernant son amplitude de signal
ou sa puissance de signal et un condensateur (18) parallèle à celle-ci pour la compensation
de réactances résiduelles à l'intérieur du combinateur de signaux haute fréquence
entre les conducteurs externes du côté de l'entrée de la première ligne coaxiale (4)
et de la seconde ligne coaxiale (6),
caractérisé en ce que, entre le conducteur externe de la première ligne coaxiale (4) au niveau de la première
connexion d'entrée (1) et au niveau de la connexion de sortie (8) en outre une première
ligne à microbande (9) est formée et entre le conducteur externe de la seconde ligne
haute fréquence (6) au niveau de la seconde connexion d'entrée (2) et au niveau de
la connexion de sortie (8) une seconde ligne à microbande (11) est formée et en ce que la longueur physique de la première et de la seconde ligne coaxiale (4, 6) est différente
de la longueur physique de la première et de la seconde ligne à microbande (9, 11)
et/ou
en ce que l'impédance caractéristique de la première et de la seconde ligne coaxiale (4, 6)
est différente de l'impédance caractéristique de la première et de la seconde ligne
à microbande (9, 11).
2. Combinateur de signaux haute fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce que le noyau annulaire (7) est formé à partir d'une bande enroulée qui consiste en une
première couche (16) en un matériau magnétisable et en une seconde couche (17) en
un matériau isolant.
3. Combinateur de signaux haute fréquence selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que la première et la seconde ligne coaxiale (4, 6) présentent chacune une impédance
caractéristique d'environ 35 Ω et la première et la seconde ligne à microbande (9,
11) présentent chacune une impédance caractéristique d'environ 15 Ω.
4. Combinateur de signaux haute fréquence selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la première et la seconde ligne coaxiale (4, 6) présentent chacune une longueur physique
de 150 mm à 200 mm, de préférence de 187 mm, et la première et la seconde ligne à
microbande (9, 11) présentent chacune une longueur physique de 70 mm à 120 mm, de
préférence de 92,3 mm.
5. Combinateur de signaux haute fréquence selon la revendication 2, caractérisé en ce que la première couche (16) est une couche de fer épaisse de 5 à 50 micromètres, de préférence
de 16 à 20 micromètres et la seconde couche (17) est une couche d'oxyde ou de nitrure
épaisse de 0,1 à 1 micromètre, de préférence de 0,5 micromètre, en particulier en
oxyde de magnésium.